JP2010130538A - 等化器、受信機、及び等化処理方法 - Google Patents

Abstract

【課題】既知シンボルが端部以外に配置されたフレームを受信する場合に、等化誤差の少ない等化処理結果を得ることができるようにした等化器、受信機、及び等化処理方法を提供する。
【解決手段】フレームに含まれる既知シンボル及びそれよりも後方の信号に対して順方向で等化処理を行う後方順方向等化処理手段と、フレームに含まれる既知シンボル及びそれよりも後方の信号に対して逆方向で等化処理を行う後方逆方向等化処理手段と、後方順方向等化処理手段による等化処理結果の等化誤差と後方逆方向等化処理手段による等化処理結果の等化誤差とを比較する比較手段と、比較手段による比較の結果、等化誤差の少なかった等化処理結果を選択して出力する選択手段とを備える。
【選択図】図４

Description

本発明は、等化器、受信機、及び等化処理方法に関し、特に、既知シンボルが端部以外に配置されたフレームの受信に用いられる等化器、受信機、及び等化処理方法に関する。

例えば、陸上移動通信用のデジタル無線端末装置において、遅延波の影響による受信信号の歪を補償するために判定帰還型等化器（ＤＦＥ：Decision Feedback Equalizer）が用いられる。ＤＦＥにおいて、伝搬路変動が高速な環境下では、タップ利得の引き込み速度が速くて１０シンボル程度で十分にタップ利得係数を収束できる逐次最小２乗（ＲＬＳ：Recursive Least Squares）のアルゴリズムが好適である。

しかしながら、ＲＬＳアルゴリズムでは、乗算回数が適応フィルタのタップ数の２乗に比例して増え、計算に複雑な行列式などを用いるために演算量が極めて多く、倍精度浮動小数点演算が必要であるという問題が生じるため、低価格で消費電力の少ない固定小数点ＤＳＰ（Digital SIGNAL Processor）による処理の実現は難しい。

演算量の少ないタップ利得更新アルゴリズムとして、最小２乗平均（ＬＭＳ：Least Mean Squares）のアルゴリズムが知られている。
ＬＭＳアルゴリズムでは、誤差の２乗平均値が最小となるような最適タップ利得に徐々に近づくようにタップ利得を制御させるため、係数を収束させるためには、最低でも３０〜５０シンボル程度必要となるが、適応フィルタのタップ数に比例するだけの少ない演算量の割には比較的良好な収束特性を示すため、線形及び非線形等下器の代表的な適応アルゴリズムとして利用されている。

ところで、市町村デジタル同報通信システムなどの固定系の無線通信システム（非特許文献１参照）では、送信側のアンテナと受信側のアンテナが固定に設置されている。このような送受信アンテナの位置関係が固定の環境下であっても、山間部など地形の入り組んだ地域の場合、直接到来する電波（直接波）に、山などに反射し遅延した電波（遅延波）が合成されて伝搬路歪み生じるという問題が生じる。

上記のような固定系の無線通信システムにあっては、伝搬路変動が比較的小さく、特許文献１記載のように受信バッファの前方からの等化処理、即ち時間軸に沿って行う等化処理（以下、順方向等化という。）と、後方からの等化処理、即ち時間軸を遡って行う等化処理（以下、逆方向等化という。）とを行うことにより、伝搬路歪みを補償することができる。

特開２００４−１８０１０９号公報 ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ８６、「市町村デジタル同報通信システム」、社団法人電波産業会

ところで、非特許文献１のＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ８６に準拠するシステムにあっては、子局から送信された信号を親局が受信する場合や、通話時送信モード（親局が通話するときにのみ送信するモード）で親局から送信された信号を子局が受信する場合には、制御用物理チャネルや同期バーストの受信を１フレーム単独で行う。

図２に、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ８６で規定される制御用物理チャネルや同期バーストの信号フォーマットを示す。
同図に示すように、フレームのほぼ中央に既知シンボルである同期ワードＳＷが配置されると共に、その前方にＡＧＣプリアンブル（ＡＰ）または固定パターン（ＦＰ）が配置され、後方に各種情報（ＤＡＴＡ）が配置されている。

そのため、フレーム前半に配置されたＡＧＣプリアンブルや固定パターンの区間でＡＧＣ（Automatic Gain Control）やＡＦＣ（Automatic frequency Control）の引き込みを行うこととなり、トレーニングに用いることが可能となる既知シンボルはフレームの中央にある同期ワードのみとなることから、必然的に同期ワードより後のデータは順方向等化せざるを得ない。尚、図２は後述する実施例で参照する図であり、ここでは説明の便宜上から図２を参照したが、本発明を限定する意図は無い。

図１４は、受信信号に遅延波が合成されることを示した遅延プロファイルを表した図である。ここで、図１４（ａ）は、受信側を送信側から見通せる場所に設置した場合の遅延プロファイルであり、図１４（ｂ）は受信側を送信側から見通せない場所に設置した場合の遅延プロファイルを示している。図１４（ａ）の場合、直接波と遅延波には電力差があり、直接波の電力が支配的であるが、図１４（ｂ）の場合には、直接波が遮断され、遅延波のみが到来するため、遅延波１００と遅延波１０１の電力差が小さく、遅延波同士で干渉する。

図１５は、従来の等化処理を行う場合の遅延プロファイルを示した図である。図１５では、受信側を送信側から見通せない場所に設置したときに受信側で等化処理を行う場合の遅延プロファイルを示している。
受信信号に対して従来の等化処理を行う場合、順方向等化となるため、図１４（ｂ）同様の遅延プロファイルとなる。

等化器においては、図１５の中で先行している波が直接波となり、それに続く波が遅延波となる。直接波が遅延波よりも大きい場合を最小位相条件、遅延波が直接波よりも大きい場合を非最小位相条件と言い、図示の場合は非最小位相条件となる。
ここで、判定帰還型の等化器では、最小位相条件の場合に比べ非最小位相条件の場合により多くのタップ数を必要とし、同じタップ数の条件では収束特性が劣り、等化誤差が多くなる。

本発明は、このような従来の事情に鑑み為されたもので、既知シンボルが端部以外に配置されたフレームを受信する場合に、等化誤差の少ない等化処理結果を得ることができるようにした等化器、受信機、及び等化処理方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、請求項１に記載の等化器は、既知シンボルを含むフレームからなる受信信号を等化処理する等化器において、前記フレームに含まれる前記既知シンボル及びそれよりも後方の信号に対して順方向で等化処理を行う後方順方向等化処理手段と、前記フレームに含まれる前記既知シンボル及びそれよりも後方の信号に対して逆方向で等化処理を行う後方逆方向等化処理手段と、前記後方順方向等化処理手段による等化処理結果の等化誤差と前記後方逆方向等化処理手段による等化処理結果の等化誤差とを比較する比較手段と、前記比較手段による比較の結果、等化誤差の少なかった等化処理結果を選択して出力する選択手段と、を備えることを特徴とする。

また、上記目的を達成するため、請求項２に記載の受信機は、既知シンボルを含むフレームからなる受信信号を等化処理する受信機において、前記フレームに含まれる前記既知シンボル及びそれよりも後方の信号に対して順方向で等化処理を行う後方順方向等化処理手段と、前記フレームに含まれる前記既知シンボル及びそれよりも後方の信号に対して逆方向で等化処理を行う後方逆方向等化処理手段と、前記フレームに含まれる前記既知シンボル及びそれよりも前方の信号に対して順方向で等化処理を行う前方順方向等化処理手段と、前記フレームに含まれる前記既知シンボル及びそれよりも前方の信号に対して逆方向で等化処理を行う前方逆方向等化処理手段と、前記後方順方向等化処理手段による等化処理結果の等化誤差と前記後方逆方向等化処理手段による等化処理結果の等化誤差とを比較する第１の比較手段と、前記前方順方向等化処理手段による等化処理結果の等化誤差と前記前方逆方向等化処理手段による等化処理結果の等化誤差とを比較する第２の比較手段と、前記第１の比較手段による比較の結果、等化誤差の少なかった等化処理結果を選択して出力する第１の選択手段と、前記第２の比較手段による比較の結果、等化誤差の少なかった等化処理結果を選択して出力する第２の選択手段と、受信したフレームが待ち受け状態で受信した最初のフレームであるか否か判断する判断手段と、を備え、前記判断手段により、受信したフレームが最初のフレームであると判断されるときは、前記前方順方向等化処理手段、前記前方逆方向等化処理手段、前記第２の比較手段、及び前記第２の選択手段は、それぞれ当該フレームに対する処理を停止することを特徴とする。

また、請求項３に記載の受信機は、請求項２に記載の受信機において、前記最初のフレームに含まれる前記既知シンボルよりも前方に配置された信号を用い、ＡＧＣ及びＡＦＣの引き込みを行うことを特徴とする。

また、請求項４に記載の等化処理方法は、既知シンボルを含むフレームからなる受信信号を等化処理する等化処理方法において、前記フレームに含まれる前記既知シンボル及びそれよりも後方の信号に対して順方向で等化処理を行うステップと、前記フレームに含まれる前記既知シンボル及びそれよりも後方の信号に対して逆方向で等化処理を行うステップと、前記後方順方向等化処理手段による等化処理結果の等化誤差と前記後方逆方向等化処理手段による等化処理結果の等化誤差とを比較するステップと、前記比較手段による比較の結果、等化誤差の少なかった等化処理結果を選択して出力するステップと、を備えることを特徴とする。

本発明によると、プリアンブルを含む既知シンボルと情報部分が並んで配置されたフレームのように、フレームの内部に既知シンボルが含まれるような場合に、情報部分に対して順方向等化と逆方向等化を行うことにより、等化誤差の少ない等化処理結果を得ることができる。また、ＡＧＣやＡＦＣの引き込みに使用されるプリアンブルに対する不要な等化処理を行うことがないため、処理の負荷を低減することができる。

（実施例１）
以下に本発明の第１の実施形態について図面を参照して説明する。
本実施例では、市区町村などの防災に関する無線通信システムに本発明を適用した場合を示す。
本実施例に係る無線通信システムは、例えば、災害時に行政機関から住民に災害関連情報を報知する等の用途として用いられ、親局（センター局装置）と子局（端末局装置）との間で無線通信を行う。具体例として、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ８６で規定される市町村デジタル同報通信システムに準拠した無線通信システムであり、通信方式としてＴＤＭＡ／ＴＤＤを用いる。

図１は、本発明に係る無線通信システムの構成例を示すシステムブロック図である。
図１に示すように、本実施例に係る無線通信システムは、親局Ａと、複数の子局Ｂ１〜Ｂｎ（ｎ：２以上の自然数）とから構成される。

親局Ａは、無線送受信装置１と、操作者により操作されて各種の指令などを受け付ける操作卓２とを備える。また、各子局Ｂ１〜Ｂｎは、子局本体装置３と、周辺に対して音声を出力するトランペットスピーカ４と、外部情報を検出するテレメータ収集装置５とを備える。

図１に示す無線通信システムにおいては、親局の送信モードとして、例えば、間欠送信モードや通話時送信モードを有する。間欠送信モードでは、親局から子局に対して制御用物理チャネルが常送される。一方、通話時送信モードでは、無通信時は親局からの制御用物理チャネルの送信が停止される。また、各モードにおいて子局は、キャリア検出で待ち受け、キャリア検出後に同期補足する。

図２に、図１に示す無線通信システムで使用される信号フォーマットを示す。図２に示す信号フォーマットは、具体的にはＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ８６（市町村デジタル同報通信システム）で規定される無線区間信号フォーマットであり、ＴＤＭＡの１スロットを示している。同図（ａ）が制御用物理チャネル、（ｂ）が同期バーストの信号フォーマットである。
各信号フォーマットについて具体的に説明すると、制御用物理チャネルにあっては、前方から、バースト過渡応答用ランプ時間（Ｒ）のシンボル１０、ＡＧＣプリアンブル（ＡＰ）１１、パイロットシンボル（Ｐ）のシンボル１２、ＡＧＣプリアンブル（ＡＰ）のシンボル１３、同期ワード系列（ＳＷ）のシンボル１４、各種情報（ＤＡＴＡ）のシンボル１５、パイロットシンボル（Ｐ）のシンボル１６、各種情報（ＤＡＴＡ）のシンボル１７、ガード時間（Ｇ）のシンボル１８が配置される。

また、同期バーストにあっては、前方から、バースト過渡応答用ランプ時間（Ｒ）のシンボル２０、固定パターン（ＦＰ）のシンボル２１、パイロットシンボル（Ｐ）のシンボル２２、固定パターン（ＦＰ）のシンボル２３、同期ワード系列（ＳＷ）のシンボル２４、各種情報（ＤＡＴＡ）のシンボル２５、パイロットシンボル（Ｐ）のシンボル２６、各種情報（ＤＡＴＡ）のシンボル２７、ガード時間（Ｇ）のシンボル２８が配置される。尚、上記の各種情報（ＤＡＴＡ）には、種々の機能チャネルが配置される。

親局Ａと子局Ｂ１〜Ｂｎの通信を行う場合、先ず制御用物理チャネルや同期バーストの送受信が行われる。このとき、子局から送信された信号を親局が受信する場合や、通話時送信モードで親局から送信された信号を子局が受信する場合には、制御用物理チャネルや同期バーストの受信を１フレーム単独で行う。

図３に、本発明の第１の実施形態に係る等化器及び等化処理方法を使用する受信機の構成を示す。図示の受信機は、親局Ａの無線送受信装置１の受信系を構成する。尚、図示の受信機は、子局Ｂ１〜Ｂｎの子局本体装置３の受信系に適用することも可能である。

図３を参照し、受信機の構成及び動作を説明する。図示しないアンテナで受信された信号は、入力端子Ｚ１から復調部３０内のＲＦ部３１に入力され、ＲＦ部３１においてバッファアンプによる電力振幅増幅とミキサによる周波数変換が行われる。ＲＦ部３１の出力は、Ａ／Ｄ変換器３２によりアナログ信号からデジタル信号へ変換される。Ａ／Ｄ変換器３２の出力は、直交復調部３３により直交復調されてベースバンド信号のＩ成分とＱ成分に分離される。このベースバンド信号のＩ成分とＱ成分は、受信フィルタ部３４によりフィルタリングされて、復調処理部３５内の等化器（適応等化器）３６に入力される。等化器３６に入力された信号は、等化処理された後、出力端子Ｚ２から出力される。

また、受信フィルタ部３４の出力は、ＡＧＣ回路３７とＡＦＣ回路３８にも入力される。ＡＧＣ回路３７は、ＲＦ部３１の出力レベルが所定レベルに保持されるように、ＲＦ部３１内の増幅器あるいは減衰器のゲインを制御する。また、ＡＦＣ回路３８は、ＲＦ部３１内の局部発振器の周波数誤差によって発生するベースバンド信号の位相回転を補正すべく、当該局部発振器に与える制御電圧を調節する。

図４は、図３に示す等化器３６の構成を示すブロック図である。等化器３６は、蓄積処理部４０、順方向バッファ４１、逆方向バッファ４２、ＤＦＥ（判定帰還型等化器）４３、逆方向等化処理部４４、順方向出力バッファ４６、逆方向出力バッファ４７、出力選択部４８によって構成される。

蓄積処理部４０では、順方向バッファ４１、逆方向バッファ４２への蓄積の制御を行う。ＤＦＥ４３は、順方向バッファ４１のデータが入力され、フレーム後半データの順方向等化処理を行う。ＤＦＥ４３の出力は、順方向出力バッファ４６に入力される。逆方向等化処理部４４は、逆方向バッファ４２のデータが入力され、フレーム後半データの逆方向等化処理を行う。逆方向等化処理部４４の出力は、逆方向出力バッファ４７に入力される。

順方向出力バッファ４６にはフレーム後半データの順方向等化出力が蓄積され、逆方向出力バッファ４７にはフレーム後半データの逆方向出力がそれぞれ蓄積される。各バッファ４６，４７に蓄積されたデータは、出力選択部４８に入力される。出力選択部４８は、フレーム後半データの順方向等化の等化誤差の平均と、逆方向等化の等化誤差の平均とを比較し、等化誤差が小さい方を等化処理結果として選択して出力する。

続いて、図４に示す各構成について詳説する。
図５は、図４に示す順方向バッファ４１と逆方向バッファ４２へのフレームの蓄積動作を説明する説明図である。図５に示すように、順方向バッファ４１へは、フレーム後半データ、具体的には、シンボル１４（２４），１５（２５），１６（２６），１７（２７），１８（２８）の各データを順方向で、シンボル１４（２４）の先頭データを先頭アドレスとしてそれぞれ蓄積する。また、逆方向バッファ４２へは、フレーム後半データを逆方向で、シンボル１８（２８）の終端データを先頭アドレスとしてそれぞれ蓄積する。

図６は、図４に示す逆方向等化処理部４４の構成例を示すブロック図である。
逆方向等化処理部４４はＤＦＥ（判定帰還型等化器）４４１，４４２、非判定出力帰還処理部４４３、タップ利得係数バッファ４４４、バッファ４４５、振幅・位相補正係数算出部４４６、振幅・位相補正部４４７、係数補正部４４８、出力結合部４４９で構成される。端子Ｚ３を介し、図４に示す逆方向バッファ４２に蓄積されたデータが、ＤＦＥ４４１，４４２と非判定出力帰還処理部４４３へ入力される。

図７は、図４に示すＤＦＥ４３と、図６に示すＤＦＥ４４１，４４２の構成を示すブロック図である。
図７に示すように、ＤＦＥ４３，４４１，４４２は、１／２シンボルの遅延を与えるＮＦＦ−１個の遅延回路５０（１）〜５０（ＮＦＦ−１）と、１シンボルの遅延を与えるＮＦＢ個の遅延回路５１（１）〜５１（ＮＦＢ）と、ＮＦＦ＋ＮＦＢ個の複素乗算器５２（０）〜５２（ＮＦＦ−１），５３（１）〜５３（ＮＦＢ）と、複素加算器５４１，５４２と、複素減算器５５と、誤差電力算出部５６と、シンボル判定部５７と、スイッチ５８と、同期ワードシンボル格納メモリ５９と、タップ利得係数更新部６０とから構成される。尚、「ＮＦＦ」はフィードフォワードタップのタップ数であり、「ＮＦＢ」はフィードバックタップのタップ数である。

ここで、タップ利得係数更新部６０の更新アルゴリズムは、例えば、最小２乗平均ＬＭＳである。端子６１からは、図６に示す端子Ｚ３からの信号が入力される。ＤＦＥ４４１は、タップ利得係数の最終値を、端子６２を介してタップ利得係数バッファ４４４に出力する。ＤＦＥ４４２は、係数補正部４４８からのタップ利得係数を、端子６３を介して初期値として入力する。

また、同期ワードシンボル格納メモリ５９に格納された同期ワードシンボルを参照信号としてトレーニング動作を行う際は、スイッチ５８の端子５８（ａ）と５８（ｃ）を接続し、同期ワードシンボル格納メモリ５９から同期ワードシンボルを、フィードバックタップの遅延回路５１（１）に入力する。一方、シンボル判定結果を参照信号とするトラッキング動作を行う際は、スイッチ５８の端子５８（ａ）と５８（ｂ）を接続し、シンボル判定部５７の出力をフィードバックタップの遅延回路５１（１）に入力する。ＤＦＥ４３，４４１，４４２の等化処理結果（等化出力）と等化誤差情報は、それぞれ端子６４と端子６５を介し、順方向出力バッファ４６、あるいはタップ利得係数バッファ４４４または出力結合部４４９に出力される。

図８は、図６に示す非判定出力帰還処理部４４３の構成を示すブロック図である。
非判定出力帰還処理部４４３は、１／２シンボルの遅延を与えるＮＦＦ−１個の遅延回路７０（１）〜７０（ＮＦＦ−１）と、１シンボルの遅延を与えるＮＦＢ個の遅延回路７１（１）〜７１（ＮＦＢ）と、ＮＦＦ＋ＮＦＢ個の複素乗算器７２（０）〜７２（ＮＦＦ−１），７３（１）〜７３（ＮＦＢ）と、複素加算器７４１，７４２とから構成され、等化器出力である複素加算器７４１の出力ｙをそのままフィードバックタップｕ（−１）〜ｕ（―ＮＦＢ）へ帰還すると共に、等化器出力ｙを端子７７から図６に示すバッファ４４５に出力する。

図９は、図４に示すＤＦＥ４３と逆方向等化処理部４４の等化処理動作について説明する説明図である。
ＤＦＥ４３では、フレーム後半データについて順方向等化を行い、逆方向等化処理部４４では、フレーム後半データについて逆方向等化を行う。
ＤＦＥ４３においてフレーム後半データに対して順方向等化を行う場合、先ず、フレーム後半データの先頭データである同期ワード（ＳＷ）のシンボル１４（２４）の信号を例えば係数更新アルゴリズムに応じた任意の回数（例えば１６回）だけ繰り返し、トレーニングを行った後、シンボル１５（２５）〜１７（２７）までの入力信号に対し、トラッキングを行う。

ここで、トレーニングとは、同期ワード（ＳＷ）のような既知のシンボルを参照信号として、タップ利得係数を収束させる処理のことであり、スイッチ５８の端子５８（ａ）と５８（ｃ）を接続して実施する。また、トラッキングとは、等化器出力をシンボル判定し、その判定結果を参照信号として、タップ利得係数を収束させる処理のことであり、スイッチ５８の端子５８（ａ）と５８（ｂ）を接続して実施する。

一方、逆方向等化処理部４４においてフレーム後半データに対して逆方向等化を行う場合、先ず、同期ワード（ＳＷ）のシンボル１４（２４）の信号を終端から先頭に向け、例えば係数更新アルゴリズムに応じた任意の回数（例えば１６回）だけ繰り返し、トレーニングを行う。このトレーニング処理はＤＦＥ４４１で処理される。

次に本発明を利用した無線通信を行う際に、送信側と受信側の局部発振器に周波数偏差が生じた場合の逆方向等化処理について図９を用いて説明する。
通常、無線通信を行う際に送信側と受信側の局発振器に周波数偏差が生じると、同期ワード（ＳＷ）のシンボル１４（２４）の信号の終端とバースト過渡応答用ランプ時間（Ｒ）のシンボル１０（２０）の信号の先端とでは、周波数偏差に応じた位相の違いが生じ得る。そのため、シンボル１４（２４）の信号の終端でのタップ利得係数をそのままシンボル１０（２０）の信号の先端からの等化処理に用いることができない。そこで、シンボル１８（２８），１７（２７），１６（２６）までの入力信号に対し、図６に示す非判定出力帰還処理部４４３により非判定出力帰還処理を行い、その出力をバッファ４４５に格納する。シンボル１４（２４）の信号の終端でのタップ利得係数を初期値として、非判定出力帰還処理部４４３により、等化器出力を判定せずにフィードバックタップへ帰還して出力を演算すると、シンボル１６（２６）の信号の先頭におけるパイロットの出力は、周波数偏差の分だけ位相が回転した出力となるため、これから回転した位相を求め、タップ利得係数の位相を補正して用いる。

続いて、図６に示した振幅・位相補正係数算出部４４６、振幅・位相補正部４４７、係数補正部４４８及び出力結合部４４９の処理について説明する。
振幅・位相補正係数算出部４４６は、パイロットシンボル送信時のシンボルをｐとし、ｐをｐの大きさの２乗で除算したｐ’＝ｐ／｜ｐ｜２の複素共役（ｐ’）＊を、バッファ４４５に格納された出力値のパイロットＰ部分の出力ｙｐに乗算し、その乗算結果ｋを（式１）により演算する。

ｋ＝ｙｐ・（ｐ’）＊ ・・（式１）
ただし、ｐ’＝ｐ／｜ｐ｜２

次いで、ｋを、ｋの大きさの２乗の｜ｋ｜２で除算したｇを（式２）により演算し、振幅・位相補正部４４７及び係数補正部４４８に入力する。

ｇ＝ｋ／｜ｋ｜２ ・・（式２）

振幅・位相補正部４４７は、バッファ４４５に格納された出力値に、上記ｇの複素共役ｇ＊を乗算することにより、周波数偏差による位相回転を補正し、出力結合部４４９にその結果を入力する。
係数補正部４４８は、フィードフォワードタップのタップ利得係数ｈ（０）、ｈ（１），・・・，ｈ（ＮＦＦ−１）に上記ｇを乗算し、フィードバックタップのタップ利得係数ｈ（−ＮＦＢ），ｈ（−ＮＦＢ＋１），・・・，ｈ（−１）はそのままで、ＤＦＥ４４２にタップ利得係数の初期値として入力する。

ＤＦＥ４４２は、係数補正部４４８より入力されるタップ利得係数を初期値として、シンボル１５（２５），１４（２４）についてトラッキングを行い、等化出力を出力結合部４４９へ入力する。出力結合部４４９では、振幅・位相補正部４４７によるパイロットまでの出力と、ＤＦＥ４４２によるパイロットより後の出力を結合し、端子Ｚ４へと出力する。

上記の処理にて得た等化処理結果は、上述したように、ＤＦＥ４３及び逆方向等化処理部４４から、それぞれ順方向出力バッファ４６と逆方向バッファ４７に入力され、蓄積される。各バッファ４６，４７に蓄積されたデータは、出力選択部４８に入力される。出力選択部４８は、順方向等化の等化誤差の平均と、逆方向等化の等化誤差の平均とを比較し、等化誤差が小さい方を等化処理結果として選択し、後段の図示しない処理回路に出力する。

以上のように、本発明に係る等化器、等化処理方法及び受信機にあっては、制御用物理チャネル及び同期バーストにおいて、フレーム内の各種情報（ＤＡＴＡ）区間に対して両方向からの等化処理を行い、等化誤差の小さい等化方向の処理結果を選択して出力することから、等化誤差の少ない等化処理結果を得ることができ、最良の等化性能を実現することができる。また、ＡＧＣ及びＡＦＣの引き込みに使用するプリアンブル（ＡＧＣプリアンブルまたは固定パターン）に対する不要な等化処理を行うことがないため、処理の負荷を低減することができる。

また、本発明の実施の形態によると、フレーム内に既知シンボルとなるデータと、パイロットシンボルを持つフレームであれば、どのような構成のフレームであっても実施することが可能となる。

また、本発明の実施の形態によると、フレームの中央に既知シンボルである同期ワードが配置され、その前方にプリアンブルが配置され、その後方にデータ区間があり、そのデータ区間内にパイロットシンボルが配置される信号フォーマットである無線通信システムで使用する等化器において、フレーム内の全ての信号に対して、時間が進む方向に処理する順方向等化と時間を遡る方向に処理する逆方向等化の両方を行い、該順方向等化と該逆方向等化の出力の内、平均等化誤差が小さいほうの等化出力を選択することを特徴とする２方向判定帰還型等化器であり、該２方向判定帰還型等化器は、同期ワードからフレームの終端に向かって処理する順方向等化処理と、フレームの終端から同期ワードに向かって処理する逆方向等化処理とを行い、前記フレームの終端から同期ワードに向かって処理する逆方向等化処理は、前記同期ワードで先頭に向かった逆方向のトレーニングで収束したタップ利得係数をパイロットシンボル（フレーム内に２つあるパイロットシンボルの内、後方のパイロットシンボル）での等化出力に応じて補正して、これをタップ利得係数の初期値として、逆方向等化処理を行い、同期ワードより後方のデータ区間に対する等化出力は、同期ワードからフレームの終端に向かって処理する順方向等化処理と、フレームの終端から同期ワードに向かって処理する逆方向等化処理の平均等化誤差を比較し、該平均等化誤差が小さいほうの出力を選択することで、良好な等化処理性能を得ることができる。

また、本発明の実施の形態によると、フレームの終端から同期ワードに向かって処理する逆方向等化処理は、同期ワードで先頭に向かった逆方向のトレーニングで収束したタップ利得係数を用いて、フレーム終端からパイロットシンボル（フレーム内に２つあるパイロットシンボルの内、後方のパイロットシンボル）に向かって、等化出力を求め、該等化出力の内、パイロットシンボルに対する出力値にパイロットシンボルの送信時のシンボル値ｐをｐの大きさの２乗で除算した複素共役を乗算した値ｋを求め、該ｋをｋの大きさの２乗で除算したｇを求め、フレーム先頭終端からパイロットシンボルまでの等化出力に値ｇの複素共役を乗算することでフレーム終端からパイロットシンボルまでの等化出力とし、同期ワードで先頭に向かった逆方向のトレーニングで収束したタップ利得係数の内、フィードフォワードタップのタップ利得係数に値ｇを乗算したタップ利得係数を初期値としてパイロットシンボルの前のシンボルから同期ワードに向かって逆方向等化処理を行うことができる。

（実施例２）
次いで、本発明の第２の実施形態について図面を参照して説明する。尚、上記した第１実施例と同様な構成については同一符号を付して説明を省略する。

図１に示した親局Ａと子局Ｂ１〜Ｂｎで通信を行う場合、制御用物理チャネルや同期バーストの送受で通信を確立した後、通信用チャネルの送受も行われる。図１０に通信用チャネルの信号フォーマットを示す。図１０に示す信号フォーマットは、具体的にはＡＲＩＢ ＳＴＤ-Ｔ８６（市町村デジタル同報通信システム）で規定される無線区間信号フォーマットであり、ＴＤＭＡの１スロットを示している。

図１０に示すように、通信用物理チャネルにあっては、前方から、バースト過渡応答用ランプ時間（Ｒ）のシンボル８０と、各種情報（ＤＡＴＡ）のシンボル８１と、パイロットシンボル（Ｐ）のシンボル８２と、各種情報（ＤＡＴＡ）のシンボル８３と、同期ワード系列（ＳＷ）のシンボル８４と、各種情報（ＤＡＴＡ）のシンボル８５と、パイロットシンボル（Ｐ）のシンボル８６と、各種情報（ＤＡＴＡ）のシンボル８７と、ガード時間（Ｇ）のシンボル８８とが配置される。

このように、親局Ａと子局Ｂ１〜Ｂｎの間で送受される信号フォーマットには、同期ワード（ＳＷ）よりも前方にプリアンブル（ＡＧＣプリアンブルまたは固定パターン）以外の各種情報（ＤＡＴＡ）が配置されるものも含まれる。従って、本実施の形態では、同期ワード（ＳＷ）よりも前方のデータについても等化誤差の少ない等化処理結果を得ると共に、通信開始時のＡＧＣ及びＡＦＣの引き込みに使用するプリアンブル（ＡＧＣプリアンブルまたは固定パターン）に対する不要な等化処理を行わないように構成した。

図１１に、本発明の第２の実施形態に係る等化器及び等化処理方法を使用する受信機の構成を示す。上述した第１の実施形態との相違点について説明すると、図１１に示す受信機にあっては、復調処理部３５２に等化器（適応等化器）３６２と受信判定部９０を備える。受信判定部９０は、受信フィルタ部３４の出力を入力し、受信したフレームが待ち受け状態にて最初に受信した受信フレームか否か判断すると共に、その判断結果を示す信号を等化器３６２に出力する。受信判定部９０において、受信したフレームが待ち受け状態にて最初に受信した受信フレームか否かは、例えば待ち受け状態でキャリアを最初に検出したか否かによって判断することができる。

図１２は、図１１に示す等化器３６２の構成を示すブロック図である。
図１２に示すように、等化器３６２は、第１の実施形態の図４に記載した等化器３６の構成に加え、フレーム前半データを蓄積する順方向バッファ９１と、フレーム前半データを蓄積する逆方向バッファ９２と、フレーム前半データの等化処理結果を蓄積する順方向出力バッファ９３と、フレーム前半データの等化処理結果を蓄積する逆方向出力バッファ９４とを備える。また、等化器３６２は、図４に示した等化器３６の蓄積処理部４０、ＤＦＥ４３、逆方向等化処理部４４、及び出力選択部４８に代え、蓄積処理部４０２、ＤＦＥ４３２、逆方向等化処理部４４２、及び出力選択・結合部９５を備える。

蓄積処理部４０２では、順方向バッファ４１，９１、逆方向バッファ４２，９２への蓄積の制御を行う。

図１３は、各バッファへの蓄積動作を説明する説明図である。
図１３に示すように、順方向バッファ９１へは、シンボル８０〜８４の各データ（フレーム前半データ）を順方向でシンボル８０のデータを先頭アドレスとして蓄積し、順方向バッファ４１へは、シンボル８４〜８８の各データ（フレーム後半データ）を順方向でシンボル８４のデータを先頭アドレスとしてそれぞれ蓄積する。

一方、逆方向バッファ９２へは、フレーム前半データを逆方向でシンボル８４の終端データを先頭アドレスとして蓄積し、逆方向バッファ４２へは、フレーム後半データを逆方向でシンボル８８の終端データを先頭アドレスとしてそれぞれ蓄積する。

上記のようにして各バッファ４１，４２，９１，９２に蓄積されたデータは、図１２に示すＤＦＥ４３２と逆方向等化処理部４４２において等化処理される。ＤＦＥ４３２は、順方向バッファ４１，９１のデータが入力され、順方向等化処理を行い、フレーム後半データの順方向等化出力を順方向出力バッファ４６に出力し、フレーム前半データの順方向等化出力を順方向出力バッファ９３に出力する。逆方向等化処理部４４２は、逆方向バッファ４２，９２のデータを入力し、逆方向等化処理を行い、フレーム前半データの逆方向等化出力を逆方向出力バッファ９４に出力し、フレーム後半データの逆方向等化出力を逆方向出力バッファ４７に出力する。 尚、ＤＦＥ４３２と逆方向等化処理部４４２の構成は、第１の実施形態で示したＤＦＥ４３と逆方向等化処理部４４と同様であるので説明を省略する。

各出力バッファ４６，４７，９３，９４に蓄積された等化処理結果は、出力選択・結合部９５に入力される。出力選択・結合部９５は、フレーム前半データの順方向等化の等化誤差の平均と、逆方向等化の等化誤差の平均とを比較し、順方向等化の等化誤差の方が小さい場合には、フレーム前半データの等化出力として、順方向出力バッファ９３に蓄積されている情報を選択し、逆方向等化の等化誤差のほうが小さい場合には、逆方向出力バッファ９４に蓄積されている情報を選択する。また、フレーム後半データの場合にもフレーム前半データの時と同様、順方向等化の等化誤差の平均と、逆方向等化の等化誤差の平均とを比較し、順方向等化の等化誤差が小さい時には、フレーム後半データの等化出力として、順方向出力バッファ４６に蓄積されている情報を選択し、逆方向等化の等化誤差のほうが小さい場合には、逆方向出力バッファ４７に蓄積されている情報を選択する。

そして、出力選択・結合部９５は、選択したフレーム前半データと選択したフレーム後半データを結合して１フレーム分の信号を取得し、後段の図示しない処理回路に出力する。

ここで特徴的なことは、図１１に示す受信判定部９０によって受信フレームが待ち受け状態における最初のフレームでないと判断されるときにのみ、フレーム前半データに対する両方向の等化処理を行うことにある。
即ち、最初のフレームでない場合に限り、順方向バッファ４１と逆方向バッファ４２にフレーム前半データが入力され、ＤＦＥ４３２及び逆方向等化処理部４４２によりフレーム前半データに対する順方向と逆方向の等化処理が行われると共に、出力選択・結合部９５によるフレーム前半データの順方向等化の等化誤差と逆方向等化の等化誤差の比較及び選択が行われる。換言すれば、最初のフレームである場合には、上記の各処理が停止され、第１の実施形態と同様な処理が行われる。尚、図１３では、通信用チャネルの場合を示しているが、制御用物理チャネルや同期バーストが最初のフレームでない場合にも、同様の処理が行われる。

このように本発明の第２の実施形態にあっては、待ち受け状態で最初に受信したフレームについては、ＡＧＣ及びＡＦＣの引き込みに使用するプリアンブル（ＡＧＣプリアンブルまたは固定パターン）に対する不要な等化処理を行わないことで、処理の負荷を低減することができると共に、次のフレームからはフレーム内の全てのデータについて等化誤差の少ない等化処理結果を得ることができる。

本発明に係る無線通信システムの構成例を示すシステムブロック図である。 図１に示す無線通信システムで使用される信号フォーマットを示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る等化器及び等化処理方法を使用する受信機の構成を示すブロック図である。 図３に示す等化器の構成を示すブロック図である。 図４に示す順方向バッファと逆方向バッファへのフレームの蓄積動作を説明する説明図である。 図４に示す逆方向等化処理部の構成例を示すブロック図である。 図４に示すＤＦＥと、図６に示すＤＦＥの構成を示すブロック図である。 図６に示す非判定出力帰還処理部の構成を示すブロック図である。 図４に示すＤＦＥと逆方向等化処理部の等化処理動作について説明する説明図である。 図１に示す無線通信システムで使用される信号フォーマットを示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る等化器及び等化処理方法を使用する受信機の構成を示すブロック図である。 図１１に示す等化器３６０の構成を示すブロック図である。 図１２に示す順方向バッファと逆方向バッファへのフレームの蓄積動作を説明する説明図である。 受信信号に遅延波が合成されたときの遅延プロファイルを示す図である。 従来の等化処理を行う場合の遅延プロファイルを示した図である。

符号の説明

３０・・・復調部
３１・・・ＲＦ部、
３２・・・Ａ／Ｄ変換器、
３３・・・直交復調部、
３４・・・受信フィルタ部、
３５，３５２・・・復調処理部
３６，３６２・・・等化器、
４０，４０２・・・蓄積処理部、
４１，９１・・・順方向バッファ、
４２，９２・・・逆方向バッファ、
４３，４３２・・・ＤＦＥ（判定帰還型等化器）、
４４，４４４・・・逆方向等化処理部、
４６，９３・・・順方向出力バッファ、
４７，９４・・・逆方向出力バッファ、
４８・・・出力選択部、
９０・・・受信判定部、
９５・・・出力選択・結合部、

Claims (4)

1. 
   既知シンボルを含むフレームからなる受信信号を等化処理する等化器において、
   前記フレームに含まれる前記既知シンボル及びそれよりも後方の信号に対して順方向で等化処理を行う後方順方向等化処理手段と、
   前記フレームに含まれる前記既知シンボル及びそれよりも後方の信号に対して逆方向で等化処理を行う後方逆方向等化処理手段と、
   前記後方順方向等化処理手段による等化処理結果の等化誤差と前記後方逆方向等化処理手段による等化処理結果の等化誤差とを比較する比較手段と、
   前記比較手段による比較の結果、等化誤差の少なかった等化処理結果を選択して出力する選択手段と、
   を備えることを特徴とする等化器。
2. 
   既知シンボルを含むフレームからなる受信信号を等化処理する受信機において、
   前記フレームに含まれる前記既知シンボル及びそれよりも後方の信号に対して順方向で等化処理を行う後方順方向等化処理手段と、
   前記フレームに含まれる前記既知シンボル及びそれよりも後方の信号に対して逆方向で等化処理を行う後方逆方向等化処理手段と、
   前記フレームに含まれる前記既知シンボル及びそれよりも前方の信号に対して順方向で等化処理を行う前方順方向等化処理手段と、
   前記フレームに含まれる前記既知シンボル及びそれよりも前方の信号に対して逆方向で等化処理を行う前方逆方向等化処理手段と、
   前記後方順方向等化処理手段による等化処理結果の等化誤差と前記後方逆方向等化処理手段による等化処理結果の等化誤差とを比較する第１の比較手段と、
   前記前方順方向等化処理手段による等化処理結果の等化誤差と前記前方逆方向等化処理手段による等化処理結果の等化誤差とを比較する第２の比較手段と、
   前記第１の比較手段による比較の結果、等化誤差の少なかった等化処理結果を選択して出力する第１の選択手段と、
   前記第２の比較手段による比較の結果、等化誤差の少なかった等化処理結果を選択して出力する第２の選択手段と、
   受信したフレームが待ち受け状態で受信した最初のフレームであるか否か判断する判断手段と、
   を備え、前記判断手段により、受信したフレームが最初のフレームであると判断されるときは、前記前方順方向等化処理手段、前記前方逆方向等化処理手段、前記第２の比較手段、及び前記第２の選択手段は、それぞれ当該フレームに対する処理を停止することを特徴とする受信機。
3. 請求項２に記載の受信機において、
   前記最初のフレームに含まれる前記既知シンボルよりも前方に配置された信号を用い、ＡＧＣ及びＡＦＣの引き込みを行うことを特徴とする受信機。
4. 
   既知シンボルを含むフレームからなる受信信号を等化処理する等化処理方法において、
   前記フレームに含まれる前記既知シンボル及びそれよりも後方の信号に対して順方向で等化処理を行うステップと、
   前記フレームに含まれる前記既知シンボル及びそれよりも後方の信号に対して逆方向で等化処理を行うステップと、
   前記後方順方向等化処理手段による等化処理結果の等化誤差と前記後方逆方向等化処理手段による等化処理結果の等化誤差とを比較するステップと、
   前記比較手段による比較の結果、等化誤差の少なかった等化処理結果を選択して出力するステップと、
   を備えることを特徴とする等化処理方法。