JPH03284014A

JPH03284014A - 判定帰還形等化器

Info

Publication number: JPH03284014A
Application number: JP2085639A
Authority: JP
Inventors: Ichiro Tsujimoto; 一郎辻本
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1990-03-30
Filing date: 1990-03-30
Publication date: 1991-12-13

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は判定帰還形等化器に関し、特にマルチパスフェ
ージング伝搬で生じた波形歪を除去する判定帰還形等化
器に関する。

（従来の技術）従来、マルチパスフェージング回線などで生じた波形歪
を除去する目的で、適応等化器が用いられている。この
適応等化器は線形等化器（ＬＥ）と非線形等化器とに分
類される。第６図は線形等化器（ＬＥ）の構成図であり
、第７図は非線形等化器の構成図である。これら２つの
等化器は、共にトランスバーサルフィルタで構成されて
おり、判定器の入ａ力間の誤差信号εの自乗平均または
絶対値のｍ乗平均が最小となるようにトランスバーサル
フィルタのタップ係数が制御される。地上ディジタルマ
イクロ波通信では主に、線形等化器が用いられている。

線形等化器は、トランスバーサルフィルタの各タップ上
に分布した符号量干渉および雑音を含む受信信号にタッ
プ係数を乗じて線形合成して符号量干渉を除去するから
、強度なマルチパス歪に対しては等化器の残留符号量干
渉が大きくなる。特に、伝送速度の高速化または伝搬区
間の長距離化に伴って送信シンボル長に対するマルチパ
スの遅延分散（Ｄｅｌａｙ　５ｐｒｅａｄ）が広がる厳
しい選択性フェージングに対しては、線形等化器は十分
に受信信号を等化できない。

非線形等化器は第７図に示すように、入力に対し線形な
前方等化器（ＦＥ）１０と非線形な後方等化器（ＢＥ）
２０とでなる判定帰還形等化器（ＤＦＥ）である。前方
等化器１０のセンタータップは通常前方等化器１０の最
終タップに設定されている。インパルス応答の前縁（Ｐ
ｒｅｃｕｒｓｏｒ）による符号量干渉は前方等化器１０
で、後縁（Ｐｏｓｔｃｕｒｓｏｒ）による符号量干渉は
後方等化器２０でそれぞれ除去される。判定器４０から
出力される判定信号は符号量干渉も雑音も含まないから
、後方等化器２０の判定帰還による等化能力は線形等化
器より大きい。インパルス応答のＰｏ５ｔｃｕｒｓｏｒ
による符号量干渉、すなわち主波に対し遅れ性のマルチ
パス歪は、後方等化器２０のタップ範囲内で完全に除去
される。従って、フェージングが遅れ性のマルチパスに
よる場合（最小位相推移フェージング）では判定帰還形
等化器の方が線形等化器より等化能力が優れている。一
方、Ｐｒｅｃｕｒｓｏｒによる符号量干渉、すなわち進
み性のマルチパス歪は後方等化器２０ではな（線形等化
器と等価な前方等化器１０により等化されるから、進み
性のマルチパスによるフェージング（非最小位相推移フ
ェージング）に対して判定帰還形等化器は線形等化器と
同じ等化能力しか示さない。従つて、強い進み性のマル
チパス状態が発生することもある地上ディジタルマイク
ロ波通信では、装置化が容易な線形等化器が主に用いら
れ、判定帰還水等化器はあまり用いられていない。

判定帰還水等化器の進み性マルチパスに対する等化能力
を向上させる方式として、ＭＦ／ＤＦＥ受信方式が電子
通信学会、通信方式研究会“マルチパス伝送路における
適応受信方式”１９７９年２月（ＣＳ７８−２０３）　
　に提案されている。このＭＦ／ＤＦＥ受信方式は、第
８図に示すように、これは判定帰還水等化器（ＤＦＥ）
１２０の前段に適応整合フィルタ（ＭＦ）１１０を設け
たもので、適応整合フィルタ１１０によるＳＮ比の最大
化および判定帰還水等化器１２０による歪の等化による
最適受信を行なう。第９図において、９０１は適応整合
フィルタ１１０人力前の回線のインパルス応答の波形で
、９０２は適応整合フィルタ１１０出力後のインパルス
応答の波形である。適応整合フィルタ１１０はインパル
ス応答を対称化するから、９０１の強いＰｒｅｃｕｒｓ
ｏｒ成分は９０２に示すように、主応答に集束されると
共に一部の電力はＰｏ５ｔｃｕｒｓｏｒ成分にも分散さ
れる。すなわち、進み性の歪の一部が遅れ性の歪に変換
されることにより前方等化器に対する負担は減り、逆に
増加したＰｏ５ｔｃｕｒｓｏｒは判定帰還の後方等化器
により等化されるから、判定帰還水等化器１２０の進み
性マルチパスに対する等化能力が改善される。このよう
に進み性のマルチパスに対しては適応整合フィルタを前
段に設けた判定帰還水等化器の方が判定帰還形等化器単
体より優れた等化能力を発揮する。

しかし適応整合フィルタを前段に設けた判定帰還形等化
層波、ＭＦ／ＤＦＥ受信方式がすでに実用化されてる見
通し外通信のように、ＳＮ比が制約されているマルチパ
スフェージング回線に対して適応整合フィルタによるダ
イパーシティ受信によりＳＮ比を最大化することを第一
優先としており、ＳＮ比が比較的高く、波形歪のみが問
題となるような回線に対しては必ずしも最適であるとは
限らない。その等化能力は、進み性のマルチパス歪に対
しては、判定帰還形等化器単体より適応整合フィルタを
前段に設けた判定帰還水等化器の方がはるかに優れてい
るが、遅れ性のマルチパス歪に対しては判定帰還形等化
器単体の方が優れている。これは適応整合フィルタによ
り新たに生じた波形歪が原因であり、多値ＱＡＭ伝送の
場合、多値レベルの増加に伴いこの歪が無視できなくな
る。適応整合フィルタにより生じる波形歪とは、適応整
合フィルタと遅延分散しているインパルス応答との畳込
みにより、適応整合フィルタ通過後のインパルス応答は
第９図のように１＝０の主応答に集束するが、レベルは
低いながらも応答が広がることによるもので、これを等
化するには判定帰還水等化器のタップ数をかなり増大す
る必要があり現実的ではない。

（発明が解決しようとする課題）上述した従来の判定帰還水等化器には、強度なマルチパ
スフェージング条件下で多値ＱＡＭによる高速伝送を実
現する上で等化能力が不足しているという欠点があった
。

そこで本発明の目的は、等化能力が優れた判定帰還水等
化器を提供することにある。

（課題を解決するための手段）本発明の第１の判定帰還水等化器は、シンボル長Ｔ間隔
のトランスバーサルフィルタでなり該トランスパーサフ
ィルタのセンタータップｃ０の位置を最終段側から前段
側へＮタップだけシフトしてあって入力信号に対して線
形な等化を行なう前方等化器と、シンボル長Ｔ間隔のト
ランスバーサルフィルタでなり入力信号に対して非線形
な等化を行う後方等化器と、前記前方等化器と前記後方
等化器との出力の差をとる第１の減算器と、該第１の減
算器の出力信号を入力して判定信号を前記後方等化器に
出力する判定器と、該判定器の入出力間の差を取り誤差
信号εを得る第２の減算器と、前記判定器の入出力間の
誤差信号εと前記前方等化器および前記後方等化器の各
タップ上の信号とからＬＭＳアルゴリズムにより前記前
号等化器および前記後方等化器の各タップ係数を求めて
変更するタップ係数修正器と、前記前方等化器のセンタ
ータップｃ０から最終段側ｃ、ｌまでの各Ｃａ　＋　　
Ｃ＊Ｌ＋　”・＋　Ｃｅｌｌ　”・＋　Ｃ＊Ｎタップ上
の受信信号と前記判定器から出力される判定信号との相
関を取って回線のインパルス応答の主応答ｈ０および前
縁（Ｐｒｅｃｕｒｓｏｒ）　ｈ−＋＋　−＋　ｈ、、　
＋＋、　ｈ−ｓを監視する相関器と、前記前縁ｈ−＋が
ある値以上になった場合に前記等化器のセンタータップ
ｃ０からｉタップ後段のＣヤ、のタップ係数とを前記後
方等化器のｄｌのタップ係数とを前記相関器で監視した
インパルス応答の主応答ｈ０と前縁ｈ−＋に対して最適
となる予め用意されているタップ係数値に設定するタッ
プ係数修正制御部とを備えることを特徴とする。

また本発明の第２の判定帰還形等化器は、シンボル長Ｔ
間隔のトランスバーサルフィルタでなり該トランスバー
サルフィルタのセンタータップＣ０の位置を最終段側か
ら前段側へＮタップだけシフトしあって入力信号に対し
て線形な等化を行なう前方等化器とシンボル長Ｔ間隔の
トランスバーサルフィルタでなり入力信号に対して非線
形な等化を行う後方等化器と、前記前方等化器と前記後
方等化器との出力の差をとる第１の減算器と、該第１の
減算器の８力信号を入力して判定信号を前記後方等化器
に出力する判定器と、該判定器の入出力間の差を取り誤
差信号εを得る第２の減算器と、前記判定器の入出力間
の誤差信号εと前記前方等化器および前記後方等化器の
各タップ上の信号とからＬＭＳアルゴリズムにより前記
前方等化器および前記後方等化器の各タップ係数を求め
て変更するタップ係数修正器と、前記前方等化器のセン
タータップＣ０から最終段側Ｃ，Ｎまでの各Ｃａ　Ｉ　
Ｃ＋１１　”’、Ｃ＋１”’、　Ｃ＋ｓタップ上の受信
信号と前記判定から出力される判定信号との相関を取っ
て回線のインパルス応答の主応答ｈ０および前縁（Ｐｒ
ｅｃｕｒｓｏｒ）　ｈ　−１＋　”’＋　ｈ　−１＋　
”・ｈ−ｓを監視する相関器と、前記誤差信号εの自乗
平均値ζがある値以上となった場合に前記前方等化器の
センタータップＣ０からｉタップ後段のｃ＋１のタップ
と前記後方等化器のｄｌのタップとのタップ係数を前記
相関器で監視したインパルス応答の主応答ｈ０と前縁ｈ
−＋に対して最適となる予め用意されているタップ係数
値に設定しその後前記タップ係数修正器のＬＭＳアルゴ
リズムによるタップ修正を継続するタップ係数修正制御
部とを備えることを特徴とする。

（実施例）次に、本発明について図面を参照して説明する。

第１図は本発明の第１の判定帰還形等化器の一実施例の
構成図である。第２図は本発明の第２の判定帰還形等化
器の一実施例の構成図である。

第１図において、１０は前方等化器（Ｆ　Ｅ）、１１．
１２，１３．１４は送信シンボル長Ｔの遅延時間を有す
る遅延素子、１５．１６，１７゜１８は乗算器、１９は
合成器、２０は後方等化器（ＢＥ）、２１．２２は送信
シンボル長Ｔの遅延時間を有する遅延素子、２３．２４
は乗算器、２５は合成器、４０は判定器、５０．６０は
減算器、７０はタップ係数修正器、８０．９０は相関器
、３０はタップ係数修正制御部、３１は変換器、３２は
制御器、３３はＲＯＭ、３４は切換え器である。

第２図において、１０は前方等化器（ＦＥ）、１１．１
２，１３．１４は送信シンボル長Ｔの遅延時間を有する
遅延素子、１５．１６，１７゜１８は乗算器、１９は合
成器、２０は後方等化器（ＢＥ）、２１．２２は送信シ
ンボル長Ｔの遅延時間を有する遅延素子、２３．２４は
乗算器、２５は合成器、４０は判定器、５０．６０は減
算器、７０はタップ係数修正器、８０．９０は相関器、
３０はタップ係数修正制御部、３１は変換器、３６は制
御器、３７はＲＯＭである。

送信シンボル列をａｎ　　（ｎ＝−■・・・＋ω）、前
方等化器１０に入力されるまで伝送系のインパルス応答
の離散値をｈ０とすると、受信信号の離散値をｒ。はで示される。第１図および第２図においてｒｎは前方等
化器１０に入力し、遅延素子１１，１２゜１３．１４を
通りの各タップ上にｕ−ｚ、　ｕ−１゜ｕ　Ｏ＋　ｕ　
０１としてｒ　−２＋　　ｒ　−１！　ｒ　Ｑ　ｌ　ｒ
ｈ＋の順で分布し、乗算器１５．１６．１７．１８によ
り各タップにてタップ係数Ｃ−ａ、　Ｃ−１１ＣＱ　＋
　ＣＨ＋が乗ぜられ、合成器１９により合成された後、
減算器６０に出力される。非線形素子である判定器４０
は減算器６０に前方等住難１０の出力後方等住難２０の
出力との差を取られた信号ｙ。を入力としており、ｙｏ
に対する判定信号（識別信号）器２０に入力し、遅延素
子２１．２２を通り、各タップ上の判定信号ａ−＋ａ−
ａはそれぞれタップ係数ｄ＋ｄｔを乗算器２３．２４に
より乗ぜられ、合成器２５で合成された後、後方等住難
２０の出力として減算器６０にフィードバックされる。

従って判定器４０に入力する信号ｙ０は次式で示される
。

また減算器５０は判定器の入出力間の差を取り、誤差信
号 ε＝ｙｏ−ａＱ　　　　　　　・・・　（３）を出力す
る。判定帰還形等化器が等住難として働くためには、線
形等住難（ウイーナフイールタ）と同様に判定器４０の
誤差信号εの自乗平均値ζ＝Ｅ［ε２］　　　（Ｅは期
待値を示す）が最小となるように前方等化器１０および
後方等化器２０のそれぞれのタップ係数が設定される必
要がある。従ってタップ係数はより求まり、次の正規方程式を解くことによりタップ係
数の理想値が得られる。

ここで、＊は複素共役を示し、タップ係数は次のタップ
係数ベクトルとして示される。

また（５）式左辺の小行列Ａを含む６×６の行列は判定
帰還形等化器全体に対する相関行列であり、またとなっている。上記Ａは相関係数ａｌＪで構成されてお
り、その要素はインパルス応答により次式で示される。

一方、第１および第２図おいて、７０のタップ係数修正
器は前方等化器１０のタップ上信号ｕ−２゜ｕ−１＋　
ｕ６　、ｕ＋＋と後方等化器２０のタップ上信号ａ−＋
１８−ｔと誤差信号εとを入力して、通常のＬ　Ｍ　Ｓ
　（ｌｅａｓｔ　ｍｅａｎ　５ｑｕａｒｅ）アルゴリズ
ムすなわＣ？”　＝Ｃ？　−μＥ　”　ｕ　？責Ｃ−２
，−１，０，＋１）　　（７）ｄ？”＝ｄ？−ｙ＋：’
ａニー、”（１＝１．２）　　　（８）により、前方等
化器１０および後方等化器２０のそれぞれのタップ係数
をシンボル毎に逐次算出する。ここでタップ修正係数μ
およびＶを収束範囲内に設定することにより、（５）式
の正規方程式を解かずにタップ係数が得られる。ところ
で、以上までの動作は通常の判定帰還形等化器と同じで
あるが、第１図および第２図の実施例では前方等化器１
０のセンタータップＣ０を前方等化器１０の最終段より
１タツプだけ前段方向ヘシフトさせている。これは本発
明の判定帰還形等化器を地上ディジタルマイクロ波通信
に適用する場合の実施例で、通常の地上ディジタルマイ
クロ波通信でのマルチパス伝搬は主に、主波に対し進み
または遅れ性のマルチパスが１波存在する２波モデルに
て近似されることが知られており、主波とマルチパス波
との遅延時間差はトランスバーサルフィルタの遅延素子
のシンボル長Ｔを越えることはほとんど無い。このよう
なマルチパスフェージング回線に対しては、前方等化層
のセンタータップｃ０を従来の前方等化器の最終タップ
位置より１タツプ分だけ前方等化器の入力側ヘシフトさ
せるだけで、進み性のマルチパス歪に対して従来の判定
帰還形等化器以上の等化能力を発揮することが正規方程
式より導かれる。また本実施例について、前述した進み
性マルチパス歪に対して強いＭＦ／ＤＦＥ受信方式と比
較してみると、本実施例では適応整合フィルタ（ＭＦ）
を用いていないから、適応整合フィルタによる波形歪が
無く、比較的に少ないタップ数で適応整合フィルタを前
段に設けた判定帰還形等化器を越える等化能力が得られ
る。また遅れ性のマルチパス歪に対しては、従来の判定
帰還形等化器と同様の動作を行い、高い等化能力が得ら
れる。

ところで、センタータップシフト判定帰還形等化器を適
応等化させた場合、通常のＬＭＳアルゴリズムだけでは
収束性が劣化する。前方等化器１０は基本的に線形等化
層であって、後方等化層２０が動作しない時にはＣ０１
タツプは８口より１シンボル先行しているａ−＋による
符号量干渉を除去しようとする。また後方等化器２０が
動作する場合、ｄ＋タップはａ−１による符号量干渉を
除去しようとする。すなわちＣ＋１とｄ＋　とけ等化し
ようとする対象が一致しており、センタータップＣｏか
ら見ると、０．１七ｄＩは時間的に対応していると言え
る。前方等化器１０のセンタータップをシフトさせた判
定帰還形等化器において、このように時間的に対応した
（オーバーラツプした）前方等化器１０のタップに対す
る相関行列の固有値は零に近ずく。すなわち解空間が広
がりセンタータップより後段の前方等化器１０の収束性
が極めて劣化する。この収束性の問題は進み性マルチパ
スの変動に対する場合に生じるが、遅れ性マルチパスの
変動については、特に問題は無い。この場合はセンター
タップより前方等化器１０の終端側のタップ係数が零を
保持したままで、後方等化器２０が動作するから、通常
の判定帰還形等化器と全く等価であるといえる。

センタータップシフト判定帰還形等化器の収束性の問題
を解決する本発明第２の判定帰還形等化器のタップ係数
修正制御部３０の構成および制御方法について述べる。

第１図において、相関器８０．９０により判定器４０の
出力ａ０と前方等化器ｌＯのセンタータップより後段の
タップ上受信信号ｕｏ、ｕや、との相関を取る。相関器
８０．９０出力のＷｏとＷ、１とはそれぞれ伝送系のイ
ンパルス応答の主応答ｈｏとＰｒｅｃｕｒｓｏｒ　ｈ−
＋の推定値となっている。

ＷｏとＷ、１のインパルス応答推定値は変換器３１に入
力される。変換器３１は入力されたＷ。。

Ｗ、、を複素平面にて直角座標情報に変換する。例えば
、伝送系のインパルス応答が“主波十Ｔ進み波”の２波
モデルで、そのエコー比ρ（ρ＝Ｉｈ−＋Ｉ／ｌｈｏ　
ｌ）が第３図の波形３０１のように時間変動していると
仮定する。波形３０１の横軸は送信シンボルの数であり
、時間経過を示す。ここで主応答ｈ０が１．０と一定で
、Ｐｒｅｃｕｒ−ｓｏｒｈ−＋のみが変動しているとす
る。この時、Ｗｏは一定であって、第４図のＷ０面の点
Ｐの値を取り、第４図に破線で分割された（＋４．０）
の直角座標に変換される。一方、ｗ、１は、第３図の波
形３０１上の点Ａ、Ｂ、Ｃが第４図４７）Ｗ、、面にて
（−２，０）、（−３，０）、（−４，Ｏ）として変換
される。以上のように変換されたり。。

ｈ、＋の推定値は、制御器３２とＲＯＭ３３とに入力さ
れる。ＲＯＭ３３には、第４図Ｗ０．Ｗ□の各座標（ｉ
、Ｊ）の組合わせに対するインパルス応答値に最適なセ
ンタータップシフト判定帰還形等化器のｃ、１およびｄ
、のタップ係数値が書き込まれている。例えば、第３図
の波形３０１上の点Ａ、Ｂ、Ｃ！：ついては、下茜己表
１のようになっている。

表１点Ａではρが０．４５となっている。位相差をπとする
と、この時Ｃａ１タツプ上の信号Ｕや、はｕ　＊　１＝
　１．　Ｏａ−ｒ　−０，４５ｓａとなっている。Ｃ＋
＋タイプ以外の前方等化層１０のタップを零とすれば前
方等化器ｌＯの出力はＣ＊＋　ｕ　＊１＝−２，２２ａ
−ｒ＋　１．０　ａ　。

となる。従って、後方等化層２０のｄ１タイプによりａ
−＋による歪が除去され進み性マルチパス歪でも判定帰
還の等化が行なわれる。表１はｈｏが第４図のＷ０面の
点Ｐとなっている場合の一例である。Ｗ、、Ｗ□はそれ
ぞれ２２５個の小正方形に分割されているので、その組
合せの数は２２５ｘ２２５＝５０６２５個ある。ＲＯＭ
３３は第４図のＷＯ、Ｗ＋＋の各座標をアドレスとして
Ｃ＋１１ｄ１のタップ係数値を記憶している。第３図の
波形３０１のρの変化に対して、通常のＬＭＳアルゴリ
ズムでセンタータップシフト判定帰還形等化器の全タッ
プを修正した場合、収束性の問題により判定帰還の等化
が行なわれず誤差信号εの自乗平均値ξは第３図の波形
３０２のようになる。

制御器３２は変換されたインパルス応答値よりＰｒｅｃ
ｕｒｓｏｒ　ｈ−＋を監視しており、進み性マルチパス
歪を判定帰還で等化すると判断した時、その時のインパ
ルス応答値に適したタップ係数をＲＯＭ３３に出力させ
る。またタップ係数修正器７０の出力するＣ、、、ｄ、
のタップ係数は、切換え器３４に入力されている。ＲＯ
Ｍ３３に記憶されていたタップ係数を出力させた制御器
３２は、切換え器３４にＲＯＭ３３からのタップ係数Ｃ
◆凰。

ｄ、を選択出力させる。第３図の波形３０３および３０
４は、このようにして設定されたタップ係数である。な
おこの時、他のタップ係数は零にリセットされる。とこ
ろで第４図の各小正方形は分割幅を持っており、ＲＯＭ
３３に書き込むタップ係数はその小正方形の中央でのイ
ンパルス応答に対して最適な値となっている。そのため
、第３図の波形３０５の誤差信号εの自乗平均値ξは時
刻Ｎｔ　、Ｎｓ　、Ｎｅのように最適点では最小となる
が、それ以外では最適点からのずれによる影響によりξ
が増加する。特にＮ、、Ｎ、、Ｎ、の時刻ではタップ係
数がステップ的に変化するからとが大きくなるが、収束
性の問題は解決できる。また上述したようにＲＯＭ３３
の記憶容量は実現可能な容量であり、装置化する上で問
題とはならない。ｈ−＋が減少し、２波モデルが”主波
＋遅れ波”となる場合、制御器３２はタップ係数修正器
７０からの００１．　ｄ＋のタップ係数を選択出力する
ように切換え器３４を制御する。この場合はセンタータ
ップシフトしていない通常の判定帰還形等化器と同じ等
化動作をする。

次に、センタータップシフト判定帰還形等化器の収束性
の問題を解決する本発明の第２の判定帰還形等化器のタ
ップ係数修正制御部３０の構成および制御方法について
述べる。

第２図において、相関器８０．９０と変換器３５とＲＯ
Ｍ３７の動作は第１図の実施例の相関器８０．９０と変
換器３１とＲＯＭ３３と同じである。第２図に示す本発
明の第２の判定帰還形等化器では、誤差信号εの自乗平
均値ξを制御器３６により監視する。またξがある値γ
を越えた場合、その時の進み性２波モデルに対する最適
なタップ係数をＲＯＭ３７に出力させる。例えば、第５
図の波形５０１のように進み波のエコー比ρが増大して
いる時、時刻Ｎ、でξがγを越えたとする。出力された
Ｃ＋＋、ｄ＋のタップ係数はタップ係数修正器７０にそ
れぞれＣｓ２　　、　ｄｌｒ′として入力され、（７）
、（８）式のＬＭＳアルゴリズムのタップ修正している
途中の値として設定される。その後そのままＬＭＳアル
ゴリズムによるタップ修正が継続される。本発明の第１
の判定帰還形等化器のようなタップ係数のステップ的設
定だけではなく、本発明の第２の判定帰還形等化器では
、タップ修正も継続されるから、第５図の波形５０３お
よび波形５０４に示すようにρの変化に対して出来るだ
け追随しようとする動作が加わる。従って、第５図の波
形５０５のとは第３図の波形３０５の直に比べて改善さ
れている。

ところで実際の地上ディジタルマイクロ波回線での２波
モデルの遅延時間差τＴは、０．ＩＴから１．０Ｔまで
のある値をとり、その変動偏差は小さい。例えばて＝０
．３の場合、τは０．３を平均値として変動することが
あっても、その偏差は小さい。従って、ＲＯＭ３７に書
き込む情報はで一定の２波モデルにおいてρを変化させ
た組合せの数だけでよいから、ＲＯＭ３７は大規模な記
憶容量を必要としない。

以上に説明した本発明の第１および第２の判定帰還水等
化器のタップ係数修正の制御によりセンタータップシフ
ト判定帰還形等化器の収束性の問題を解決でき、インパ
ルス応答の変動に追随しながら適応等化させることが可
能となる。また進み性マルチパス歪に対しても、遅れ性
の場合と同様、判定帰還による等化を施すことができ、
従来の判定帰還水等化器が弱点としていた進み性マルチ
パスによるフェージング（非最小位相推移フェージング
）を強力に等化できる。

（発明の効果）以上に詳しく説明したように、本発明は、前方等化器の
センタータップをシフトさせた判定帰還水等化器の有す
る収束性の問題を解決し、従来の判定帰還水等化器が線
形等化していた進み性マルチパスによるフェージング（
非最小位相推移フェージング）に対しても、判定帰還に
よる強力な適応等化を行うことができる。また本発明に
よれば、比較的少ないタップ数で従来の等化方式を上回
る等化能力が得られるから、厳しいマルチパスフェージ
ング回線での多値ＣＡＭ伝送において、より一層の伝送
速度の高速化および回線区間の長距離化を実現すること
ができる。

本発明には、以上のような効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の判定帰還水等化器の一実施例を
示す構成図、第２図は本発明の第２の判定帰還水等化器
の一実施例を示す構成図、第３図は第１図の実施例の動
作を説明する図、第４図は第１図の実施例の動作を説明
する図、第５図は第２図の実施例の動作を説明する図、
第６図は従来の線形等化器を示す構成図、第７図は従来
の判定帰還水等化器を示す構成図、第８図は従来のＭＦ
／ＤＦＥ受信機を示す構成図、第９図は適応整合フィル
タ（ＭＦ）入力前および出力後の回線のインパルス応答
の波形を示す図である。１０・・・前方等化器（ＦＥ）、１１．１２．１３．１
４．２１．２２・・・遅延素子、１５．１６．１７．１
８．２３．２４・・・乗算器、１９．２５・・・合成器
、２０・・・後方等化器（ＢＥ）　、３０・・・タップ
係数修正制御部、３１．３５・・・変換器、３２．３６
・・・制御器、３３．３７・・・ＲＯＭ、３４・・・切
換え器、４０・・・判定器、５０．６０・・・減算器、
７０・・・タップ係数修正器、８０．９０・・・相関器
、１００・・・線形等化器（ＬＥ）、１１０・・・適応
整合フィルタ（ＭＦ）、１２０・・・判定帰還水等化器
（ＤＦＥ）。第３図Ｗｏ面第Ｗ＋７面第図１００＃Ｉ形等化器（ＬＥ）１０前方等化器（ＦＥ）第図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）シンボル長Ｔ間隔のトランスバーサルフィルタで
なり該トランスバーサルフィルタのセンタータップｃ＿
０の位置を最終段側から前段側へＮタップだけシフトし
てあって入力信号に対して線形な等化を行なう前方等化
器と、シンボル長Ｔ間隔のトランスバーサルフィルタで
なり入力信号に対して非線形な等化を行う後方等化器と
、前記前方等化器と前記後方等化器との出力の差をとる
第１の減算器と、該第１の減算器の出力信号を入力して
判定信号を前記後方等化器に出力する判定器と、該判定
器の入出力間の差を取り誤差信号εを得る第２の減算器
と、前記判定器の入出力間の誤差信号εと前記前方等化
器および前記後方等化器の各タップ上の信号とからＬＭ
Ｓアルゴリズムにより前記前方等化器および前記後方等
化器の各タップ係数を求めて変更するタップ係数修正器
と、前記前方等化器のセンタータップｃ＿０から最終段
側ｃ＿＋＿Ｎまでの各ｃ＿０、ｃ＿＋＿１、・・・、ｃ
＿＋＿ｉ、・・・、ｃ＿＋＿Ｎタップ上の受信信号と前
記判定器から出力される判定信号との相関を取って回線
のインパルス応答の主応答ｈ＿０および前縁（Ｐｒｅｃ
ｕｒｓｏｒ）ｈ＿−＿１、・・・、ｈ＿−＿ｉ、・・・
、ｈ＿−＿Ｎを監視する相関器と、前記前縁ｈ＿−＿ｉ
がある値以上になった場合に前記等化器のセンタータッ
プｃ＿０からｉタップ後段のｃ＿＋＿１のタップ係数と
前記後方等化器ｄ＿１のタップ係数とを前記相関器で監
視したインパルス応答の主応答ｈ＿０と前縁ｈ＿−＿１
に対して最適となる予め用意されているタップ係数値に
設定するタップ係数修正制御部とを備えることを特徴と
する判定帰還形等化器。
（２）シンボル長Ｔ間隔のトランスバーサルフィルタで
なり該トランスバーサルフィルタのセンタータップｃ＿
０の位置を最終段側から前段側へＮタップだけシフトし
てあって入力信号に対して線形な等化を行なう前方等化
器と、シンボル長Ｔ間隔のトランスバーサルフィルタで
なり入力信号に対して非線形な等化を行う後方等化器と
、前記前方等化器と前記後方等化器との出力の差をとる
第１の減算器と、該第１の減算器の出力信号を入力して
判定信号を前記後方等化器に出力する判定器と、該判定
器の入出力間の差を取り誤差信号εを得る第２の減算器
と、前記判定器の入出力間の誤差信号εと前記前方等化
器および前記後方等化器の各タップ上の信号とからＬＭ
Ｓアルゴリズムにより前記前方等化器および前記後方等
化器の各タップ係数を求めて変更するタップ係数修正器
と、前記前方等化器のセンタータップｃ＿０から最終段
側ｃ＿＋＿Ｎまでの各ｃ＿０、ｃ＿＋＿１、・・・、ｃ
＿＋＿ｉ、・・・、ｃ＿＋＿Ｎタップ上の受信信号と前
記判定器から出力される判定信号との相関を取って回線
のインパルス応答の主応答ｈ＿０および前縁（Ｐｒｅｃ
ｕｒｓｏｒ）ｈ＿−＿ｉ、・・・、ｈ＿−＿１、・・・
、ｈ＿−＿Ｎを監視する相関器と、前記誤差信号εの自
乗平均値ζがある値以上となった場合に前記前方等化器
のセンタータップｃ＿０からｉタップ後段のｃ＿＋＿ｉ
のタップと前記後方等化器のｄ＿１のタップとのタップ
係数を前記相関器で監視したインパルス応答の主応答ｈ
＿０と前縁ｈ＿−＿ｉに対して最適となる予め用意され
ているタップ係数値に設定しその後前記タップ係数修正
器のＬＭＳアルゴリズムによるタップ修正を継続するタ
ップ係数修正制御部とを備えることを特徴とする判定帰
還形等化器。