JPH084245B2

JPH084245B2 - 多値識別方式

Info

Publication number: JPH084245B2
Application number: JP61263660A
Authority: JP
Inventors: 裕幸大塚; 英明松江; 正白土; 武弘村瀬
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1986-11-07
Filing date: 1986-11-07
Publication date: 1996-01-17
Anticipated expiration: 2011-01-17
Also published as: JPS63119331A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、受信した多値振幅信号（ディジタル信号）
を識別する多値識別方式に関するもので、特に受信側に
おいて波形歪、干渉等をディジタル信号処理により補償
する場合の多値識別方式に係る。

〔従来の技術〕

４（＝2²）値振幅信号を識別する場合を例にとり従来
の多値識別方式を説明する。

４値振幅信号を識別するためには２ビット以上の出力
を有するA/D変換器が必要である。A/D変換器の入力範囲
と４値の信号点との関係は第１図のようである。すなわ
ち、第１図は４値振幅信号を識別するときの入出力の関
係を示す図であって、図中の黒丸印が信号点を表わして
いる。

第１図において、識別結果はMSB（最上位ビット）よ
り順に得られる。すなわち、パス１で入力範囲をまず1/
2にし、パス２でさらに1/2にする。このパス１とパス２
により識別結果が表わせる。パス３以降は受信レベルと
識別点との誤差の方向を表わす。

この場合、伝搬路でのフェージング等により波形歪が
生じ検波器出力すなわちA/D変換器の入力レベルがA/D変
換器入力範囲を超える確率が増大する。A/D変換器入力
レベルが入力範囲を超えると飽和状態となり、飽和状態
でのA/D変換器出力は最大レベルで一定値になってしま
う。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上述したような、従来の多値識別方式において、A/D
変換器出力が最大レベルで一定値になってしまうような
状態においては、例えば波形歪を補償する全ディジタル
形等化器を接続しても、A/D変換時に発生する非線形歪
は補償不可能であり、この非線形領域が等化器の補償能
力を低下させるという問題点が生じていた。

本発明は、多値識別用A/D変換器の入力ダイナミック
レンジを拡大することにより、前述のような伝搬路のフ
ェージング等による波形歪に対して生ずるA/D変換時の
非線形歪を防止することの可能な多値識別方式を提供す
ることを目的としている。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明によれば、上記目的は特許請求の範囲に記載し
た手段により達成される。

すなわち、本発明は、複数の振幅値を有するディジタ
ル信号を識別する多値識別方式であって、入力信号の振幅を圧縮して出力する直流増幅器と、該直流増幅器の出力信号を入力とする多値識別用A/D
変換器と、該A/D変換器の出力信号を入力とし、該信号が伝送路
の特性により受けた波形歪みを等化するためのディジタ
ル形等化器と、該ディジタル形等化器の出力信号を入力とし、前記直
流増幅器による圧縮と逆の特性により信号を伸張して該
多値識別出力信号として出力する後処理回路とを具備
し、該多値識別出力信号を用いて前記ディジタル形等化器
の応答波形を演算するように構成した多値識別方式であ
る。

〔実施例〕

第２図は、本発明の一実施例のブロック図であって、
１は受信信号入力端子、２は復調器、３は検波器、４は
直流増幅器、５は５ビット精度のA/D変換器、６はベー
スバンドタイプの全ディジタル形トランスバーサル等化
器、７はA/D変換器の後処理回路、８はトランスバーサ
ル等化器の制御回路を表わしている。

第３図は、第２図の構成において、直流増幅器４の振
幅圧縮比が1/2の場合について説明する図であって、
（ａ）は入出力の関係を示しており、（ｂ）は後処理回
路のROMの変換テーブル表を示している。

同図において、直流増幅器４の基準レベルを入力信号
範囲の中間点ａとすると、検波器３の出力電圧は直流増
幅器４で1/2になるから点線の丸で示した検波器３の信
号点は黒丸印のようになる。

つまり、例えばａからh₁だけ大きな電圧に相当する信
号点は、ａからh₂（＝1/2・h₁）だけ大きい信号点に変
換される。しかし、A/D変換器５は従来と同様だから出
力のパス１〜パス５に相当するレベルは、第１図と同様
である。

例えば、第３図中でｕで示したレベル（ａからt₁だけ
大きいレベル）で検波器３から出力された場合、および
ｖで示したレベル（ａからt₁′だけ大きいレベル）で検
波器３から出力された場合のどちらも、直流増幅器４が
なければ、（パス1,パス2,パス3,パス４）＝（1,1,1,
1）と識別され、A/D変換後の情報は同一となってしま
う。

一方、直流増幅器４を設定すると、A/D変換器入力レ
ベルは、ｕの場合ａからt₂だけ大きいレベルに、ｖの場
合ａからt₂′だけ大きいレベルになり、それぞれ（1,1,
0,0）、（1,0,1,1）という識別結果が得られ、ｕとｖの
入力レベルの大きさの差異を明確に読み取ることができ
る。

ただし、検波器出力の増幅器を増幅（圧縮）している
ため、原信号を得るための後処理回路７により最終段で
修正を行なう。これについては、後述する。

このように直流増幅器４によって検波器出力電圧を圧
縮するから、従来のアナログ信号入力範囲を超える検波
出力となってもA/D変換器５で緩和することは少なくな
る。

次に後処理回路７をROMで構成した場合の変換テーブ
ル表と機能について説明する。

これは、上述のように直流増幅器４により検波器出力
を一旦、増幅（圧縮）しているため、原信号を得るため
に識別結果を修正する回路である。

第３図では、５ビット精度のA/D変換器出力のうち、
パス１からパス４を使って３ビット（パス１′，パス
２′，パス３′）出力する場合を示している。つまり先
に示したようにｖ点に相当する検波器出力電圧は直流増
幅器４によりA/D変換器では（1,0,1,1）と出力され、そ
の識別結果を後処理回路７に入力されることで、（1,1,
1）に変換され、直流増幅器４がないときのｖ点に対す
る識別結果と同じになる。

以上のようにA/D変換器のダイナミックレンジを拡
げ、非線形歪を少なくすることは、次段にディジタル演
算器を用いた場合に有効である。

第２図は演算器としてトランスバーサル等化器を配し
た全体構成例であり、ディジタル無線通信におけるフェ
ージング時の波形歪を等化する機能を有している。

アナログ形のトランスバーサル等化器を用いる場合に
は検波器出力を直接等化器に入力するのが通常である。
一方、ディジタル形のトランスバーサル等化器の場合
は、検波器出力をディジタル信号にするためA/D変換器
に通す必要がある。このA/D変換時において、検波器出
力のレベルがA/D変換器のアナログ信号入力範囲を超え
た場合、その大きさにかかわらず、ディジタル出力は
（1,1,1,1）あるいは（0,0,0,0）に飽和してしまう。

すなわち、検波器出力を正確に識別できなくなり、ト
ランスバーサル等化器の等化能力は劣化する。そこで、
上記の直流増幅器を用いてA/D変換器のダイナミックレ
ンジを拡げ、A/D変換器の非線形歪を少なくし、検波器
出力の大きさを正確に（実際は増幅された大きさ）読み
取ることで等化能力の向上を図っている。

トランスバーサル等化器は遅延回路と重み付け回路と
加算器により構成されており、１ビットずつパルスを遅
らせ前後のパルスＮ個ずつ（2N＋１）個のパルスにそれ
ぞれ重み付けして合成するものである。

等化後の信号点配置は、第３図の黒丸印のレベル付近
で安定となるのでROMにより直流増幅器の圧縮比に相当
する変換で、直流増幅器を用いない場合の識別結果に修
正する。例えば、等化器出力が（1,0,0,1）の場合、ROM
変換により（1,0,1）と出力される。

制御回路は、各パルスに対する重み付け量を決定する
もので、等化器出力の識別信号（パス１′）と誤差信号
（パス３′）の相関を検出し符号間干渉が零になるよう
制御する。誤差信号は基準信号レベルから正か負のどち
らの方向にずれているかを判定するもので、直流増幅器
を使用した場合には後処理回路（ROM）出力から、すな
わち第３図ではパス３′出力が誤差信号に相当する。

次に直流増幅器の振幅圧縮比が3/4の場合について説
明する。

前述の場合のように振幅圧縮比を1/2としたときにはA
/D変換器による量子化精度および利得が減少するので、
実際には振幅圧縮比としては3/4程度が実用的と考えら
れる。

第４図は直流増幅器４の振幅圧縮比が3/4の場合につ
いて説明する図で、（ａ）は入出力の関係を示してお
り、（ｂ）は後処理回路のROMの変換テーブル表を示し
ている。

第４図についての動作原理は第３図の場合と同様であ
る。

第４図（ｂ）において、５ビットのROM出力のうちパ
ス１′は第１のパスの識別結果を、またパス２′を第２
パスの識別結果を表わしている。

一方、パス３′、パス４′、パス５′の３ビットは誤
差信号を表わしており、パス３′はその極性を、またパ
ス４′、パス５′は誤差の大きさを表わすビットであ
り、特願昭61−112511号に記されているように誤差の大
きさまで含めた相関量をとる場合には、パス３′以外に
パス４′、パス５′を用いる必要がある。

ただし、ビット対応によりパス５′までROM出力を得
る場合には、A/D変換器の精度としては５ビット以上必
要である。

第５図は本発明の他の実施例のブロック図であって、
本発明による多値識別方式を交差偏波間干渉補償器に適
用した場合を示している。

第５図において、９、10、11はそれぞれ異偏波側の検
波器、直流増幅器、A/D変換器を表わしており、12は交
差偏波間干渉補償器で、可変結合器（一般的にはトラン
スバーサルフィルタが用いられる）13、制御回路14、減
算器15により構成されている。

この図は、異偏波から主偏波への交差偏波干渉を補償
する場合の構成例で主偏波系列には第２図と同様にトラ
ンスバーサル等化器が装備されている。

主偏波信号に漏れ込んだ異偏波の干渉成分を除去する
ために、受偏波信号に漏れこんだ干渉成分と逆相、等振
幅となるよう異偏波信号の振幅および位相を調整し、可
変結合器13により補償信号を生成する。

また制御回路14では、主偏波側の後処理回路７から得
られる残留の干渉成分である誤差信号Ｅと、異偏波側の
A/D変換器出力から得られる識別信号D_Xとの相関をと
り、符号間干渉量が最小となるよう振幅と位相を制御す
る。

第５図に示すように、ディジタル信号により交差幅波
干渉を除去する場合においても、第２図の構成と同様に
異偏波側のA/D変換器11のダイナミックレンジを拡大
し、誤差信号Ｅは後処理回路７の出力から取り出すこと
で補償器の補償能力を向上させることができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明の多値識別方式は、伝搬
路のフェージング等に起因する波形歪、干渉等によりA/
D変換時に発生する非線形歪を除去するため、直流増幅
器をA/D変換器の前段に配し通常に比べ入力レベルを下
げ、かつ最終段で識別信号および誤差信号を容易に取り
出すことが可能な後処理回路を備えたものであって、デ
ィジタル信号処理により等化または干渉補償する場合、
非線形歪を無くすることができるから、大きな補償効果
を期待することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は４値振幅信号を識別するときの入出力の関係を
示す図、第２図は本発明の一実施例のブロック図、第３
図は第２図の構成において直流増幅器の振幅圧縮比が1/
2の場合について説明する図、第４図は第２図の構成に
おいて直流増幅器の振幅圧縮比が3/4の場合について説
明する図、第５図は本発明の他の実施例のブロック図で
ある。１……受信信号入力端子、２……復調器、３……検波
器、４……直流増幅器、５……A/D変換器、６……トラ
ンスバーサル等化器、７……後処理回路、８……制御回
路、９……異偏波側の検波器、10……異偏波側の直流増
幅器、11……異偏波側のA/D変換器、12……交差偏波間
干渉補償器、13……可変結合器、14……制御回路、15…
…減算器

フロントページの続き (72)発明者村瀬武弘神奈川県横須賀市武１丁目2356番地日本電信電話株式会社通信網第二研究所内 (56)参考文献特開昭60−245322（ＪＰ，Ａ) 特開昭61−98245（ＪＰ，Ａ)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数の振幅値を有するディジタル信号を識
別する多値識別方式であって、入力信号の振幅を圧縮して出力する直流増幅器と、該直流増幅器の出力信号を入力とする多値識別用A/D変
換器と、該A/D変換器の出力信号を入力とし、該信号が伝送路の
特性により受けた波形歪みを等化するためのディジタル
形等化器と、該ディジタル形等化器の出力信号を入力とし、前記直流
増幅器による圧縮と逆の特性により信号を伸長して該多
値識別出力信号として出力する後処理回路とを具備し、該多値識別出力信号を用いて前記ディジタル形等化器の
応答波形を演算するように構成したことを特徴とする多
値識別方式。