JPH08149056A - 移動通信における適応等化方式 - Google Patents
移動通信における適応等化方式Info
- Publication number
- JPH08149056A JPH08149056A JP6304224A JP30422494A JPH08149056A JP H08149056 A JPH08149056 A JP H08149056A JP 6304224 A JP6304224 A JP 6304224A JP 30422494 A JP30422494 A JP 30422494A JP H08149056 A JPH08149056 A JP H08149056A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- minimum phase
- phase system
- correlation
- equalization
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】従来のＤＦＥに対しては、わずかな演算量の増
加で大幅な等化特性の改善を図り、また両方向等化方式
に対しては、等化特性を劣化させることなく従来の欠点
である膨大な演算量を低減することにより実時間処理を
容易としハードウェア規模を減少することができる移動
通信における適応等化方式を提供する。 【構成】従来方式である両方向等化方式の場合、Ｄ／Ｕ
比が非最小位相系（Ｄ＜Ｕ）にある場合には時間の逆方
向からの等化が有効であることに着目し、予めＤ／Ｕ比
を検出することが可能であれば、両方向の等化を行う必
要はなく、最小位相系（Ｄ＞Ｕ）であれば従来のＤＦＥ
と同様に時間方向のみの等化をし、非最小位相系（Ｄ＜
Ｕ）であれば逆の時間方向のみの等化をするように等化
方向を選択することにより、演算量の大幅な低減を図る
ように構成されている。
加で大幅な等化特性の改善を図り、また両方向等化方式
に対しては、等化特性を劣化させることなく従来の欠点
である膨大な演算量を低減することにより実時間処理を
容易としハードウェア規模を減少することができる移動
通信における適応等化方式を提供する。 【構成】従来方式である両方向等化方式の場合、Ｄ／Ｕ
比が非最小位相系（Ｄ＜Ｕ）にある場合には時間の逆方
向からの等化が有効であることに着目し、予めＤ／Ｕ比
を検出することが可能であれば、両方向の等化を行う必
要はなく、最小位相系（Ｄ＞Ｕ）であれば従来のＤＦＥ
と同様に時間方向のみの等化をし、非最小位相系（Ｄ＜
Ｕ）であれば逆の時間方向のみの等化をするように等化
方向を選択することにより、演算量の大幅な低減を図る
ように構成されている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、陸上移動通信等におい
て発生し高速伝送時に支障となる周波数選択性フェージ
ングを補償するための適応等化方式に関するものであ
る。
て発生し高速伝送時に支障となる周波数選択性フェージ
ングを補償するための適応等化方式に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】このような周波数選択性フェージング対
策のための適応等化方式として、ビタビ等化器や判定帰
還型等化器（ＤＦＥ：Decision Feedback Equalizer ）
が有効であった。しかしビタビ等化器は、補償の対象と
なる遅延時間の範囲が増大した場合や、１６ＱＡＭのよ
うな多値変調方式に適用する場合には、ビタビ複号にお
いて考慮すべき状態数が増加し、演算量が指数関数的に
増加するため実現が困難となる。一方、ＤＦＥは、比較
的小規模で実現でき、遅延時間が大きな場合でも等化可
能である。図７にＤＦＥの構成図を示す。図中前段のフ
ィードフォワードフィルタ（以下ＦＦフィルタ）１は、
直接波と遅延波を取り込んだダイバーシチ効果を得るた
めの整合処理を実行する。後段のフィードバックフィル
タ（以下ＦＢフィルタ）２は、検波器４による判定出力
を帰還することにより残留遅延波の除去を行う。このよ
うな多重波成分のダイバーシチ合成やキャンセル動作に
よって等化機能を実現している。陸上移動通信において
は、Ｄ／Ｕ比（直接波の電力と遅延波の電力の比：Desi
re to Undesire Power Ratio）が頻繁に入れ替わる。こ
こでＤ＞Ｕの場合最小位相系とよばれ、逆にＤ＜Ｕの場
合非最小位相系と呼ばれている。前述の通り、残留遅延
波はＦＢフィルタ２の出力によって加算器３において打
ち消すわけであるが、非最小位相系の場合は遅延波のレ
ベルが大きいことから打ち消しが困難となり等化特性が
劣化する。そこで、残留遅延波が残らないようにＦＥフ
ィルタ１のタップ数を増加させることとなるが、やはり
ビタビ等化器と同様にタップ数の二乗に比例して演算量
が急増してしまう。
策のための適応等化方式として、ビタビ等化器や判定帰
還型等化器（ＤＦＥ：Decision Feedback Equalizer ）
が有効であった。しかしビタビ等化器は、補償の対象と
なる遅延時間の範囲が増大した場合や、１６ＱＡＭのよ
うな多値変調方式に適用する場合には、ビタビ複号にお
いて考慮すべき状態数が増加し、演算量が指数関数的に
増加するため実現が困難となる。一方、ＤＦＥは、比較
的小規模で実現でき、遅延時間が大きな場合でも等化可
能である。図７にＤＦＥの構成図を示す。図中前段のフ
ィードフォワードフィルタ（以下ＦＦフィルタ）１は、
直接波と遅延波を取り込んだダイバーシチ効果を得るた
めの整合処理を実行する。後段のフィードバックフィル
タ（以下ＦＢフィルタ）２は、検波器４による判定出力
を帰還することにより残留遅延波の除去を行う。このよ
うな多重波成分のダイバーシチ合成やキャンセル動作に
よって等化機能を実現している。陸上移動通信において
は、Ｄ／Ｕ比（直接波の電力と遅延波の電力の比：Desi
re to Undesire Power Ratio）が頻繁に入れ替わる。こ
こでＤ＞Ｕの場合最小位相系とよばれ、逆にＤ＜Ｕの場
合非最小位相系と呼ばれている。前述の通り、残留遅延
波はＦＢフィルタ２の出力によって加算器３において打
ち消すわけであるが、非最小位相系の場合は遅延波のレ
ベルが大きいことから打ち消しが困難となり等化特性が
劣化する。そこで、残留遅延波が残らないようにＦＥフ
ィルタ１のタップ数を増加させることとなるが、やはり
ビタビ等化器と同様にタップ数の二乗に比例して演算量
が急増してしまう。
【０００３】そこで、このようなＤＦＥの欠点を改善す
るため、両方向等化方式が提案されている。両方向等化
方式の構成を図８に示す。構成にしたがって動作を説明
する。まずこの方式の場合のフレーム構成は、図９に示
すように、フレームの両端にデータを挟む形でトレーニ
ング信号を配置し、それぞれプリアンブル信号（ＵＷ
１）、ポストアンブル信号（ＵＷ２）と呼んでいる。受
信信号はＡ／Ｄ変換器５でＡ／Ｄ変換の後、フレーム同
期信号がフレーム同期回路６で捕捉され、受信バッファ
７に蓄積される。次に、順方向等化用ＤＦＥ８、逆方向
等化用ＤＦＥ９の２つを用いて受信バッファ７の前方か
らと受信バッファ７の後方からの両方向から等化を行い
出力バッファ１０，１１に一次蓄積する。次に、それぞ
れの等化誤差は誤差バッファ１２，１３に一次蓄積さ
れ、それらは比較器１４で比較され良好に等化された方
の出力を方向制御器１５でスイッチ１６を制御して選択
する方式である。
るため、両方向等化方式が提案されている。両方向等化
方式の構成を図８に示す。構成にしたがって動作を説明
する。まずこの方式の場合のフレーム構成は、図９に示
すように、フレームの両端にデータを挟む形でトレーニ
ング信号を配置し、それぞれプリアンブル信号（ＵＷ
１）、ポストアンブル信号（ＵＷ２）と呼んでいる。受
信信号はＡ／Ｄ変換器５でＡ／Ｄ変換の後、フレーム同
期信号がフレーム同期回路６で捕捉され、受信バッファ
７に蓄積される。次に、順方向等化用ＤＦＥ８、逆方向
等化用ＤＦＥ９の２つを用いて受信バッファ７の前方か
らと受信バッファ７の後方からの両方向から等化を行い
出力バッファ１０，１１に一次蓄積する。次に、それぞ
れの等化誤差は誤差バッファ１２，１３に一次蓄積さ
れ、それらは比較器１４で比較され良好に等化された方
の出力を方向制御器１５でスイッチ１６を制御して選択
する方式である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】この両方向等化方式に
おいて、後方からの等化は時間を反転して扱うため遅延
波を直接波として処理することになる。すなわち、Ｄ＜
Ｕの条件をＤ＜Ｕとみなして処理できるため、ＦＦフレ
ーム１のタップ数を増加させることなく非最小位相系に
おける等化特性を大幅に改善することができる。しかし
この方式では両方向から等化するため、必然的に演算量
は２倍になってしまうという欠点がある。
おいて、後方からの等化は時間を反転して扱うため遅延
波を直接波として処理することになる。すなわち、Ｄ＜
Ｕの条件をＤ＜Ｕとみなして処理できるため、ＦＦフレ
ーム１のタップ数を増加させることなく非最小位相系に
おける等化特性を大幅に改善することができる。しかし
この方式では両方向から等化するため、必然的に演算量
は２倍になってしまうという欠点がある。
【０００５】本発明の目的は、従来のＤＦＥに対して
は、わずかな演算量の増加で大幅な等化特性の改善を図
り、また両方向等化方式に対しては、等化特性を劣化さ
せることなく従来の欠点である膨大な演算量を低減する
ことにより実時間処理を容易としハードウェア規模を減
少することができる移動通信における適応等化方式を提
供するものである。
は、わずかな演算量の増加で大幅な等化特性の改善を図
り、また両方向等化方式に対しては、等化特性を劣化さ
せることなく従来の欠点である膨大な演算量を低減する
ことにより実時間処理を容易としハードウェア規模を減
少することができる移動通信における適応等化方式を提
供するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明による移動通信における適応等化方式は、従
来方式である両方向等化方式の場合、Ｄ／Ｕ比が非最小
位相系（Ｄ＜Ｕ）にある場合には時間の逆方向からの等
化が有効であることに着目し、予めＤ／Ｕ比を検出する
ことが可能であれば、両方向の等化を行う必要はなく、
最小位相系（Ｄ＞Ｕ）であれば従来のＤＦＥと同様に時
間方向のみの等化をし、非最小位相系（Ｄ＜Ｕ）であれ
ば逆の時間方向のみの等化をするように等化方向を選択
することにより、演算量の大幅な低減を図るように構成
されている。
に、本発明による移動通信における適応等化方式は、従
来方式である両方向等化方式の場合、Ｄ／Ｕ比が非最小
位相系（Ｄ＜Ｕ）にある場合には時間の逆方向からの等
化が有効であることに着目し、予めＤ／Ｕ比を検出する
ことが可能であれば、両方向の等化を行う必要はなく、
最小位相系（Ｄ＞Ｕ）であれば従来のＤＦＥと同様に時
間方向のみの等化をし、非最小位相系（Ｄ＜Ｕ）であれ
ば逆の時間方向のみの等化をするように等化方向を選択
することにより、演算量の大幅な低減を図るように構成
されている。
【０００７】
【実施例】図面により本発明を詳細に説明する。図１に
本発明の一実施例のブロック図を示す。フレーム構成は
両方向等化方式の場合と同様なものを用いることとす
る。受信信号は、Ａ／Ｄ変換器２０によってディジタル
信号に変換された後、フレーム同期回路２１によって平
均的に電力の大きい波の同期信号が捕捉されて受信バッ
ファ２２に蓄積される。この際、Ｄ／Ｕ比が非最小位相
系にあるときに遅延波（Ｕ波）に同期してしまう場合を
考慮して、その伝搬上で予想される最大遅延時間、もし
くは等化器のタップ数によって決められる等化可能最大
遅延時間（τ）以上前から受信バッファ２２に蓄積す
る。また受信バッファ長も実際のフレーム長よりτ以上
長く確保する。次にユニークワード相関器（以下ＵＷ相
関器）２３によおいて受信信号と既知のユニークワード
（トレーニング信号：プリアンブルまたはポストアンブ
ル）との相互相関演算を行う。相互相関（１）式に示
す。
本発明の一実施例のブロック図を示す。フレーム構成は
両方向等化方式の場合と同様なものを用いることとす
る。受信信号は、Ａ／Ｄ変換器２０によってディジタル
信号に変換された後、フレーム同期回路２１によって平
均的に電力の大きい波の同期信号が捕捉されて受信バッ
ファ２２に蓄積される。この際、Ｄ／Ｕ比が非最小位相
系にあるときに遅延波（Ｕ波）に同期してしまう場合を
考慮して、その伝搬上で予想される最大遅延時間、もし
くは等化器のタップ数によって決められる等化可能最大
遅延時間（τ）以上前から受信バッファ２２に蓄積す
る。また受信バッファ長も実際のフレーム長よりτ以上
長く確保する。次にユニークワード相関器（以下ＵＷ相
関器）２３によおいて受信信号と既知のユニークワード
（トレーニング信号：プリアンブルまたはポストアンブ
ル）との相互相関演算を行う。相互相関（１）式に示
す。
【０００８】
【数１】 この相関値列ｙj は受信バッファ２２の先頭から２τま
での範囲で検出する。検出された相関値の一例を図２に
示す。
での範囲で検出する。検出された相関値の一例を図２に
示す。
【０００９】次に相関ピーク検出器２４によって相関値
ｙから相関値のピーク値が最大の点と２番目の点を検出
する。２波モデルで考えた場合、この二つの点で直接波
（Ｄ波）と遅延波（Ｕ波）と見なすことができる。次に
Ｄ／Ｕ比判定器によってこの処理フレームのＤ／Ｕ比が
最小位相系か非最小位相系かを判定する。図２に示すよ
うに相関値が最大である点が時間軸上で前にあり２番目
の点が後にある場合、Ｄ＞Ｕとなり最小位相系と見なす
ことができる。逆に図３に示すように最大である点が時
間軸上で後にあり２番目の点が時間軸上で前にある場
合、Ｄ＜Ｕとなり非最小位相系と見なすことができる。
その結果、方向制御器２５において最小位相系の場合、
Ｄ波の点から順方向で等化処理を行うべく方向切り替え
器２８を順方向側に切り替え、反対に非最小位相系の場
合はＵ波の到達点からフレーム長分だけ後から時間軸を
反対に等化器２６で等化処理を行うべく方向切り替え器
２８を逆方向に切り替える。等化後の出力バッファ３０
の出力側の切り替え器も同様に切り替える。
ｙから相関値のピーク値が最大の点と２番目の点を検出
する。２波モデルで考えた場合、この二つの点で直接波
（Ｄ波）と遅延波（Ｕ波）と見なすことができる。次に
Ｄ／Ｕ比判定器によってこの処理フレームのＤ／Ｕ比が
最小位相系か非最小位相系かを判定する。図２に示すよ
うに相関値が最大である点が時間軸上で前にあり２番目
の点が後にある場合、Ｄ＞Ｕとなり最小位相系と見なす
ことができる。逆に図３に示すように最大である点が時
間軸上で後にあり２番目の点が時間軸上で前にある場
合、Ｄ＜Ｕとなり非最小位相系と見なすことができる。
その結果、方向制御器２５において最小位相系の場合、
Ｄ波の点から順方向で等化処理を行うべく方向切り替え
器２８を順方向側に切り替え、反対に非最小位相系の場
合はＵ波の到達点からフレーム長分だけ後から時間軸を
反対に等化器２６で等化処理を行うべく方向切り替え器
２８を逆方向に切り替える。等化後の出力バッファ３０
の出力側の切り替え器も同様に切り替える。
【００１０】上記の例は、二波モデルの場合であるが、
実際の伝送路上で到来する電波は必ずしも二波ではな
く、１波のみの場合もあれば３波以上の複数の遅延波が
合成されている場合も考えられる。そこでこれらの条件
を考慮した処理方法を説明する。まず、前述の例と同様
にＵＷ相関器２３において受信信号と既知のユニークワ
ードとの相互相関演算を行う。次に相関ピーク検出器２
４によって、最大ピーク点を検出する。次に最大ピーク
点基準としたしきい値を設定する。このしきい値は最大
ピーク値の振幅の０％以上１００％未満の値を設定す
る。しきい値を設定する理由は、等化処理を行うにあた
って遅延波のレベルがノイズと見なされる程度に小さい
場合はその遅延波を無視することが出来るためである。
次に相関値列ｙから相関値の振幅の大きい順にしきい値
Ｖthを越える複数のピーク点を検出する。これら複数の
ピーク点とは、図４に示す部分である。しきい値を越え
る２番目のピークが検出されない場合には、直接波のみ
と判断しピーク点から順方向の等化処理を行う。また、
しきい値を越える３番目，４番目のピークが検出された
場合には等化の対象とする遅延波が複数あるものとし、
それらの時間軸上での位置関係から等化方向を選択す
る。この方法は、３波以上検出された相関ピークのう
ち、時間軸上で最も前の相関ピークと最も後の相関ピー
クの振幅比をＤ／Ｕ比と見なして方向を決定する。図５
に示すように時間軸上で最も前にある相関ピークが最も
後にある相関ピークより大きい場合、最小位相系（Ｄ＞
Ｕ）と見なすことができる。逆に図６に示すように時間
軸上で最も前にある相関ピークが最も後にある相関ピー
クより小さい場合、非最小位相系（Ｄ＜Ｕ）と見なすこ
とができる。その結果、２波モデルの場合と同様に、最
小位相系の場合、Ｄ波の点から順方向で等化処理を行う
べく方向切り替え器を順方向に切り替え、反対に非最小
位相系の場合にはＵ波の到達点からフレーム長分だけ後
から時間軸を反対に等化処理を行うべく方向切り替え器
を逆方向側に切り替える。以上の処理によって、複数の
マルチパスが到来する場合でも正確に等化する方向を検
出することができる。
実際の伝送路上で到来する電波は必ずしも二波ではな
く、１波のみの場合もあれば３波以上の複数の遅延波が
合成されている場合も考えられる。そこでこれらの条件
を考慮した処理方法を説明する。まず、前述の例と同様
にＵＷ相関器２３において受信信号と既知のユニークワ
ードとの相互相関演算を行う。次に相関ピーク検出器２
４によって、最大ピーク点を検出する。次に最大ピーク
点基準としたしきい値を設定する。このしきい値は最大
ピーク値の振幅の０％以上１００％未満の値を設定す
る。しきい値を設定する理由は、等化処理を行うにあた
って遅延波のレベルがノイズと見なされる程度に小さい
場合はその遅延波を無視することが出来るためである。
次に相関値列ｙから相関値の振幅の大きい順にしきい値
Ｖthを越える複数のピーク点を検出する。これら複数の
ピーク点とは、図４に示す部分である。しきい値を越え
る２番目のピークが検出されない場合には、直接波のみ
と判断しピーク点から順方向の等化処理を行う。また、
しきい値を越える３番目，４番目のピークが検出された
場合には等化の対象とする遅延波が複数あるものとし、
それらの時間軸上での位置関係から等化方向を選択す
る。この方法は、３波以上検出された相関ピークのう
ち、時間軸上で最も前の相関ピークと最も後の相関ピー
クの振幅比をＤ／Ｕ比と見なして方向を決定する。図５
に示すように時間軸上で最も前にある相関ピークが最も
後にある相関ピークより大きい場合、最小位相系（Ｄ＞
Ｕ）と見なすことができる。逆に図６に示すように時間
軸上で最も前にある相関ピークが最も後にある相関ピー
クより小さい場合、非最小位相系（Ｄ＜Ｕ）と見なすこ
とができる。その結果、２波モデルの場合と同様に、最
小位相系の場合、Ｄ波の点から順方向で等化処理を行う
べく方向切り替え器を順方向に切り替え、反対に非最小
位相系の場合にはＵ波の到達点からフレーム長分だけ後
から時間軸を反対に等化処理を行うべく方向切り替え器
を逆方向側に切り替える。以上の処理によって、複数の
マルチパスが到来する場合でも正確に等化する方向を検
出することができる。
【００１１】
【発明の効果】本発明を用い、予めＤ／Ｕ比を検出して
等化する時間軸の方向を決定することによって、両方向
から等化する必要がなくなり、演算量を従来方式の半分
程度に減少することができ、実時間処理が容易となりハ
ードウェア規模も減少することができる。
等化する時間軸の方向を決定することによって、両方向
から等化する必要がなくなり、演算量を従来方式の半分
程度に減少することができ、実時間処理が容易となりハ
ードウェア規模も減少することができる。
【図１】本発明の実施例を示す構成図である。
【図２】最小位相系時の相関値列を示すタイムチャート
である。
である。
【図３】非最小位相系時の相関値列を示すタイムチャー
トである。
トである。
【図４】複数の相関ピークの検出を説明するためのタイ
ムチャートである。
ムチャートである。
【図５】マルチパス到来時の相関値列（Ｄ＞Ｕ）を説明
するためのタイムチャートである。
するためのタイムチャートである。
【図６】マルチパス到来時の相関値列（Ｄ＜Ｕ）を説明
するためのタイムチャートである。
するためのタイムチャートである。
【図７】ＤＦＲ（判定帰還型等化器）の基本的な構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図８】従来の両方向等化方式の構成例図である。
【図９】両方向等化方式の場合のフレーム構成例図であ
る。
る。
１ ＦＦフィルタ ２ ＦＢフィルタ ３ 加算器 ４ 検波器 ５ Ａ／Ｄ変換器 ６ フレーム同期回路 ７ 受信バッファ ８ 順方向用ＤＦＥ ９ 逆方向用ＤＦＥ １０，１１ 出力バッファ １２，１３ 誤差バッファ １４ 比較器 １５ 方向制御器 １６ スイッチ ２０ Ａ／Ｄ変換器 ２１ フレーム同期回路 ２２ 受信バッファ ２３ ＵＷ相関器 ２４ 相関ピーク検出器 ２５ 方向制御器 ２６ 等化器（ＤＦＥ） ２７ 出力バッファ ２８，２９ 切り替え器 ３０ 出力バッファ
Claims (3)
- 【請求項１】 移動通信において、 送信側より伝送された信号を受信側で受信して時系列に
蓄積し、等化処理に先立ってＤ／Ｕ判定器により前記時
系列が最小位相系であるか非最小位相系であるかの判定
結果に従って、前記時系列に蓄積されている受信信号列
の等化する方向を時間軸方向又はその逆方向に選択する
ことを特徴とする移動通信における適応等化方式。 - 【請求項２】 移動通信において、 送信側より伝送された信号を受信側でＡ／Ｄ変換し、変
換された信号を受信バッファに蓄積し、ユニークワード
相関器において受信サンプルの先頭数＋サンプルと既知
のトレーニングパターンとの相互相関演算を行って相関
値を算出し、相関ピーク検出器によって相関値列ｙから
相関値のピークが最大の点と２番目の相関ピーク点を検
出し、それらの振幅幅と位置関係を検出し、該最大の点
が該２番目のピーク点よりより前にあるか後にあるかに
従ってＤ／Ｕ判定器によってこの受信フレーム信号のＤ
／Ｕ比が最小位相系か非最小位相系かを判定し、最小位
相系（Ｄ＞Ｕ）であればＤ波が到達した時点から時間軸
方向に等化処理を行い、逆に非最小位相系（Ｄ＜Ｕ）で
あればＵ波が到達した時点から処理フレーム長分だけ後
から時間軸を逆方向に等化処理を行うことを特徴とする
移動通信における適応等化方式。 - 【請求項３】 前記Ｄ／Ｕ判定器は、 ＵＷ相関器より受信信号と既知のユニークワードとの相
互相関値の演算を行い相関値列を算出し、相関ピーク検
出器によってその相関値の最大ピーク値を検出し、該最
大ピーク値の振幅の０％以上１００％未満のしきい値を
用いて、相関値列から振幅の大きい順に該しきい値を越
える複数の相関ピーク点を検出し、最も前の相関ピーク
点が最も後の相関ピーク点より大きいか小さいかに従っ
て前記最小位相系か前記非最小位相検出系かを判定する
ことを特徴とする請求項２に記載の移動通信における適
応等化方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30422494A JP3325731B2 (ja) | 1994-11-15 | 1994-11-15 | 移動通信における適応等化方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30422494A JP3325731B2 (ja) | 1994-11-15 | 1994-11-15 | 移動通信における適応等化方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08149056A true JPH08149056A (ja) | 1996-06-07 |
| JP3325731B2 JP3325731B2 (ja) | 2002-09-17 |
Family
ID=17930506
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30422494A Expired - Fee Related JP3325731B2 (ja) | 1994-11-15 | 1994-11-15 | 移動通信における適応等化方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3325731B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0782305A3 (en) * | 1995-12-27 | 1998-12-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Biderectional DFE |
| JP2005159467A (ja) * | 2003-11-20 | 2005-06-16 | Sanyo Electric Co Ltd | 等化方法およびそれを利用した受信装置 |
| JP2010130538A (ja) * | 2008-11-28 | 2010-06-10 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 等化器、受信機、及び等化処理方法 |
| US8045606B2 (en) | 2007-05-29 | 2011-10-25 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Bidirectional equalizer with improved equalization efficiency using viterbi decoder information and equalization method using the bidirectional equalizer |
| JP2012227969A (ja) * | 2007-05-29 | 2012-11-15 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 等化器 |
| WO2022244141A1 (ja) * | 2021-05-19 | 2022-11-24 | 日本電信電話株式会社 | 通信装置及び推定方法 |
-
1994
- 1994-11-15 JP JP30422494A patent/JP3325731B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0782305A3 (en) * | 1995-12-27 | 1998-12-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Biderectional DFE |
| US5946350A (en) * | 1995-12-27 | 1999-08-31 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Data receiving system using a decision feedback equalizer |
| JP2005159467A (ja) * | 2003-11-20 | 2005-06-16 | Sanyo Electric Co Ltd | 等化方法およびそれを利用した受信装置 |
| US8045606B2 (en) | 2007-05-29 | 2011-10-25 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Bidirectional equalizer with improved equalization efficiency using viterbi decoder information and equalization method using the bidirectional equalizer |
| JP2012227969A (ja) * | 2007-05-29 | 2012-11-15 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 等化器 |
| JP2010130538A (ja) * | 2008-11-28 | 2010-06-10 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 等化器、受信機、及び等化処理方法 |
| WO2022244141A1 (ja) * | 2021-05-19 | 2022-11-24 | 日本電信電話株式会社 | 通信装置及び推定方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3325731B2 (ja) | 2002-09-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0755141B1 (en) | Adaptive decision feedback equalization for communication systems | |
| EP1158694A2 (en) | Spatial and temporal equalizer and equalization method | |
| US5050186A (en) | Signal equalizing arrangement and a method of equalizing a received data signal | |
| US6466616B1 (en) | Power efficient equalization | |
| EP0851637A2 (en) | DFE with a variable number of taps, and variable tap assignment, in the feedforward section | |
| JPH03214819A (ja) | ダイバーシティ受信方式 | |
| JP3145295B2 (ja) | データ受信装置 | |
| KR20060012825A (ko) | 다중입출력 시스템의 수신기 | |
| US6130909A (en) | Method and apparatus for equalization in a diversity receiver | |
| JP2012513703A (ja) | 移動通信システムのチャネル推定装置および方法 | |
| JP3325731B2 (ja) | 移動通信における適応等化方式 | |
| JPH11261457A (ja) | 波形等化処理方法 | |
| KR101005843B1 (ko) | 수중음향 통신용 수신기의 혼합 증대형 채널등화 방법 및 장치 | |
| JP2503715B2 (ja) | 適応受信機 | |
| JP3844951B2 (ja) | 受信機および適応等化処理方法 | |
| JP3424816B2 (ja) | ダイバーシチ受信機及びダイバーシチ受信制御方法 | |
| AU722049B2 (en) | Method for estimating connection quality, diversity combination method, and receiver | |
| JP2838101B2 (ja) | データ信号の等化方法及び信号等化回路配置 | |
| JP2002204192A (ja) | 受信方法及び受信機 | |
| JP5257008B2 (ja) | 適応等化器およびタップ係数制御方法 | |
| JP2001196978A (ja) | 適応等化方式及びダイバーシチ受信方式並びに適応等化器 | |
| JPH0738560B2 (ja) | 自動等化器 | |
| US7656941B2 (en) | Method for synchronizing an equalizer output data | |
| JPH09260941A (ja) | 受信装置および受信方法 | |
| JP3537203B2 (ja) | アンテナダイバーシチ受信機 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090705 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100705 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110705 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120705 Year of fee payment: 10 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |