JP2725711B2 - 自動等化器 - Google Patents
自動等化器Info
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- JP2725711B2 JP2725711B2 JP1247916A JP24791689A JP2725711B2 JP 2725711 B2 JP2725711 B2 JP 2725711B2 JP 1247916 A JP1247916 A JP 1247916A JP 24791689 A JP24791689 A JP 24791689A JP 2725711 B2 JP2725711 B2 JP 2725711B2
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- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は，自動等化器に関し，特にデジタル無線通信
システムの復調装置において， フェージングによる伝搬路の波形歪や，他無線システ
ムからの干渉を自動的に除去する，デジタル自動等化器
に関する。
システムの復調装置において， フェージングによる伝搬路の波形歪や，他無線システ
ムからの干渉を自動的に除去する，デジタル自動等化器
に関する。
［従来の技術］ 近年，デジタル無線通信方式において、周波数の利用
効率を高めるため，変調方式の多値化が進んでいる。一
方，多値数が増すにつれて，フェージングによる伝搬路
の波形歪や，交差偏波間の干渉（コチャネル干渉）や他
無線システムからの干渉（FM干渉等）等の影響が大きく
なり，これらの線形歪や干渉を除去する自動等化器の開
発が進められている。この自動等化器の１つとして、ト
ランスバーサル・フィルタのタップ係数を適応制御する
トランスバーサル形等化器が実用化されている。従来の
全デジタル形トランスバーサル等化器の一例を，第２図
に示す。第２図に示す様に，従来の全デジタル形トラン
スバーサル等化器は圧縮器11,アナログ・デジタル（A/
D）変換器12,トランスバーサル・フィルタ13,伸長器14,
およびタップ係数制御回路15から成る。
効率を高めるため，変調方式の多値化が進んでいる。一
方，多値数が増すにつれて，フェージングによる伝搬路
の波形歪や，交差偏波間の干渉（コチャネル干渉）や他
無線システムからの干渉（FM干渉等）等の影響が大きく
なり，これらの線形歪や干渉を除去する自動等化器の開
発が進められている。この自動等化器の１つとして、ト
ランスバーサル・フィルタのタップ係数を適応制御する
トランスバーサル形等化器が実用化されている。従来の
全デジタル形トランスバーサル等化器の一例を，第２図
に示す。第２図に示す様に，従来の全デジタル形トラン
スバーサル等化器は圧縮器11,アナログ・デジタル（A/
D）変換器12,トランスバーサル・フィルタ13,伸長器14,
およびタップ係数制御回路15から成る。
端子１に入力された，復調器（図示せず）からの入力
ベースバンド信号は，圧縮器11に入力されて，所定の圧
縮率で圧縮された後,A/D変換器12に入力される。このと
き，圧縮器11の圧縮率は，伝搬路でのフェージングによ
る波形歪が発生しても,A/D変換器の許容入力レベル範囲
（ダイナミック・レンジ）を超えない様に設定される、
ここでその圧縮率を（圧縮後の振幅／圧縮前の振幅）と
定義する。仮に，フェージングによる波形歪の無い状態
で,A/D変換器12のダイナミック・レンジいっぱいに圧縮
器11の出力を設定した場合は，フェージング発生時にダ
イナミック・レンジを超えた信号がA/D変換器12に入力
される為,A/D変換時に非線形歪が発生し，正しい波形等
化を行うことができない。
ベースバンド信号は，圧縮器11に入力されて，所定の圧
縮率で圧縮された後,A/D変換器12に入力される。このと
き，圧縮器11の圧縮率は，伝搬路でのフェージングによ
る波形歪が発生しても,A/D変換器の許容入力レベル範囲
（ダイナミック・レンジ）を超えない様に設定される、
ここでその圧縮率を（圧縮後の振幅／圧縮前の振幅）と
定義する。仮に，フェージングによる波形歪の無い状態
で,A/D変換器12のダイナミック・レンジいっぱいに圧縮
器11の出力を設定した場合は，フェージング発生時にダ
イナミック・レンジを超えた信号がA/D変換器12に入力
される為,A/D変換時に非線形歪が発生し，正しい波形等
化を行うことができない。
次に,A/D変換されたデジタル信号は，全デジタル形ト
ランスバーサル・フィルタ13に入力され，タップ係数制
御回路15からのタップ係数制御信号により自動等化され
て，伸長器14に入力される。伸長器14においては，前記
圧縮器11によって圧縮された原信号を復元するため，入
力信号に圧縮率の逆数に等しい伸長率を乗じた出力信号
を端子２に出力する。
ランスバーサル・フィルタ13に入力され，タップ係数制
御回路15からのタップ係数制御信号により自動等化され
て，伸長器14に入力される。伸長器14においては，前記
圧縮器11によって圧縮された原信号を復元するため，入
力信号に圧縮率の逆数に等しい伸長率を乗じた出力信号
を端子２に出力する。
前記トランスバーサル・フィルタ13のタップ係数制御
の為に，タップ係数制御回路15は伸長器14の出力信号の
うちの送信信号の推定値と等化後のデジタル信号の差を
表わす誤差信号Ｅと,A/D変換器12の判定出力信号Ｄとを
入力とし，誤差信号Ｅと判定出力信号Ｄの相関をとり，
その時間平均値をタップ係数としてトランスバーサル・
フィルタ13に出力する。尚，この適応形自動等化アルゴ
リズムには，様々な実施形態がありそれらは文献等（例
えば「ディジタル信号処理」，電子通信学会編，昭和50
年,241頁表11,2）に詳述されているので，ここでは省略
するが，たとえば前記A/D変換器の判定出力のかわり
に，前記信号レベル変換回路の判定出力をＤとするアル
ゴリズムも存在する。
の為に，タップ係数制御回路15は伸長器14の出力信号の
うちの送信信号の推定値と等化後のデジタル信号の差を
表わす誤差信号Ｅと,A/D変換器12の判定出力信号Ｄとを
入力とし，誤差信号Ｅと判定出力信号Ｄの相関をとり，
その時間平均値をタップ係数としてトランスバーサル・
フィルタ13に出力する。尚，この適応形自動等化アルゴ
リズムには，様々な実施形態がありそれらは文献等（例
えば「ディジタル信号処理」，電子通信学会編，昭和50
年,241頁表11,2）に詳述されているので，ここでは省略
するが，たとえば前記A/D変換器の判定出力のかわり
に，前記信号レベル変換回路の判定出力をＤとするアル
ゴリズムも存在する。
上記の全デジタル形トランスバーサル等化器の動作の
うち，圧縮器11における信号レベルの圧縮と，伸長器14
における信号レベルの復元について，以下に例を上げ，
第３図を参照して説明する。入力信号の例として,4値ベ
ースバンド信号を用いる。これは16値直交振幅変調（16
QAM）のベースバンド信号として用いられる。
うち，圧縮器11における信号レベルの圧縮と，伸長器14
における信号レベルの復元について，以下に例を上げ，
第３図を参照して説明する。入力信号の例として,4値ベ
ースバンド信号を用いる。これは16値直交振幅変調（16
QAM）のベースバンド信号として用いられる。
第３図（ａ）において点A1,B1,C1,D1（●で示す）
は，圧縮前の４値ベースバンド信号の信号レベルを表わ
し，右の表はA/D変換器の出力を表わす。今，フェージ
ングによる波形歪によって，点A1近傍の信号が２倍にな
ったと仮定すると，その信号レベルはA/D変換器許容入
力範囲を超えてしまう為,A/D変換器出力は11…11（すべ
て１）となり飽和してしまう。これを避ける為，点A1,B
1,C1,D1の各点が点A2,B2,C2,D2の各位置になるように予
め，信号レベルを1/2に圧縮しておけば，フェージング
による波形歪が生じても,A/D変換器12の入力信号レベル
は飽和しない。
は，圧縮前の４値ベースバンド信号の信号レベルを表わ
し，右の表はA/D変換器の出力を表わす。今，フェージ
ングによる波形歪によって，点A1近傍の信号が２倍にな
ったと仮定すると，その信号レベルはA/D変換器許容入
力範囲を超えてしまう為,A/D変換器出力は11…11（すべ
て１）となり飽和してしまう。これを避ける為，点A1,B
1,C1,D1の各点が点A2,B2,C2,D2の各位置になるように予
め，信号レベルを1/2に圧縮しておけば，フェージング
による波形歪が生じても,A/D変換器12の入力信号レベル
は飽和しない。
次に，点A2,B2,C2,D2の信号レベルは本来点A1,B1,C1,
D1の信号レベルでなければ正しい判定出力とならないの
で，信号レベル変換回路14によって，点A2,B2,C2,D2に
対応するデジタル信号は第３図（ｂ）の表に示す様に変
換される。この変換は具体的には,ROM（Read Only Memo
ry），デジタル乗算器，論理回路等によって実現でき
る。
D1の信号レベルでなければ正しい判定出力とならないの
で，信号レベル変換回路14によって，点A2,B2,C2,D2に
対応するデジタル信号は第３図（ｂ）の表に示す様に変
換される。この変換は具体的には,ROM（Read Only Memo
ry），デジタル乗算器，論理回路等によって実現でき
る。
［発明が解決しようとする課題］ 上述した従来の自動等化器は、振幅圧縮率が固定であ
るため，フェージングの発生による波形歪が無い間は，
圧縮によるA/D変換器の量子化精度の減少による誤り率
特性の劣化が起こるという欠点を有する。また，当初の
予想を超える大きなフェージング歪が生じた場合，圧縮
率の不足から,A/D変換器入力が飽和状態となり，十分な
等化特性が得られないという欠点を有する。
るため，フェージングの発生による波形歪が無い間は，
圧縮によるA/D変換器の量子化精度の減少による誤り率
特性の劣化が起こるという欠点を有する。また，当初の
予想を超える大きなフェージング歪が生じた場合，圧縮
率の不足から,A/D変換器入力が飽和状態となり，十分な
等化特性が得られないという欠点を有する。
本発明は，上記の問題に鑑みてなされたもので，フェ
ージングによる波形歪の大きさが変化しても,A/D変換器
のダイナミック・レンジを有効に活用しつつ十分な等化
特性が発生できる自動等化器を提供することを目的とす
る。
ージングによる波形歪の大きさが変化しても,A/D変換器
のダイナミック・レンジを有効に活用しつつ十分な等化
特性が発生できる自動等化器を提供することを目的とす
る。
［課題を解決するための手段］ デジタル無線通信方式の復調装置に用いられる自動等
化器であって， 前記復調装置の復調器からの多値ベースバンド信号の
レベルを所定の圧縮率で調整するレベル調整手段と，該
レベル調整手段から出力されるレベル調整された前記多
値ベースバンド信号をデジタル信号に変換するアナログ
・デジタル変換器と，前記デジタル信号をタップ係数制
御信号に基づき自動等化するタップ係数可変デジタル形
トランスバーサルフィルタと，等化された前記デジタル
信号を前記圧縮率の逆数である伸長率で伸長する伸長器
と，前記アナログ・デジタル変換器又は前記伸長器のい
ずれか一方の判定出力を第１の入力信号とし，前記伸長
器の出力のうち送信信号の推定値と前記等化されたデジ
タル信号との誤差分を表す誤差信号を第２の入力信号と
して前記第１の入力信号と前記第２の入力信号に基づい
て前記タップ係数制御信号を生成し出力するタップ係数
制御回路とを備えた自動等化器において， 前記レベル調整手段及び前記伸長器を，それぞれ可変
型とし，フェージングの大小を検出して前記可変型レベ
ル調整手段の圧縮率と可変型伸長器の伸長率とを制御す
る圧縮伸長率制御装置を設けたことを特徴とする自動等
化器。
化器であって， 前記復調装置の復調器からの多値ベースバンド信号の
レベルを所定の圧縮率で調整するレベル調整手段と，該
レベル調整手段から出力されるレベル調整された前記多
値ベースバンド信号をデジタル信号に変換するアナログ
・デジタル変換器と，前記デジタル信号をタップ係数制
御信号に基づき自動等化するタップ係数可変デジタル形
トランスバーサルフィルタと，等化された前記デジタル
信号を前記圧縮率の逆数である伸長率で伸長する伸長器
と，前記アナログ・デジタル変換器又は前記伸長器のい
ずれか一方の判定出力を第１の入力信号とし，前記伸長
器の出力のうち送信信号の推定値と前記等化されたデジ
タル信号との誤差分を表す誤差信号を第２の入力信号と
して前記第１の入力信号と前記第２の入力信号に基づい
て前記タップ係数制御信号を生成し出力するタップ係数
制御回路とを備えた自動等化器において， 前記レベル調整手段及び前記伸長器を，それぞれ可変
型とし，フェージングの大小を検出して前記可変型レベ
ル調整手段の圧縮率と可変型伸長器の伸長率とを制御す
る圧縮伸長率制御装置を設けたことを特徴とする自動等
化器。
［実施例］ 以下，本発明の実施例について図面を参照して説明す
る。
る。
第１図は本発明の第１の実施例のトランスバーサル形
自動等化器であり，トランスバーサル・フィルタとして
は簡単の為に３タップのものを使用している。
自動等化器であり，トランスバーサル・フィルタとして
は簡単の為に３タップのものを使用している。
まず端子１に入力された復調器（図示せず）からの多
値ベースバンド信号は，可変減衰器21に入力される。可
変減衰器21は，後述する圧縮伸長率制御回路23からの圧
縮率制御信号（COMP）により，その出力信号レベルが，
フェージングによる波形歪が生じても後置されるアナロ
グ・デジタル（A/D）変換器12の許容信号入力レベルを
超えない様に，自動的に圧縮率Ｘが設定され，入力多値
ベースバンド信号の持つ波形情報を正確にA/D変換器12
へ出力する機能を有する。次に，前記可変減衰器21の出
力信号は,A/D変換器12に入力されて，標本・量子化され
２進信号列に変換され，トランスバーサル・フィルタ13
に入力される。
値ベースバンド信号は，可変減衰器21に入力される。可
変減衰器21は，後述する圧縮伸長率制御回路23からの圧
縮率制御信号（COMP）により，その出力信号レベルが，
フェージングによる波形歪が生じても後置されるアナロ
グ・デジタル（A/D）変換器12の許容信号入力レベルを
超えない様に，自動的に圧縮率Ｘが設定され，入力多値
ベースバンド信号の持つ波形情報を正確にA/D変換器12
へ出力する機能を有する。次に，前記可変減衰器21の出
力信号は,A/D変換器12に入力されて，標本・量子化され
２進信号列に変換され，トランスバーサル・フィルタ13
に入力される。
トランスバーサル・フィルタ13は遅延回路131,132,乗
算器133,134,135,加算器136より構成される３タップ形
で，主タップ138の他に−１タップ137及び＋１タップ13
9を有する。それぞれのタップ出力信号は乗算器134,13
3,135にそれぞれ入力され，タップ係数C0,C-1,C1が乗ぜ
られて，加算器136に入力される。加算器136の出力はフ
ェージングによる符号間干渉が除去されたものとなり，
トランスバーサル・フィルタ13の出力となる。このトラ
ンスバーサル・フィルタ13の出力は，可変伸長器22に入
力され，伸長率Ｙで伸長され前記可変減衰器21で圧縮さ
れた原信号レベルが復元される。伸長率Ｙは，一般には
圧縮率Ｘの逆数（Ｙ＝1/X）に設定される。
算器133,134,135,加算器136より構成される３タップ形
で，主タップ138の他に−１タップ137及び＋１タップ13
9を有する。それぞれのタップ出力信号は乗算器134,13
3,135にそれぞれ入力され，タップ係数C0,C-1,C1が乗ぜ
られて，加算器136に入力される。加算器136の出力はフ
ェージングによる符号間干渉が除去されたものとなり，
トランスバーサル・フィルタ13の出力となる。このトラ
ンスバーサル・フィルタ13の出力は，可変伸長器22に入
力され，伸長率Ｙで伸長され前記可変減衰器21で圧縮さ
れた原信号レベルが復元される。伸長率Ｙは，一般には
圧縮率Ｘの逆数（Ｙ＝1/X）に設定される。
以上の様にして，トランスバーサル・フィルタ13で符
号間干渉が除去され、可変伸長器22において信号レベル
が復元された可変伸長器22の出力信号が端子２に出力さ
れる。一方,A/D変換器12の判定出力Ｄ及び可変伸長器22
の出力のうち送信信号と等化後信号の誤差を表わす誤差
信号Ｅは，タップ係数制御回路15に入力され，デジタル
演算によってＤとＥの相間がとられ，その時間平均値が
タップ係数としてトランスバーサル・フィルタ13の乗算
器133,134,135に入力される。このことは従来の実施例
で説明したのと同様である。ここで，タップ係数Cn（ｎ
は整数）は， で得られる。なお， は時間平均を表わす。この詳細は前記文献に詳しいの
で，ここでは省略する。
号間干渉が除去され、可変伸長器22において信号レベル
が復元された可変伸長器22の出力信号が端子２に出力さ
れる。一方,A/D変換器12の判定出力Ｄ及び可変伸長器22
の出力のうち送信信号と等化後信号の誤差を表わす誤差
信号Ｅは，タップ係数制御回路15に入力され，デジタル
演算によってＤとＥの相間がとられ，その時間平均値が
タップ係数としてトランスバーサル・フィルタ13の乗算
器133,134,135に入力される。このことは従来の実施例
で説明したのと同様である。ここで，タップ係数Cn（ｎ
は整数）は， で得られる。なお， は時間平均を表わす。この詳細は前記文献に詳しいの
で，ここでは省略する。
タップ係数の大小は，伝搬路のフェージングの大小に
対応して変化する。従って，このタップ係数の変化に基
づいて，その後の伝搬路のフェージングの大小を推定す
ることができる。そこで本実施例ではタップ係数制御回
路15から出力されるタップ係数値信号C-1,C1を利用して
圧縮率Ｘを決定する。
対応して変化する。従って，このタップ係数の変化に基
づいて，その後の伝搬路のフェージングの大小を推定す
ることができる。そこで本実施例ではタップ係数制御回
路15から出力されるタップ係数値信号C-1,C1を利用して
圧縮率Ｘを決定する。
圧縮伸長率制御回路23はタップ係数値信号C-1,及びC1
が入力されると後述のようにして圧縮率Ｘを決定し，可
変減衰器21に圧縮率制御信号COMPを出力する。同時に圧
縮率Ｘの逆数を伸長率Ｙとして可変伸長器22に伸長率制
御信号EXPを出力する。
が入力されると後述のようにして圧縮率Ｘを決定し，可
変減衰器21に圧縮率制御信号COMPを出力する。同時に圧
縮率Ｘの逆数を伸長率Ｙとして可変伸長器22に伸長率制
御信号EXPを出力する。
以下にフェージングとタップ係数との関係を説明する
と共に圧縮率Ｘを決定する方法を説明する。
と共に圧縮率Ｘを決定する方法を説明する。
第４図に直接波と反射波（遅延波）の２波干渉によっ
て周波数選択性フェージングが発生した場合の，端子１
に入力される４値ベースバンド信号のアイ・パターンと
対応するトランスバーサル・フィルタのタップ係数を示
す。この場合可変減衰器21の圧縮率を１とする。
て周波数選択性フェージングが発生した場合の，端子１
に入力される４値ベースバンド信号のアイ・パターンと
対応するトランスバーサル・フィルタのタップ係数を示
す。この場合可変減衰器21の圧縮率を１とする。
第４図（ａ）はフェージングが全く無い場合で，この
時アイ・パターンのレベルはA/D変換器のダイナミック
・レンジ内に収まっており，タップ係数も主タップC0の
み１で他は零である。
時アイ・パターンのレベルはA/D変換器のダイナミック
・レンジ内に収まっており，タップ係数も主タップC0の
み１で他は零である。
次にフェージングが発生すると，フェージングが小さ
い場合は第４図（ｂ）に示す様に，アイ・パターンには
波形歪が表われるが標本点における信号レベルはA/D変
換器のダイナミック・レンジを超えるには至らず，また
タップ係数C-1及びC1の絶対値も比較的小さい。
い場合は第４図（ｂ）に示す様に，アイ・パターンには
波形歪が表われるが標本点における信号レベルはA/D変
換器のダイナミック・レンジを超えるには至らず，また
タップ係数C-1及びC1の絶対値も比較的小さい。
さらにフェージングが大きくなると，第４図（ｃ）に
示す様にアイ・パターンの波形歪は極めて大きいものと
なり，標本点における入力ベースバンド信号の信号レベ
ルはA/D変換器のダイナミック・レンジを超えるととも
に，タップ係数も極めて大きくなり,1に近づく。従って
第４図（ｃ）の場合には，圧縮率を１から，たとえば1/
2に変更すれば第５図（ｂ）に示す様に，入力ベースバ
ンド信号は,A/D変換器のダイナミック・レンジ内に収ま
ることとなる。この時，伸長率は２となり，トランスバ
ーサル・フィルタ13の出力は可変伸長器22で２倍に伸長
されて端子２に出力される。
示す様にアイ・パターンの波形歪は極めて大きいものと
なり，標本点における入力ベースバンド信号の信号レベ
ルはA/D変換器のダイナミック・レンジを超えるととも
に，タップ係数も極めて大きくなり,1に近づく。従って
第４図（ｃ）の場合には，圧縮率を１から，たとえば1/
2に変更すれば第５図（ｂ）に示す様に，入力ベースバ
ンド信号は,A/D変換器のダイナミック・レンジ内に収ま
ることとなる。この時，伸長率は２となり，トランスバ
ーサル・フィルタ13の出力は可変伸長器22で２倍に伸長
されて端子２に出力される。
可変減衰器21,可変伸長器22及び圧縮伸長率制御回路2
3は，例えば第６図に示す様に構成される。可変減衰器2
1は1/2減衰器31を有し，復調器からの入力信号をそのま
ま出力するか，又は1/2減衰器31の出力を出力するかを
切替器32によって制御する。また可変伸長器22はトラン
スバーサル・フィルタの出力が接続されるデジタル乗算
器33を有し，乗算係数１を選ぶか２を選ぶかを切替器34
で選択する。
3は，例えば第６図に示す様に構成される。可変減衰器2
1は1/2減衰器31を有し，復調器からの入力信号をそのま
ま出力するか，又は1/2減衰器31の出力を出力するかを
切替器32によって制御する。また可変伸長器22はトラン
スバーサル・フィルタの出力が接続されるデジタル乗算
器33を有し，乗算係数１を選ぶか２を選ぶかを切替器34
で選択する。
前記切替器32及び34は，圧縮伸長率制御回路23の出力
で制御される。圧縮伸長率制御回路23へは，タップ係数
C-1及びC1の絶対値|C-1|及び|C1|が入力され，タップ係
数の絶対値が基準値CRよりも大きいか小さいかを比較器
35,36でそれぞれ判定し，その結果を論理和回路37に出
力する。論理和回路37は|C-1|と|C1|のいづれか一方で
も，前記基準値を超えていれば，フェージングが十分大
きいと判定し，判定出力を前記可変減衰器21及び可変伸
長器22に切替制御信号として出力する。こうして，フェ
ージングが基準値より大きい時は，入力ベースバンド信
号は圧縮されてA/D変換器12に入力されるので,A/D変換
時に非線形歪は発生せず，トランスバーサル・フィルタ
で正しい波形等化が行なわれる。
で制御される。圧縮伸長率制御回路23へは，タップ係数
C-1及びC1の絶対値|C-1|及び|C1|が入力され，タップ係
数の絶対値が基準値CRよりも大きいか小さいかを比較器
35,36でそれぞれ判定し，その結果を論理和回路37に出
力する。論理和回路37は|C-1|と|C1|のいづれか一方で
も，前記基準値を超えていれば，フェージングが十分大
きいと判定し，判定出力を前記可変減衰器21及び可変伸
長器22に切替制御信号として出力する。こうして，フェ
ージングが基準値より大きい時は，入力ベースバンド信
号は圧縮されてA/D変換器12に入力されるので,A/D変換
時に非線形歪は発生せず，トランスバーサル・フィルタ
で正しい波形等化が行なわれる。
上記の圧縮伸長率制御回路23では，圧縮率及び伸長率
を２段階に変化させているが，圧縮率及び伸長率を連続
的に変化させて，さらにきめ細かな制御をする事も可能
である。この場合の可変減衰器21,可変伸長器22及び圧
縮伸長率制御回路23の第２の実施例を第７図に示す。
を２段階に変化させているが，圧縮率及び伸長率を連続
的に変化させて，さらにきめ細かな制御をする事も可能
である。この場合の可変減衰器21,可変伸長器22及び圧
縮伸長率制御回路23の第２の実施例を第７図に示す。
可変減衰器21はアナログ乗算器41を有し，増幅回路の
出力の端子１に入力されたベースバンド信号に圧縮率制
御信号COMPを乗じてA/D変換器12に出力する。また可変
伸長器22はデジタル乗算器33を有し，トランスバーサル
・フィルタ13の出力デジタル信号に伸長率制御信号EXP
を乗じて出力する。前記圧縮率制御信号COMP及び伸長率
制御信号EXPは，圧縮伸長率制御回路23より出力され
る。圧縮伸長率制御回路23では，タップ係数C-1及びC1
を入力として，係数変換回路42においてタップ係数の変
化に対応した，圧縮率Ｘが連続的に得られる。係数変換
回路42は，例えばROM（Read Only Memory）等の記憶素
子を用いて容易に実現できる。係数変換回路42の出力の
圧縮率判定信号Ｘはデジタル信号であるので，アナログ
乗算器41に入力する前に，デジタルアナログ変換器（D/
A変換器）43に入力しアナログ信号の圧縮率制御信号に
変換して，アナログ乗算器41に入力される。
出力の端子１に入力されたベースバンド信号に圧縮率制
御信号COMPを乗じてA/D変換器12に出力する。また可変
伸長器22はデジタル乗算器33を有し，トランスバーサル
・フィルタ13の出力デジタル信号に伸長率制御信号EXP
を乗じて出力する。前記圧縮率制御信号COMP及び伸長率
制御信号EXPは，圧縮伸長率制御回路23より出力され
る。圧縮伸長率制御回路23では，タップ係数C-1及びC1
を入力として，係数変換回路42においてタップ係数の変
化に対応した，圧縮率Ｘが連続的に得られる。係数変換
回路42は，例えばROM（Read Only Memory）等の記憶素
子を用いて容易に実現できる。係数変換回路42の出力の
圧縮率判定信号Ｘはデジタル信号であるので，アナログ
乗算器41に入力する前に，デジタルアナログ変換器（D/
A変換器）43に入力しアナログ信号の圧縮率制御信号に
変換して，アナログ乗算器41に入力される。
一方，可変伸長器22内のデジタル乗算器33には，前記
圧縮率判定信号Ｘが，逆数変換回路44で逆数EXP＝X-1に
変換されて，デジタルの伸長率制御信号EXPとして出力
される。
圧縮率判定信号Ｘが，逆数変換回路44で逆数EXP＝X-1に
変換されて，デジタルの伸長率制御信号EXPとして出力
される。
以上の構成により，可変圧縮器21及び可変伸長器22
は，フェージングの変化により連続的に制御されるた
め，なめならかな動作が期待できる。
は，フェージングの変化により連続的に制御されるた
め，なめならかな動作が期待できる。
尚，第７図の例において，可変減衰器21をいわゆる自
動利得制御回路（AGC）におきかえる事も可能である。
この方法を用いた本発明の第３の実施例を第８図に示
す。第２の実施例と異なるのは，第７図の可変減衰器21
のかわりに，入力ベースバンド信号のレベルを制御する
自動利得回路（AGC）24が用いられ，前記AGC24の出力が
A/D変換器12に入力されている点と，第７図の可変減衰
器21の制御信号COMPと,COMPを発生するD/A変換器43が削
除され，かわりに前記AGC回路24を制御するAGC制御回路
45が用いられている点である。
動利得制御回路（AGC）におきかえる事も可能である。
この方法を用いた本発明の第３の実施例を第８図に示
す。第２の実施例と異なるのは，第７図の可変減衰器21
のかわりに，入力ベースバンド信号のレベルを制御する
自動利得回路（AGC）24が用いられ，前記AGC24の出力が
A/D変換器12に入力されている点と，第７図の可変減衰
器21の制御信号COMPと,COMPを発生するD/A変換器43が削
除され，かわりに前記AGC回路24を制御するAGC制御回路
45が用いられている点である。
本実施例では,AGC制御は，前記可変伸長器22の出力信
号が一定となる様に動作するため，フェージングが大き
くなって可変伸長器22の伸長率が１より大きくなれば,A
GC回路24の利得が１より減少してA/D変換器12へ入力さ
れる信号レベルの飽和を防止する。逆にフェージングが
小さくなれば，可変伸長器22の伸長率が１に近づき,AGC
回路24の利得も１に近づくため,A/D変換器12のダイナミ
ック・レンジを十分に利用できる入力レベルがA/D変換
器12に印加され,A/D変換器のS/Nが良くなり、誤り率特
性の劣化も起こりにくくなる。
号が一定となる様に動作するため，フェージングが大き
くなって可変伸長器22の伸長率が１より大きくなれば,A
GC回路24の利得が１より減少してA/D変換器12へ入力さ
れる信号レベルの飽和を防止する。逆にフェージングが
小さくなれば，可変伸長器22の伸長率が１に近づき,AGC
回路24の利得も１に近づくため,A/D変換器12のダイナミ
ック・レンジを十分に利用できる入力レベルがA/D変換
器12に印加され,A/D変換器のS/Nが良くなり、誤り率特
性の劣化も起こりにくくなる。
以上，本発明の自動等化器を特定の実施例について説
明したが本発明ではトランスバーサル・フィルタの構成
はどのような構成でも良く，またタップ係数制御アルゴ
リズムも前記文献にあげられているゼロ・フォーシング
法でも最小誤差法でも良く，アルゴリズムにより左右さ
れるものではない。
明したが本発明ではトランスバーサル・フィルタの構成
はどのような構成でも良く，またタップ係数制御アルゴ
リズムも前記文献にあげられているゼロ・フォーシング
法でも最小誤差法でも良く，アルゴリズムにより左右さ
れるものではない。
また前記実施例では，フェージングの大小をトランス
バーサル・フィルタのタップ係数より判定しているが，
もちろん他の情報，たとえばスペクトラムによるフェー
ジングのノッチ量検出等による方法でフェージングの大
小を判定しても良い事は明らかである。
バーサル・フィルタのタップ係数より判定しているが，
もちろん他の情報，たとえばスペクトラムによるフェー
ジングのノッチ量検出等による方法でフェージングの大
小を判定しても良い事は明らかである。
本発明の特徴は，可変減衰器の圧縮率又は自動利得回
路の利得及び可変伸長器の伸長率をフェージングの大小
により自動制御して,A/D変換器の入力ダイナミック・レ
ンジを有効に使用する事にある。
路の利得及び可変伸長器の伸長率をフェージングの大小
により自動制御して,A/D変換器の入力ダイナミック・レ
ンジを有効に使用する事にある。
［発明の効果］ 以上説明したように本発明によると，フェージングに
よる波形歪の大小を検出する事により，可変減衰器又は
AGC回路及び可変伸長器を制御して，フェージングが大
きな時はベースバンド信号を圧縮してA/D変換器に印加
する事により波形歪によるA/D変換器の非線形歪を防止
して自動等化器として十分な等化能力を発揮させ，フェ
ージングが小さい時はベースバンド信号を圧縮せずにA/
D変換器に印加する事によりA/D変換器の量子化精度を減
少させない様にしA/D出力のS/Nを改善し誤り率特性の劣
化を防止することができる。またいづれの場合も，自動
制御される可変伸長器によって本等化器の出力信号レベ
ルは圧縮率によらず一定となるため，誤差信号の抽出も
容易でトランスバーサル・フィルタの制御のみならず復
調器の自動利得制御や自動位相制御も容易に行なえ，ま
た後続の再生データ信号の各種信号処理も簡単になると
いう効果がある。
よる波形歪の大小を検出する事により，可変減衰器又は
AGC回路及び可変伸長器を制御して，フェージングが大
きな時はベースバンド信号を圧縮してA/D変換器に印加
する事により波形歪によるA/D変換器の非線形歪を防止
して自動等化器として十分な等化能力を発揮させ，フェ
ージングが小さい時はベースバンド信号を圧縮せずにA/
D変換器に印加する事によりA/D変換器の量子化精度を減
少させない様にしA/D出力のS/Nを改善し誤り率特性の劣
化を防止することができる。またいづれの場合も，自動
制御される可変伸長器によって本等化器の出力信号レベ
ルは圧縮率によらず一定となるため，誤差信号の抽出も
容易でトランスバーサル・フィルタの制御のみならず復
調器の自動利得制御や自動位相制御も容易に行なえ，ま
た後続の再生データ信号の各種信号処理も簡単になると
いう効果がある。
第１図は本発明の自動等化器の第１の実施例を示すブロ
ック図，第２図は従来の自動等化器を示すブロック図，
第３図（ａ）及び（ｂ）は信号レベル変換を説明するた
めの図で（ａ）は圧縮前，（ｂ）は圧縮後を示す，第４
図（ａ），（ｂ）及び（ｃ）はフェージングによる波形
歪の大小とタップ係数の絶対値の大きさを説明するため
の図で，（ａ）はフェージング無し，（ｂ）はフェージ
ング小，（ｃ）はフェージング大の場合を示す，第５図
は，波形歪時のベースバンド信号の圧縮の効果を説明す
るための図，第６図は第１図の自動等化器に用いられる
可変減衰器，可変伸長器，及び圧縮伸長率制御回路の具
体的ブロック図，第７図は本発明の第２の実施例を示す
ブロック図，第８図は本発明の第３の実施例を示すブロ
ック図である。 11……圧縮器,12……A/D変換器,13……トランスバーサ
ル・フィルタ,14……伸長器,15……タップ係数制御回
路,21……可変減衰器,22……可変伸長器,23……圧縮，
伸長率制御回路、24……自動利得回路（AGC）,45……AG
C制御回路。
ック図，第２図は従来の自動等化器を示すブロック図，
第３図（ａ）及び（ｂ）は信号レベル変換を説明するた
めの図で（ａ）は圧縮前，（ｂ）は圧縮後を示す，第４
図（ａ），（ｂ）及び（ｃ）はフェージングによる波形
歪の大小とタップ係数の絶対値の大きさを説明するため
の図で，（ａ）はフェージング無し，（ｂ）はフェージ
ング小，（ｃ）はフェージング大の場合を示す，第５図
は，波形歪時のベースバンド信号の圧縮の効果を説明す
るための図，第６図は第１図の自動等化器に用いられる
可変減衰器，可変伸長器，及び圧縮伸長率制御回路の具
体的ブロック図，第７図は本発明の第２の実施例を示す
ブロック図，第８図は本発明の第３の実施例を示すブロ
ック図である。 11……圧縮器,12……A/D変換器,13……トランスバーサ
ル・フィルタ,14……伸長器,15……タップ係数制御回
路,21……可変減衰器,22……可変伸長器,23……圧縮，
伸長率制御回路、24……自動利得回路（AGC）,45……AG
C制御回路。
Claims (4)
- 【請求項１】デジタル無線通信方式の復調装置に用いら
れる自動等化器であって、 前記復調装置の復調器からの多値ベースバンド信号のレ
ベルを所定の圧縮率で調整するレベル調整手段と、 該レベル調整手段から出力されるレベル調整された前記
多値ベースバンド信号をデジタル信号に変換するアナロ
グ・デジタル変換器と、 前記デジタル信号をタップ係数制御信号に基づき自動等
化するタップ計数可変デジタル形トランスバーサルフィ
ルタと、 等化された前記デジタル信号を前記圧縮率の逆数である
伸張率で伸張する伸張器と、 前記アナログ・デジタル変換器または前記伸張器のいず
れか一方の判定出力を第１の入力信号として、前記伸張
器の出力のうち送信信号の推定値と前記等化されたデジ
タル信号との誤差分を表す誤差信号を第２の入力信号と
して前記第１の入力信号と前記第２の入力信号に基づい
て前記タップ係数制御信号を生成し出力するタップ係数
制御回路とを備えた自動等化器において、 前記タップ係数制御信号に基づきフェージングの大小を
検出して前記フェージングが所定の値よりも大きい時に
は前記圧縮率を大きくし、前記フェージングが小さいと
きには前記圧縮率を小さくするよう前記レベル調整手段
の圧縮率と前記伸張器の伸張率とを適応的に制御する圧
縮伸張率制御装置を設けたことを特徴とする自動等化
器。 - 【請求項２】前記可変型レベル調整手段として可変減衰
器を用いることを特徴とする請求項１記載の自動等化
器。 - 【請求項３】前記可変レベル調整手段として自動利得制
御回路を用いたことを特徴とする請求項１記載の自動等
化器。 - 【請求項４】前記可変減衰器が乗算器であることを特徴
とする請求項２記載の自動等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1247916A JP2725711B2 (ja) | 1989-09-26 | 1989-09-26 | 自動等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1247916A JP2725711B2 (ja) | 1989-09-26 | 1989-09-26 | 自動等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03110930A JPH03110930A (ja) | 1991-05-10 |
| JP2725711B2 true JP2725711B2 (ja) | 1998-03-11 |
Family
ID=17170462
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1247916A Expired - Lifetime JP2725711B2 (ja) | 1989-09-26 | 1989-09-26 | 自動等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2725711B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2861778B2 (ja) * | 1993-12-15 | 1999-02-24 | 日本電気株式会社 | 復調装置 |
| JP3130794B2 (ja) * | 1996-05-27 | 2001-01-31 | 日本電気株式会社 | 復調器 |
| US6047035A (en) * | 1998-06-15 | 2000-04-04 | Dspc Israel Ltd. | Method and device for quantizing the input to soft decoders |
| JP4878878B2 (ja) * | 2006-03-15 | 2012-02-15 | タカタ株式会社 | 車両シート、車両 |
| KR101544429B1 (ko) * | 2008-10-17 | 2015-08-17 | 삼성전자주식회사 | 이동통신 시스템의 이득 제어 장치 및 방법 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH084245B2 (ja) * | 1986-11-07 | 1996-01-17 | 日本電信電話株式会社 | 多値識別方式 |
-
1989
- 1989-09-26 JP JP1247916A patent/JP2725711B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03110930A (ja) | 1991-05-10 |
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Legal Events
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