JPH04274611A - 等化方式 - Google Patents
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- JPH04274611A JPH04274611A JP3036390A JP3639091A JPH04274611A JP H04274611 A JPH04274611 A JP H04274611A JP 3036390 A JP3036390 A JP 3036390A JP 3639091 A JP3639091 A JP 3639091A JP H04274611 A JPH04274611 A JP H04274611A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】［発明の目的］
【０００２】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル移動通信のた
めのマルチパス等化方式に関する。
めのマルチパス等化方式に関する。
【０００３】
【従来の技術】近年、ディジタル移動通信実用化へ向け
、多くの研究がされている。ディジタル移動通信の中で
も特にディジタル自動電話においては、ＴＤＭＡ方式が
日米欧で採用されようとしている。
、多くの研究がされている。ディジタル移動通信の中で
も特にディジタル自動電話においては、ＴＤＭＡ方式が
日米欧で採用されようとしている。
【０００４】従来、この種のＴＤＭＡ方式では伝送速度
が高速になる事からマルチパスの影響が大きくなり、そ
のままでは良好な通信品質を得られないため、等化器が
用いられていた。なお、この等化器についてはＪ．Ｇ．
Ｐｒｏａｂｉｇ ”Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉ
ｃａｔｉｏｎｓ” Ｍｃ Ｇｒａ ｈｉｌｌ に述べら
れている。
が高速になる事からマルチパスの影響が大きくなり、そ
のままでは良好な通信品質を得られないため、等化器が
用いられていた。なお、この等化器についてはＪ．Ｇ．
Ｐｒｏａｂｉｇ ”Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉ
ｃａｔｉｏｎｓ” Ｍｃ Ｇｒａ ｈｉｌｌ に述べら
れている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】然し乍ら、上述した従
来の等化器においては、利用するＲｆ周波数が高かった
り、移動体の移動速度が高速である場合、伝送路特性の
変動速度に等化器が追従困難となり、良好な誤り率特性
が得られなくなってしまう。これは、芹澤勝，榊原勝己
著、“カルマンアルゴリズムを用いたマルチパス等化器
の高速変動伝送路等化特性の一検討”電子情報通信学界
、１９８９年秋期全国大会、Ｂ−５１７に詳しく記され
ている。即ち、従来の等化器を用いた場合、等化器の追
従特性が充分に得られないという問題点があった。これ
は現存する追従性の最も良好なＲＬＳアルゴリズムを用
いた判定帰環等化器においても同様である。（ＲＬＳ−
ＤＦＥ）さらに、雑音などによってトレーニングによる
タップ係数の収束が充分できないと共に、有限タップ長
であるため、非最小位相系において誤差が大きいという
問題点があった。これらの問題点の対策として、ＮＴＴ
無線システム研究所、東明洋氏並びに鈴木博氏によって
「方向選択形等化方式」が電子情報通信学会、１９９０
年春季全国大会予稿Ｂ−３１６、「高速ディジタル移動
通信における方向選択形等化方式の平均ＢＥＲ特性」で
提案されている。この方式は、等化器タップ係数の初期
トレーニングを行なうトレーニングシーケンスが復調し
ようとするデータの前後に付加されている場合に適用可
能な方式である。即ち、この方式は以下の３ステップで
表わされる。■復調しようとするデータの前部についた
トレーニング信号を用いて、等化器タップ係数を初期ト
レーニングした後、信号を受信したのと同一の順序で等
化器に入力しつつ復調する前方等化を行なう。■受信し
た信号を一旦メモリに蓄積し、復調しようとするデータ
の後部についたトレーニング信号を用いて等化器タップ
係数を初期トレーニングした後、信号を受信したのと逆
の順序でメモリーから読出しつつ等化器に入力しつつ復
調する後方等化を行なう。■前方等化及び後方等化の双
方を行なう時得られる等化誤差信号を基準として等化法
差が小さくなるように前方等化、後方等化のいづれかを
選択する。以上の■〜■の３ステップであり、これを図
１８に示す。しかし、この方式には同論文にも記されて
いるように、等化誤差が小さくても誤り率が大なる場合
があり良好な誤り率が得られない。
来の等化器においては、利用するＲｆ周波数が高かった
り、移動体の移動速度が高速である場合、伝送路特性の
変動速度に等化器が追従困難となり、良好な誤り率特性
が得られなくなってしまう。これは、芹澤勝，榊原勝己
著、“カルマンアルゴリズムを用いたマルチパス等化器
の高速変動伝送路等化特性の一検討”電子情報通信学界
、１９８９年秋期全国大会、Ｂ−５１７に詳しく記され
ている。即ち、従来の等化器を用いた場合、等化器の追
従特性が充分に得られないという問題点があった。これ
は現存する追従性の最も良好なＲＬＳアルゴリズムを用
いた判定帰環等化器においても同様である。（ＲＬＳ−
ＤＦＥ）さらに、雑音などによってトレーニングによる
タップ係数の収束が充分できないと共に、有限タップ長
であるため、非最小位相系において誤差が大きいという
問題点があった。これらの問題点の対策として、ＮＴＴ
無線システム研究所、東明洋氏並びに鈴木博氏によって
「方向選択形等化方式」が電子情報通信学会、１９９０
年春季全国大会予稿Ｂ−３１６、「高速ディジタル移動
通信における方向選択形等化方式の平均ＢＥＲ特性」で
提案されている。この方式は、等化器タップ係数の初期
トレーニングを行なうトレーニングシーケンスが復調し
ようとするデータの前後に付加されている場合に適用可
能な方式である。即ち、この方式は以下の３ステップで
表わされる。■復調しようとするデータの前部についた
トレーニング信号を用いて、等化器タップ係数を初期ト
レーニングした後、信号を受信したのと同一の順序で等
化器に入力しつつ復調する前方等化を行なう。■受信し
た信号を一旦メモリに蓄積し、復調しようとするデータ
の後部についたトレーニング信号を用いて等化器タップ
係数を初期トレーニングした後、信号を受信したのと逆
の順序でメモリーから読出しつつ等化器に入力しつつ復
調する後方等化を行なう。■前方等化及び後方等化の双
方を行なう時得られる等化誤差信号を基準として等化法
差が小さくなるように前方等化、後方等化のいづれかを
選択する。以上の■〜■の３ステップであり、これを図
１８に示す。しかし、この方式には同論文にも記されて
いるように、等化誤差が小さくても誤り率が大なる場合
があり良好な誤り率が得られない。
【０００６】これについて、図１９及び図２０を用いて
説明する。一般的な判定帰環等化器を図１９に示す。こ
のような等化器は等化器の収束特性が劣化してくるとリ
ミットサイクル状態に極めてひんぱんに陥いる。このリ
ミットサイクル状態はＣ１ ，Ｃ２ ，Ｃ３ ，Ｃ４
等のフィードフォワードタップ係数が全て０になってし
まう状態である。この状態では等化器はあたかも図２０
のようになってしまう。この場合、等化器出力及び等化
器タップ係数の調整に利用する誤差信号ｅ（ｔ）も入力
信号に何ら関わらない値となってしまう。この時、ｅ（
ｔ）は常に０となってしまい、全く信頼性を失ってしま
う。従って、ｅ（ｔ）を基に上記■の処理を行なったの
では良好な誤り率が得られない。
説明する。一般的な判定帰環等化器を図１９に示す。こ
のような等化器は等化器の収束特性が劣化してくるとリ
ミットサイクル状態に極めてひんぱんに陥いる。このリ
ミットサイクル状態はＣ１ ，Ｃ２ ，Ｃ３ ，Ｃ４
等のフィードフォワードタップ係数が全て０になってし
まう状態である。この状態では等化器はあたかも図２０
のようになってしまう。この場合、等化器出力及び等化
器タップ係数の調整に利用する誤差信号ｅ（ｔ）も入力
信号に何ら関わらない値となってしまう。この時、ｅ（
ｔ）は常に０となってしまい、全く信頼性を失ってしま
う。従って、ｅ（ｔ）を基に上記■の処理を行なったの
では良好な誤り率が得られない。
【０００７】ちなみに、同論文に記されている誤り率を
図２１に示す。同図から明らかなように、従来の選択方
式の場合、ほとんど改善効果が得られていなかった。
図２１に示す。同図から明らかなように、従来の選択方
式の場合、ほとんど改善効果が得られていなかった。
【０００８】即ち、従来の等化技術では、高速なフェー
ジングへ追従ができない等の問題点があり、それらの改
善のために方向選択形等化方式が提案されているが、そ
れによっても誤り率の改善がみられないという問題点が
あった。
ジングへ追従ができない等の問題点があり、それらの改
善のために方向選択形等化方式が提案されているが、そ
れによっても誤り率の改善がみられないという問題点が
あった。
【０００９】本発明の目的は、上述した問題点に鑑み、
伝送路特性の高速変動への追従性の良好な等化方式を提
供するものである。
伝送路特性の高速変動への追従性の良好な等化方式を提
供するものである。
【００１０】［発明の構成］
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は上述した目的を
達成するため、受信信号を周波数変換して得られた信号
をサンプリングして得られる信号系列を入力し、上記信
号系列を入力した順序で等化器に入力し、第１の等化器
出力を求めると共に、上記第１の等化器出力の信頼性を
示す第１の評価関数を少なくとも上記信号系列を用いて
求め、上記信号系列を一旦メモリに記憶した後、入力し
た順序と逆の順序で等化器に入力し、第２の等化器出力
を求めると共に、上記第２の等化器出力の信頼性を示す
第２の評価関数を少なくとも上記信号系列を用いて求め
、上記信号系列の同一の信号に対応する上記第１及び第
２の等化器出力のうち、いづれか信頼性の高い方を上記
第１及び第２の等化器出力に対応した上記第１及び第２
の評価関数にもとづき決定選択し出力するものであり、
受信信号が送信データによって差動変調して得られた場
合、評価関数算出に用いる等化器出力は差動複号を行な
う以前の復調信号であって、評価関数は上記等化器出力
と信号系列との相関値であるものである。
達成するため、受信信号を周波数変換して得られた信号
をサンプリングして得られる信号系列を入力し、上記信
号系列を入力した順序で等化器に入力し、第１の等化器
出力を求めると共に、上記第１の等化器出力の信頼性を
示す第１の評価関数を少なくとも上記信号系列を用いて
求め、上記信号系列を一旦メモリに記憶した後、入力し
た順序と逆の順序で等化器に入力し、第２の等化器出力
を求めると共に、上記第２の等化器出力の信頼性を示す
第２の評価関数を少なくとも上記信号系列を用いて求め
、上記信号系列の同一の信号に対応する上記第１及び第
２の等化器出力のうち、いづれか信頼性の高い方を上記
第１及び第２の等化器出力に対応した上記第１及び第２
の評価関数にもとづき決定選択し出力するものであり、
受信信号が送信データによって差動変調して得られた場
合、評価関数算出に用いる等化器出力は差動複号を行な
う以前の復調信号であって、評価関数は上記等化器出力
と信号系列との相関値であるものである。
【００１２】また、受信信号を周波数変換して得られた
信号をサンプリングして得られる信号系列を入力し、上
記信号系列を入力した順序で等化器に入力し、第１の等
化器出力を求め、上記信号系列を一旦バッファメモリに
記憶した後、入力した順序と逆の順序で等化器に入力し
、第２の等化器出力を求めた後、上記信号系列に窓関数
をかけて平均値を得る平均値算出処理を行ない、上記平
均値にもとづいて上記第１の等化器出力又は上記第２の
等化器出力のうちいずれかを選択するものである。
信号をサンプリングして得られる信号系列を入力し、上
記信号系列を入力した順序で等化器に入力し、第１の等
化器出力を求め、上記信号系列を一旦バッファメモリに
記憶した後、入力した順序と逆の順序で等化器に入力し
、第２の等化器出力を求めた後、上記信号系列に窓関数
をかけて平均値を得る平均値算出処理を行ない、上記平
均値にもとづいて上記第１の等化器出力又は上記第２の
等化器出力のうちいずれかを選択するものである。
【００１３】さらに、受信信号を周波数変換して得られ
た信号をサンプリングして得られる信号系列を入力し、
上記信号系列を入力した順序で等化器に入力し、第１の
等化器出力を求める第１の処理と、上記第１の処理が正
常に行なわれたか否かを検出する否正常動作検出処理と
を行ない、否正常動作が検出された時には一旦バッファ
メモリに記憶された上記信号系列を、入力した順序と逆
の順序で上記等化器に入力し、第２の等化器出力を求め
る第２の処理を行い、少なくとも否正常動作が検出され
ている時は上記第２の等化器出力を選択し出力し、否正
常動作検出処理は等化器出力の誤り率推定機能を含み、
誤り率が一定以上の時をもって否正常動作と検出するも
のである。
た信号をサンプリングして得られる信号系列を入力し、
上記信号系列を入力した順序で等化器に入力し、第１の
等化器出力を求める第１の処理と、上記第１の処理が正
常に行なわれたか否かを検出する否正常動作検出処理と
を行ない、否正常動作が検出された時には一旦バッファ
メモリに記憶された上記信号系列を、入力した順序と逆
の順序で上記等化器に入力し、第２の等化器出力を求め
る第２の処理を行い、少なくとも否正常動作が検出され
ている時は上記第２の等化器出力を選択し出力し、否正
常動作検出処理は等化器出力の誤り率推定機能を含み、
誤り率が一定以上の時をもって否正常動作と検出するも
のである。
【００１４】
【作用】本発明においては、前方等化及び後方等化の双
方を行ない、双方のうち一方を評価関数に従って決定し
、入力信号たる信号系列と等化器出力との相関値をもっ
て評価関数とし、前方等化及び後方等化のうち、評価関
数大なる方が選択出力されるので、良好な誤り率が得ら
れる。
方を行ない、双方のうち一方を評価関数に従って決定し
、入力信号たる信号系列と等化器出力との相関値をもっ
て評価関数とし、前方等化及び後方等化のうち、評価関
数大なる方が選択出力されるので、良好な誤り率が得ら
れる。
【００１５】
【実施例】本発明の等化方式に係わる実施例を図１乃至
図１７に基づいて説明する。
図１７に基づいて説明する。
【００１６】図１は等化方式を説明するブロック図であ
る。同図によれば、受信信号は発振器１、ミキサ２、ロ
ーパスフィルタ３で周波数変換され、サンプラ１２でサ
ンプリングされ、信号系列となる。この系列は等化器４
及び評価関数算出手段５に入力されると共に、メモリ６
に入力する。等化器４と評価関数算出手段５の出力はメ
モリ１０Ａ，１０Ｂに蓄わえられる。一方、メモリ６に
入力した信号は入力した順序と逆の順序で読出されつつ
等化器７並びに評価関数算出手段８に入力され、評価関
数及び等化器の出力が計算されて、一旦メモリ１０Ｃ，
１０Ｄに蓄わえられる。さらにその後、比較選択部９で
等化器４の出力及び等化器７の出力のうちいづれか一方
を評価関数に従って選択出力する。ここで、メモリアド
レス制御回路１１は、メモリ６，１０Ｃ，１０Ｄのアド
レスについて読込み時と読出し時とで異なった順序にア
ドレス設定を行なうように制御する。従って、比較選択
部９においては、同一の入力信号系列に対する等化器出
力が比較され、そのうち一方が出力されるようになる。 また、等化器４，７の出力は同一の入力信号に対応する
出力同志が比較選択部９で選択されることは言うまでも
ない。なお、周波数変換部は図２に示すように直交復調
器あるいは直交準同期検波器でもよい。
る。同図によれば、受信信号は発振器１、ミキサ２、ロ
ーパスフィルタ３で周波数変換され、サンプラ１２でサ
ンプリングされ、信号系列となる。この系列は等化器４
及び評価関数算出手段５に入力されると共に、メモリ６
に入力する。等化器４と評価関数算出手段５の出力はメ
モリ１０Ａ，１０Ｂに蓄わえられる。一方、メモリ６に
入力した信号は入力した順序と逆の順序で読出されつつ
等化器７並びに評価関数算出手段８に入力され、評価関
数及び等化器の出力が計算されて、一旦メモリ１０Ｃ，
１０Ｄに蓄わえられる。さらにその後、比較選択部９で
等化器４の出力及び等化器７の出力のうちいづれか一方
を評価関数に従って選択出力する。ここで、メモリアド
レス制御回路１１は、メモリ６，１０Ｃ，１０Ｄのアド
レスについて読込み時と読出し時とで異なった順序にア
ドレス設定を行なうように制御する。従って、比較選択
部９においては、同一の入力信号系列に対する等化器出
力が比較され、そのうち一方が出力されるようになる。 また、等化器４，７の出力は同一の入力信号に対応する
出力同志が比較選択部９で選択されることは言うまでも
ない。なお、周波数変換部は図２に示すように直交復調
器あるいは直交準同期検波器でもよい。
【００１７】図３は本発明を適用する通信方式の一例を
示す図である。即ち、復調しようとするデータ３０は第
１のトレーニングシーケンス３１と第２のトレーニング
シーケンス３２とに挟まれている。第１のトレーニング
シーケンス３１は第１〜第ｍシンボルであり、第２のト
レーニングシーケンス３２は第ｋ〜第ｋ＋ｍシンボルで
ある。
示す図である。即ち、復調しようとするデータ３０は第
１のトレーニングシーケンス３１と第２のトレーニング
シーケンス３２とに挟まれている。第１のトレーニング
シーケンス３１は第１〜第ｍシンボルであり、第２のト
レーニングシーケンス３２は第ｋ〜第ｋ＋ｍシンボルで
ある。
【００１８】第１の等化器出力は第１シンボルから第ｋ
シンボルまでの信号を第１→第ｋシンボルの順序で等化
器に入力して得られたもので、第２の等化出力は第ｋ＋
ｍシンボルから第ｍシンボルまで第ｋ＋ｍ→ｍの順序で
等化器に入力して得られたものである。等化器への入力
順序に従って評価関数も算出する。この評価関数を基に
２つのトレーニングシーケンス３１，３２間のデータ３
０の第ｍ＋１〜ｋ−１シンボルの第１又は第２の等化器
出力のうち品質の高いと推定されるものを選択出力する
。
シンボルまでの信号を第１→第ｋシンボルの順序で等化
器に入力して得られたもので、第２の等化出力は第ｋ＋
ｍシンボルから第ｍシンボルまで第ｋ＋ｍ→ｍの順序で
等化器に入力して得られたものである。等化器への入力
順序に従って評価関数も算出する。この評価関数を基に
２つのトレーニングシーケンス３１，３２間のデータ３
０の第ｍ＋１〜ｋ−１シンボルの第１又は第２の等化器
出力のうち品質の高いと推定されるものを選択出力する
。
【００１９】以上のように、何らかの既知信号から既知
信号までをその１単位とし、その１単位ごとに前方等化
、後方等化並びにその選択を行なう事により極めて良好
な結果を得ることができる。
信号までをその１単位とし、その１単位ごとに前方等化
、後方等化並びにその選択を行なう事により極めて良好
な結果を得ることができる。
【００２０】ここで、図４に示すように、本発明を実施
する１単位が既知信号４１から他の既知信号４３までで
あって、その単位の両端以外に既知信号４２を含んでい
ても良い。特に、既知信号４２の長さが等化器立ち上げ
に充分な長さを持たない場合には充分に長い既知信号４
１から４３までを一単位として本発明処理を行う事が望
ましい。また、伝送路の歪があまり大きくない事が予想
される時は特に既知信号間を一単位として実施する必要
はない。
する１単位が既知信号４１から他の既知信号４３までで
あって、その単位の両端以外に既知信号４２を含んでい
ても良い。特に、既知信号４２の長さが等化器立ち上げ
に充分な長さを持たない場合には充分に長い既知信号４
１から４３までを一単位として本発明処理を行う事が望
ましい。また、伝送路の歪があまり大きくない事が予想
される時は特に既知信号間を一単位として実施する必要
はない。
【００２１】また、図５に示すように、既知信号５１間
に復調及び等化する事を必要とする所望データ５３，５
４が間けつ的に存在する時は第１の等化器出力を求める
等化器と、第２の等化器出力を求める等化器とを１つの
等化器として多重利用する事でハードウェアの縮小化が
図れる。
に復調及び等化する事を必要とする所望データ５３，５
４が間けつ的に存在する時は第１の等化器出力を求める
等化器と、第２の等化器出力を求める等化器とを１つの
等化器として多重利用する事でハードウェアの縮小化が
図れる。
【００２２】図６にこの実施例を示す。入力信号６１は
メモリ６２に入力すると共に、等化器６９に入力し、第
１の等化器出力と第１の評価関数とを得て、それらをメ
モリ６２に記憶する。ここで、等化器タップ係数の初期
立上げにはトレーニングシーケンスメモリ６３に記憶さ
れたトレーニングシーケンスを用いて行なう。このトレ
ーニングシーケンスは何通りかある既知信号のうちの１
つである。次に、メモリ６２に記憶された入力信号６１
を入力した順序と逆に等化器＆評価関数算出手段６９に
入力し、第２の評価関数と第２の等化器出力とを得る。 これと同時に、既にメモリ６２に記憶されている第１の
評価関数と評価関数算出回路出力とを比較し、第１の等
化器出力と第２の等化器出力とのいづれの信頼性が高い
かを評価関数比較手段６５で比較判定し、それに応じて
、記憶している第１の等化器出力と現在の等化器出力で
ある第２の等化器出力とのうちいづれか一方を比較選択
手段６６により選択し、信頼性の高いものをメモリ６２
に入力する。その後、メモリ６２に入力記憶したのと逆
方向に選択された等化器出力を出力端６７より出力する
。この場合、トレーニングシーケンスがあらかじめ決め
られた複数の既知信号のうちのいづれかであるかを検出
するためのトレーニングシーケンス検出手段６８が設け
られる。これは、特に図５に示す既知信号５１のような
所望データ５３，５４の後段に付加されたトレーニング
シーケンスがいかなるパターンであるかわからない事が
多いためである。即ち、移動通信で近年多く検討されは
じめたＴＤＭＡシステムでは１つのチャネルを時間軸で
複数のスロットに分割し、複数のユーザーで共用する。 この時、自分あてスロットをみわけるためのユニークワ
ードが各スロット先端に付加されている。ところが、自
分以外のユーザーのためのスロットの先端にあるユニー
クワードパターンはユーザー端末は知らないのが一般的
である。多くのＴＤＭＡスロットは第１ユーザあてのユ
ニークワードの次に第１ユーザあてのデータ、さらにそ
の次に第２ユーザあてのユニークワードが設けられる。 一般に、等化器のトレーニングシーケンスとしてユニー
クワードを用いる。従って、このような構成の場合、第
１ユーザは第１ユーザーあてのデータの復調及び等化に
あたり、第１ユーザーあてユニークワードと第２ユーザ
あてユニークワードとを用いて第１ユーザあてデータを
良好な品質で復調及び等化する。ここで、第２ユーザー
あてユニークワードを第１ユーザーは知らないので、複
数のユニークワードのうちいづれが用いられているのか
を、トレーニングシーケンス検出手段６８を用いて調べ
る。これにより良好な品質で復調等化が可能になる。な
お、７０はメモリ６２のアドレスである。
メモリ６２に入力すると共に、等化器６９に入力し、第
１の等化器出力と第１の評価関数とを得て、それらをメ
モリ６２に記憶する。ここで、等化器タップ係数の初期
立上げにはトレーニングシーケンスメモリ６３に記憶さ
れたトレーニングシーケンスを用いて行なう。このトレ
ーニングシーケンスは何通りかある既知信号のうちの１
つである。次に、メモリ６２に記憶された入力信号６１
を入力した順序と逆に等化器＆評価関数算出手段６９に
入力し、第２の評価関数と第２の等化器出力とを得る。 これと同時に、既にメモリ６２に記憶されている第１の
評価関数と評価関数算出回路出力とを比較し、第１の等
化器出力と第２の等化器出力とのいづれの信頼性が高い
かを評価関数比較手段６５で比較判定し、それに応じて
、記憶している第１の等化器出力と現在の等化器出力で
ある第２の等化器出力とのうちいづれか一方を比較選択
手段６６により選択し、信頼性の高いものをメモリ６２
に入力する。その後、メモリ６２に入力記憶したのと逆
方向に選択された等化器出力を出力端６７より出力する
。この場合、トレーニングシーケンスがあらかじめ決め
られた複数の既知信号のうちのいづれかであるかを検出
するためのトレーニングシーケンス検出手段６８が設け
られる。これは、特に図５に示す既知信号５１のような
所望データ５３，５４の後段に付加されたトレーニング
シーケンスがいかなるパターンであるかわからない事が
多いためである。即ち、移動通信で近年多く検討されは
じめたＴＤＭＡシステムでは１つのチャネルを時間軸で
複数のスロットに分割し、複数のユーザーで共用する。 この時、自分あてスロットをみわけるためのユニークワ
ードが各スロット先端に付加されている。ところが、自
分以外のユーザーのためのスロットの先端にあるユニー
クワードパターンはユーザー端末は知らないのが一般的
である。多くのＴＤＭＡスロットは第１ユーザあてのユ
ニークワードの次に第１ユーザあてのデータ、さらにそ
の次に第２ユーザあてのユニークワードが設けられる。 一般に、等化器のトレーニングシーケンスとしてユニー
クワードを用いる。従って、このような構成の場合、第
１ユーザは第１ユーザーあてのデータの復調及び等化に
あたり、第１ユーザーあてユニークワードと第２ユーザ
あてユニークワードとを用いて第１ユーザあてデータを
良好な品質で復調及び等化する。ここで、第２ユーザー
あてユニークワードを第１ユーザーは知らないので、複
数のユニークワードのうちいづれが用いられているのか
を、トレーニングシーケンス検出手段６８を用いて調べ
る。これにより良好な品質で復調等化が可能になる。な
お、７０はメモリ６２のアドレスである。
【００２３】また、トレーニングシーケンス検出手段６
８ではＮ通りのトレーニングシーケンスに対応してＮ台
の相関器を備え、そのうちの最大出力を出すものを判定
する事によりトレーニングシーケンス検出が可能である
。
８ではＮ通りのトレーニングシーケンスに対応してＮ台
の相関器を備え、そのうちの最大出力を出すものを判定
する事によりトレーニングシーケンス検出が可能である
。
【００２４】さらに、等化器＆評価関数算出手段６９を
図７に示す。同図では等化器９１として判定帰環等化器
を用い、評価関数算出手段９２では等化器出力の共役複
素数と遅延した入力信号をかけあわせ、それを低域３波
したうえで絶対値算出し、評価関数としている。
図７に示す。同図では等化器９１として判定帰環等化器
を用い、評価関数算出手段９２では等化器出力の共役複
素数と遅延した入力信号をかけあわせ、それを低域３波
したうえで絶対値算出し、評価関数としている。
【００２５】伝搬路のディレースプレッドが大きいとき
に、入力信号を遅延させたものとの相関をとる際、その
遅延量がディレースプレッド程度の様々な値であっても
相関値を出力する。従って、遅延器の異なった幾つかの
値とかけあわせ、線形合成し、フィルタリングして絶対
値を求めても良い。これにより、信頼性をより高める事
が可能となる。
に、入力信号を遅延させたものとの相関をとる際、その
遅延量がディレースプレッド程度の様々な値であっても
相関値を出力する。従って、遅延器の異なった幾つかの
値とかけあわせ、線形合成し、フィルタリングして絶対
値を求めても良い。これにより、信頼性をより高める事
が可能となる。
【００２６】図８に本説明による誤り率改善効果をシュ
ミレーションで調べた結果を示す。本説明による誤り率
を△、本発明によらない誤り率（前方等化と後方等化）
を各々×，○で表わすと、本発明により誤り率を１／３
以下にまで低限しうる事がわかる。ちなみに、Ｒｆ周波
数は９００ＭＨｚ帯移動体測度は１００ｋｍ／ｈである
。 また、横軸はディレイインターバルである。
ミレーションで調べた結果を示す。本説明による誤り率
を△、本発明によらない誤り率（前方等化と後方等化）
を各々×，○で表わすと、本発明により誤り率を１／３
以下にまで低限しうる事がわかる。ちなみに、Ｒｆ周波
数は９００ＭＨｚ帯移動体測度は１００ｋｍ／ｈである
。 また、横軸はディレイインターバルである。
【００２７】図９に評価関数算出に用いるフィルタの構
成例を示す。このようなフィルタを用いた場合、遅延し
た入力信号と等化器出力共役複素数の乗算値に窓関数を
かけて積分したものと考えられる。このようにすると、
図１０に示すように、前方等化と後方等化で異なった方
向に尾をひくような指数関数窓関数となる。等化器出力
の信頼性はトレーニングシーケンスに近いほど高いもの
となる。従って、図１０の場合、信頼性の高い方向へ尾
をひく窓関数となる。即ち、信頼性の低下方向と窓の方
向が同一であり、第１並びに第２の評価関数比較による
信頼性の判定がより公平になされる。
成例を示す。このようなフィルタを用いた場合、遅延し
た入力信号と等化器出力共役複素数の乗算値に窓関数を
かけて積分したものと考えられる。このようにすると、
図１０に示すように、前方等化と後方等化で異なった方
向に尾をひくような指数関数窓関数となる。等化器出力
の信頼性はトレーニングシーケンスに近いほど高いもの
となる。従って、図１０の場合、信頼性の高い方向へ尾
をひく窓関数となる。即ち、信頼性の低下方向と窓の方
向が同一であり、第１並びに第２の評価関数比較による
信頼性の判定がより公平になされる。
【００２８】もしも、図１０とは異なり、第１の評価関
数と第２の評価関数算出の窓が同一方向に尾を向けてい
ると、信頼性と窓関数の方向が第１の評価関数と第２の
評価関数では異なったものになり、双方の比較による信
頼性比較を一度に容易にできない。
数と第２の評価関数算出の窓が同一方向に尾を向けてい
ると、信頼性と窓関数の方向が第１の評価関数と第２の
評価関数では異なったものになり、双方の比較による信
頼性比較を一度に容易にできない。
【００２９】図１１に示すような評価関数算出手段を用
いた場合の算出された評価関数の例を図１２に示す。ま
た、理想的な評価関数をも同図中に示す。理想的な評価
関数は図１２（Ｃ）に限定されないが、理想的な評価関
数はトレーニングシーケンス近傍の高い信頼性、トレー
ニングシーケンスから離れるに従って漸減する過程、及
び誤りがバースト状に発生した場合急激に低下する過程
を正確に反映したものである。
いた場合の算出された評価関数の例を図１２に示す。ま
た、理想的な評価関数をも同図中に示す。理想的な評価
関数は図１２（Ｃ）に限定されないが、理想的な評価関
数はトレーニングシーケンス近傍の高い信頼性、トレー
ニングシーケンスから離れるに従って漸減する過程、及
び誤りがバースト状に発生した場合急激に低下する過程
を正確に反映したものである。
【００３０】算出された評価関数及び理想的な評価関数
は図１２（ｃ）のＤ以降ではおおむね正しいが、特に同
図Ａ〜Ｃにかけて相当異なったものとなってしまう。即
ち、同図Ａ〜Ｂにかけてはトレーニングシーケンスの極
近傍であり、等化器出力の信頼性は極めて高いが、算出
された評価関数はフィルタの立上り特性の影響で充分に
高くなく誤判定をし易い。
は図１２（ｃ）のＤ以降ではおおむね正しいが、特に同
図Ａ〜Ｃにかけて相当異なったものとなってしまう。即
ち、同図Ａ〜Ｂにかけてはトレーニングシーケンスの極
近傍であり、等化器出力の信頼性は極めて高いが、算出
された評価関数はフィルタの立上り特性の影響で充分に
高くなく誤判定をし易い。
【００３１】これを防止するために、図１２（ｄ），（
ｅ）に示すような補正関数を用いて特性を改善させる事
ができる。即ち、図１１のような方式で算出された評価
関数に図１２（ｄ）に示す関数を掛けるか、図１２（ｅ
）に示す関数を加算して、真の評価関数とするものであ
る。
ｅ）に示すような補正関数を用いて特性を改善させる事
ができる。即ち、図１１のような方式で算出された評価
関数に図１２（ｄ）に示す関数を掛けるか、図１２（ｅ
）に示す関数を加算して、真の評価関数とするものであ
る。
【００３２】本発明の他の実施例として図１３の方式を
評価関数算出並びに比較手段として用いる方式がある。 即ち、図１４に示すようにパワーが極小値をとるところ
を境にバースト誤りが発生する事が多いため、信号パワ
ーが小になった所を境に前方等化及び後方等化の出力を
切換えるようにすれば良い。
評価関数算出並びに比較手段として用いる方式がある。 即ち、図１４に示すようにパワーが極小値をとるところ
を境にバースト誤りが発生する事が多いため、信号パワ
ーが小になった所を境に前方等化及び後方等化の出力を
切換えるようにすれば良い。
【００３３】他の実施例として図１５の方式を評価関数
算出に用いる方式がある。この方式ではタップ係数の絶
対値の和が一定以下になった時は、その等化器を選ばな
いようにするものである。これにより、リミットサイク
ルでの誤判定はほぼ１００％除去できる。
算出に用いる方式がある。この方式ではタップ係数の絶
対値の和が一定以下になった時は、その等化器を選ばな
いようにするものである。これにより、リミットサイク
ルでの誤判定はほぼ１００％除去できる。
【００３４】さらに、図１６に他の実施例を示す。これ
は、既知パターンにおいて、等化器出力が誤りを含むか
否かによって後方等化を行なうか否かを直接判定するも
のである。これによれば、それが不必要な時には後方等
化を行なわないようにする事ができるので、低消費電力
化を図れる。なぜなら、第２のトレーニングシーケンス
の時点で等化器に誤りが無いという事は第１のトレーニ
ングシーケンスから第２のトレーニングシーケンスに至
るまでに等化器が等化不能モードにもリミットサイクル
モードにも陥いらなかった事を示すため、それまでの等
化器出力の信頼性が極めて高いので、本方式を用いる事
ができる。
は、既知パターンにおいて、等化器出力が誤りを含むか
否かによって後方等化を行なうか否かを直接判定するも
のである。これによれば、それが不必要な時には後方等
化を行なわないようにする事ができるので、低消費電力
化を図れる。なぜなら、第２のトレーニングシーケンス
の時点で等化器に誤りが無いという事は第１のトレーニ
ングシーケンスから第２のトレーニングシーケンスに至
るまでに等化器が等化不能モードにもリミットサイクル
モードにも陥いらなかった事を示すため、それまでの等
化器出力の信頼性が極めて高いので、本方式を用いる事
ができる。
【００３５】図１７に他の実施例を示す。これは、前方
等化時と後方等化時とでセンタータップの位置が異なっ
た点として、トレーニングをスタートさせるものである
。等化器が等化させる伝送路特性は最小位相状態となっ
たり非最小位相状態になったりを頻繁に繰り返す。セン
タータップの位置をこのように変えておく事で、これら
への耐容性が大きく向上する。
等化時と後方等化時とでセンタータップの位置が異なっ
た点として、トレーニングをスタートさせるものである
。等化器が等化させる伝送路特性は最小位相状態となっ
たり非最小位相状態になったりを頻繁に繰り返す。セン
タータップの位置をこのように変えておく事で、これら
への耐容性が大きく向上する。
【００３６】また、前方等化時に最小位相にみえる伝送
路は後方等化時には非最小位相状態にみえる。従って、
センタータップの位置もそれにみ合うように変更する事
が極めて有効である。
路は後方等化時には非最小位相状態にみえる。従って、
センタータップの位置もそれにみ合うように変更する事
が極めて有効である。
【００３７】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、高
速変動伝送路を用いた通信においても高い回線品質及び
通信品質を得る事ができる。
速変動伝送路を用いた通信においても高い回線品質及び
通信品質を得る事ができる。
【図１】本発明の等化方式を説明するブロック図である
。
。
【図２】周波数変換部の説明図である。
【図３】本発明を適用する通信方式の一例を示す図であ
る。
る。
【図４】等化器の出力を説明する図である。
【図５】既知信号と所望データとの配列を示す図である
。
。
【図６】１つの等化器として多重利用する場合を説明す
る図である。
る図である。
【図７】等化器＆評価関数算出手段を説明する図である
。
。
【図８】誤り率改善効果をシュミレーションで調べた結
果を示す図である。
果を示す図である。
【図９】評価関数算出に用いるフィルタの構成例を示す
図である。
図である。
【図１０】前方等化と後方等化とで異なった方向に尾を
ひくような指数関数窓関数を説明する図である。
ひくような指数関数窓関数を説明する図である。
【図１１】評価関数算出手段を説明する図である。
【図１２】評価関数算出手段を用いた場合に算出された
評価関数の例を示す図である。
評価関数の例を示す図である。
【図１３】本発明の他の実施例を説明する図である。
【図１４】双方向等化法を説明する図である。
【図１５】本発明の他の実施例を説明する図である。
【図１６】本発明の他の実施例を説明する図である。
【図１７】本発明の他の実施例を説明する図である。
【図１８】従来の方向選択形等化方式を説明する図であ
る。
る。
【図１９】判定帰環等化器を説明する図である。
【図２０】判定帰環等化器を説明する図である。
【図２１】誤り率を説明する図である。
１ 発振器
２ ミキサ
３ ロ−パスフィルタ
４，７ 等化器
６，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ メモリ５，８
評価関数算出手段 ９ 比較選択部 １１ メモリアドレス制御回路 １２ サンプラ
評価関数算出手段 ９ 比較選択部 １１ メモリアドレス制御回路 １２ サンプラ
Claims (5)
- 【請求項１】 受信信号を周波数変換して得られた信
号をサンプリングして得られる信号系列を入力し、上記
信号系列を入力した順序で等化器に入力し、第１の等化
器出力を求めると共に、上記第１の等化器出力の信頼性
を示す第１の評価関数を少なくとも上記信号系列を用い
て求め、上記信号系列を一旦メモリに記憶した後、入力
した順序と逆の順序で等化器に入力し、第２の等化器出
力を求めると共に、上記第２の等化器出力の信頼性を示
す第２の評価関数を少なくとも上記信号系列を用いて求
め、上記信号系列の同一の信号に対応する上記第１及び
第２の等化器出力のうち、いづれか信頼性の高い方を上
記第１及び第２の等化器出力に対応した上記第１及び第
２の評価関数にもとづき決定選択し出力することを特徴
とする等化方式。 - 【請求項２】 受信信号が送信データによって差動変
調して得られた場合、評価関数算出に用いる等化器出力
は差動複号を行なう以前の復調信号であって、評価関数
は上記等化器出力と信号系列との相関値であることを特
徴とする請求項１記載の等化方式。 - 【請求項３】 受信信号を周波数変換して得られた信
号をサンプリングして得られる信号系列を入力し、上記
信号系列を入力した順序で等化器に入力し、第１の等化
器出力を求め、上記信号系列を一旦バッファメモリに記
憶した後、入力した順序と逆の順序で等化器に入力し、
第２の等化器出力を求めた後、上記信号系列に窓関数を
かけて平均値を得る平均値算出処理を行ない、上記平均
値にもとづいて上記第１の等化器出力又は上記第２の等
化器出力のうちいずれかを選択することを特徴とする等
化方式。 - 【請求項４】 受信信号を周波数変換して得られた信
号をサンプリングして得られる信号系列を入力し、上記
信号系列を入力した順序で等化器に入力し、第１の等化
器出力を求める第１の処理と、上記第１の処理が正常に
行なわれたか否かを検出する否正常動作検出処理とを行
ない、否正常動作が検出された時には一旦バッファメモ
リに記憶された上記信号系列を、入力した順序と逆の順
序で上記等化器に入力し、第２の等化器出力を求める第
２の処理を行い、少なくとも否正常動作が検出されてい
る時は上記第２の等化器出力を選択し出力することを特
徴とする等化方式。 - 【請求項５】 否正常動作検出処理は等化器出力の誤
り率推定機能を含み、誤り率が一定以上の時をもって否
正常動作と検出することを特徴とする請求項４記載の等
化方式。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03639091A JP3172198B2 (ja) | 1991-03-01 | 1991-03-01 | 等化方式 |
| US07/843,714 US5274670A (en) | 1991-03-01 | 1992-02-28 | Method of equalization in digital mobile communication with improved tracking ability |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03639091A JP3172198B2 (ja) | 1991-03-01 | 1991-03-01 | 等化方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04274611A true JPH04274611A (ja) | 1992-09-30 |
| JP3172198B2 JP3172198B2 (ja) | 2001-06-04 |
Family
ID=12468526
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03639091A Expired - Lifetime JP3172198B2 (ja) | 1991-03-01 | 1991-03-01 | 等化方式 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5274670A (ja) |
| JP (1) | JP3172198B2 (ja) |
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| JP2010130538A (ja) * | 2008-11-28 | 2010-06-10 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 等化器、受信機、及び等化処理方法 |
| JP4763091B1 (ja) * | 2010-12-02 | 2011-08-31 | パナソニック株式会社 | 等化装置及び等化方法 |
| JP4796213B1 (ja) * | 2011-05-16 | 2011-10-19 | パナソニック株式会社 | 等化装置及び等化方法 |
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| JP4832601B1 (ja) * | 2011-01-28 | 2011-12-07 | パナソニック株式会社 | 等化装置及び等化方法 |
| JP2017523664A (ja) * | 2014-06-12 | 2017-08-17 | ゼットティーイー コーポレーションＺｔｅ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ | 位相偏差の補償方法及び装置 |
| WO2024166377A1 (ja) * | 2023-02-10 | 2024-08-15 | 日本電信電話株式会社 | 通信装置、通信方法、及びプログラム |
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|---|---|---|---|---|
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