JPH06232774A - 復調システム - Google Patents
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- JPH06232774A JPH06232774A JP5015416A JP1541693A JPH06232774A JP H06232774 A JPH06232774 A JP H06232774A JP 5015416 A JP5015416 A JP 5015416A JP 1541693 A JP1541693 A JP 1541693A JP H06232774 A JPH06232774 A JP H06232774A
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- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
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- H04L2025/03592—Adaptation methods
- H04L2025/03598—Algorithms
- H04L2025/03681—Control of adaptation
- H04L2025/03687—Control of adaptation of step size
- H04L2025/03694—Stop and go
Abstract
(57)【要約】
【目的】 判定帰還等化器（ＤＦＥ）に適応整合フィル
タ（ＡＭＦ）を前置した復調システムは、最小位相推移
形フェージングに対しては、ＤＦＥのみのときよりも等
化特性が劣るという欠点を克服する。 【構成】 復調器１１はＩＦ変調信号を復調してアナロ
グ・ベースバンド信号を出力する。Ａ／Ｄ変換器１２は
このベースバンド信号をアナログ・ディジタル変換す
る。ＡＭＦ１３はＡ／Ｄ変換器１２出力を入力とし、伝
搬路のインパルス応答を対称化する。ＤＦＥ１４はＡＭ
Ｆ１３出力を入力とし、符号間干渉を除去する。ＡＭＦ
リセット回路１５はＤＦＥ１４内のタップ係数よりフェ
ージングの型を判定し、最小位相推移形フェージング
（０＜ρ＜１）の時は、ＡＭＦ１３の動作を停止するよ
うに制御する。 【効果】 最小位相推移形フェージングの等化特性が改
善される。
タ（ＡＭＦ）を前置した復調システムは、最小位相推移
形フェージングに対しては、ＤＦＥのみのときよりも等
化特性が劣るという欠点を克服する。 【構成】 復調器１１はＩＦ変調信号を復調してアナロ
グ・ベースバンド信号を出力する。Ａ／Ｄ変換器１２は
このベースバンド信号をアナログ・ディジタル変換す
る。ＡＭＦ１３はＡ／Ｄ変換器１２出力を入力とし、伝
搬路のインパルス応答を対称化する。ＤＦＥ１４はＡＭ
Ｆ１３出力を入力とし、符号間干渉を除去する。ＡＭＦ
リセット回路１５はＤＦＥ１４内のタップ係数よりフェ
ージングの型を判定し、最小位相推移形フェージング
（０＜ρ＜１）の時は、ＡＭＦ１３の動作を停止するよ
うに制御する。 【効果】 最小位相推移形フェージングの等化特性が改
善される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、復調システムに関し、
特に多値直交振幅変調又は多相位相変調方式を用いたデ
ジタル無線通信システムの受信側で用いられる自動等化
器を含む復調システムに関する。
特に多値直交振幅変調又は多相位相変調方式を用いたデ
ジタル無線通信システムの受信側で用いられる自動等化
器を含む復調システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、デジタル無線通信システムでは、
伝搬路で発生する周波数選択性フェージングによる回線
品質の劣化を克服するために、受信側において、トラン
スバーサアルフィルタを用いた等化器を備えた復調シス
テムが使用されている。
伝搬路で発生する周波数選択性フェージングによる回線
品質の劣化を克服するために、受信側において、トラン
スバーサアルフィルタを用いた等化器を備えた復調シス
テムが使用されている。
【０００３】特に、等化器として判定帰還形等化器（Ｄ
ＦＥ）を用い、さらにこの判定帰還形等化器に適応形整
合フィルタ（ＡＭＦ）を前置した復調システムでは、判
定帰還形等化器のみでは十分な等化能力が得られないρ
＞１（ρはフェージングの遅延波の振幅／主波の振幅
比）の領域でも、０＜ρ＜１の領域と同程度の等化能力
が得られる。ρ＞１の領域のフェージングは、主信号に
対して時間的に進んだ位置に干渉波が存在するフェージ
ングで、非最小位相推移形フェージングと呼ばれる。一
方、０＜ρ＜１の領域のフェージングは、主信号に対し
て時間的に遅れた位置に干渉波が存在するフェージング
で、最小位相推移形フェージングと呼ばれる。このよう
な復調システムは、特開平４−２７１５０８号公報に開
示されている。
ＦＥ）を用い、さらにこの判定帰還形等化器に適応形整
合フィルタ（ＡＭＦ）を前置した復調システムでは、判
定帰還形等化器のみでは十分な等化能力が得られないρ
＞１（ρはフェージングの遅延波の振幅／主波の振幅
比）の領域でも、０＜ρ＜１の領域と同程度の等化能力
が得られる。ρ＞１の領域のフェージングは、主信号に
対して時間的に進んだ位置に干渉波が存在するフェージ
ングで、非最小位相推移形フェージングと呼ばれる。一
方、０＜ρ＜１の領域のフェージングは、主信号に対し
て時間的に遅れた位置に干渉波が存在するフェージング
で、最小位相推移形フェージングと呼ばれる。このよう
な復調システムは、特開平４−２７１５０８号公報に開
示されている。
【０００４】図４に、従来の復調システムの構成を示
す。入力端子１には中間周波数（ＩＦ）帯の変調信号Ｓ
ｉが供給される。入力端子１は復調器（ＤＥＭ）１１に
接続されている。ＤＥＭ１１は変調信号Ｓｉを復調して
アナログ・ベースバンド信号ＡＢを出力する。このアナ
ログ・ベースバンド信号ＡＢはアナログ・デジタル（Ａ
／Ｄ）変換器１２に供給される。Ａ／Ｄ変換器１２には
ＤＥＭ１１からクロック信号ＣＬＫも供給される。Ａ／
Ｄ変換器１２はこのクロック信号ＣＬＫを用いてアナロ
グ・ベースバンド信号ＡＢを標本・量子化し、Ｍ列のデ
ジタル信号Ｓｄを出力する。このＭ列のデジタル信号Ｓ
ｄは適応形整合フィルタ（ＡＭＦ）１３に供給される。
Ｍ列のデジタル信号Ｓｄ中には極性信号Ａが含まれる。
適応形整合フィルタ１３が出力する信号の中には極性信
号Ｄが含まれる。ＡＭＦ１３はトランスバーサル・フィ
ルタ（図示せず）を含む。適応形整合フィルタ１３は、
極性信号Ａと極性信号Ｄの相関及び時間平均をとったタ
ップ係数で、その内部のトランスバーサル・フィルタを
制御することにより、伝搬路のインパルス応答を対称化
することができる。その結果、非最小位相推移形フェー
ジングも最小位相推移形フェージングも、主信号に対し
て時間的前後にほぼ等しい干渉をもつ２つのフェージン
グに分けることができる。この場合、このようにして分
けられた２つのフェージングのそれぞれの干渉量は、適
応形整合フィルタ１３に入力する信号のフェージングの
干渉量に比較して、小さくなっている。とにかく、適応
形整合フィルタ１３は上記極性信号Ｄを含む整合した信
号Ｓｍをその出力信号として出力する。
す。入力端子１には中間周波数（ＩＦ）帯の変調信号Ｓ
ｉが供給される。入力端子１は復調器（ＤＥＭ）１１に
接続されている。ＤＥＭ１１は変調信号Ｓｉを復調して
アナログ・ベースバンド信号ＡＢを出力する。このアナ
ログ・ベースバンド信号ＡＢはアナログ・デジタル（Ａ
／Ｄ）変換器１２に供給される。Ａ／Ｄ変換器１２には
ＤＥＭ１１からクロック信号ＣＬＫも供給される。Ａ／
Ｄ変換器１２はこのクロック信号ＣＬＫを用いてアナロ
グ・ベースバンド信号ＡＢを標本・量子化し、Ｍ列のデ
ジタル信号Ｓｄを出力する。このＭ列のデジタル信号Ｓ
ｄは適応形整合フィルタ（ＡＭＦ）１３に供給される。
Ｍ列のデジタル信号Ｓｄ中には極性信号Ａが含まれる。
適応形整合フィルタ１３が出力する信号の中には極性信
号Ｄが含まれる。ＡＭＦ１３はトランスバーサル・フィ
ルタ（図示せず）を含む。適応形整合フィルタ１３は、
極性信号Ａと極性信号Ｄの相関及び時間平均をとったタ
ップ係数で、その内部のトランスバーサル・フィルタを
制御することにより、伝搬路のインパルス応答を対称化
することができる。その結果、非最小位相推移形フェー
ジングも最小位相推移形フェージングも、主信号に対し
て時間的前後にほぼ等しい干渉をもつ２つのフェージン
グに分けることができる。この場合、このようにして分
けられた２つのフェージングのそれぞれの干渉量は、適
応形整合フィルタ１３に入力する信号のフェージングの
干渉量に比較して、小さくなっている。とにかく、適応
形整合フィルタ１３は上記極性信号Ｄを含む整合した信
号Ｓｍをその出力信号として出力する。
【０００５】整合した信号Ｓｓは判定帰還形等化器（Ｄ
ＦＥ）１４に供給される。判定帰還形等化器１４が出力
する信号の中には誤差信号Ｅが含まれる。この誤差信号
Ｅは、等化後信号Ｓｅの理想値からのずれの極性を表わ
す。判定帰還形等化器１４は判定帰還形トランスバーサ
ル・フィルタ（後述する）を含む。判定帰還形等化器１
４は極性信号Ｄと誤差信号Ｅとの相関及び時間平均をと
ることにより得られるＤＦＥタップ係数で、その内部の
判定帰還形トランスバーサル・フィルタを制御すること
により、フェージングで生じた符号間干渉を除去するこ
とができる。
ＦＥ）１４に供給される。判定帰還形等化器１４が出力
する信号の中には誤差信号Ｅが含まれる。この誤差信号
Ｅは、等化後信号Ｓｅの理想値からのずれの極性を表わ
す。判定帰還形等化器１４は判定帰還形トランスバーサ
ル・フィルタ（後述する）を含む。判定帰還形等化器１
４は極性信号Ｄと誤差信号Ｅとの相関及び時間平均をと
ることにより得られるＤＦＥタップ係数で、その内部の
判定帰還形トランスバーサル・フィルタを制御すること
により、フェージングで生じた符号間干渉を除去するこ
とができる。
【０００６】図５に判定帰還形等化器１４の詳細な構成
を示す。判定帰還形等化器ＤＦＥ１４は判定帰還形トラ
ンスバーサル・フィルタ（ＤＦＥトランスバーサル・フ
ィルタ）３１とＤＦＥ制御信号発生回路３２とを有す
る。ＤＦＥトランスバーサル・フィルタ３１は、前方等
化器（ＦＥ）４１と後方等化器（ＢＥ）４２と加算器４
３と判定器４４とから構成される。ＤＦＥ制御信号発生
回路３２は、前方等化器用制御信号発生回路４５と後方
等化器用制御信号発生回路４６とを有する。前方等化器
４１は主信号に対して時間的に進んだ干渉波を除去する
能力を有する。一方、後方等化器４２は主信号に対して
時間的に遅れた干渉波を除去する能力を有する。特に、
後方等化器４２は、等化後の判定信号ＳＤをその入力信
号とし、この判定信号ＳＤに基づいて干渉波を除去する
ので、ほとんど完全に干渉は除去することができる。
を示す。判定帰還形等化器ＤＦＥ１４は判定帰還形トラ
ンスバーサル・フィルタ（ＤＦＥトランスバーサル・フ
ィルタ）３１とＤＦＥ制御信号発生回路３２とを有す
る。ＤＦＥトランスバーサル・フィルタ３１は、前方等
化器（ＦＥ）４１と後方等化器（ＢＥ）４２と加算器４
３と判定器４４とから構成される。ＤＦＥ制御信号発生
回路３２は、前方等化器用制御信号発生回路４５と後方
等化器用制御信号発生回路４６とを有する。前方等化器
４１は主信号に対して時間的に進んだ干渉波を除去する
能力を有する。一方、後方等化器４２は主信号に対して
時間的に遅れた干渉波を除去する能力を有する。特に、
後方等化器４２は、等化後の判定信号ＳＤをその入力信
号とし、この判定信号ＳＤに基づいて干渉波を除去する
ので、ほとんど完全に干渉は除去することができる。
【０００７】以上説明した適応形整合フィルタと判定帰
還形等化器の詳細な構成及び動作原理は上述した公開公
報に述べられているので、ここではそれらの説明を省略
する。
還形等化器の詳細な構成及び動作原理は上述した公開公
報に述べられているので、ここではそれらの説明を省略
する。
【０００８】図６に、上述した適応形整合フィルタ付き
判定帰還形等化器の２波干渉フェージングに対する等化
特性を示す。図６はシグニチャ特性と呼ばれ、横軸にフ
ェージングのノッチ（落ち込み）周波数の変調スペクト
ラムの中心からの偏移をクロック周波数で正規化したノ
ッチ位置Δｆd をとり、縦軸に反射波（遅延波）の振幅
を主波の振幅で正規化した振幅比ρがとられている。ノ
ッチ深さＤｎは、Ｄｎ＝−２０ｌｏｇ（１−ρ）ｄＢで
表わされる。したがって、ρ＝１でノッチ深さＤｎは最
大（∞）となる。図６中のカーブＳは，ノッチ位置Δｆ
d と振幅比ρをパラメータとして、誤り率Ｐ＝１×１０
-4となるノッチ位置Δｆd と振幅比ρの点（座標）を結
んだものである。カーブＳで囲まれた領域内ではＰ＞１
０-4となっている。従って、カーブＳで囲まれる面積
（図の斜線部）が小さいほど等化器の能力がすぐれい
る。図６に示すシグニチャ・カーブＳは、ρ＝１の近傍
以外は、等化可能であることを示している。
判定帰還形等化器の２波干渉フェージングに対する等化
特性を示す。図６はシグニチャ特性と呼ばれ、横軸にフ
ェージングのノッチ（落ち込み）周波数の変調スペクト
ラムの中心からの偏移をクロック周波数で正規化したノ
ッチ位置Δｆd をとり、縦軸に反射波（遅延波）の振幅
を主波の振幅で正規化した振幅比ρがとられている。ノ
ッチ深さＤｎは、Ｄｎ＝−２０ｌｏｇ（１−ρ）ｄＢで
表わされる。したがって、ρ＝１でノッチ深さＤｎは最
大（∞）となる。図６中のカーブＳは，ノッチ位置Δｆ
d と振幅比ρをパラメータとして、誤り率Ｐ＝１×１０
-4となるノッチ位置Δｆd と振幅比ρの点（座標）を結
んだものである。カーブＳで囲まれた領域内ではＰ＞１
０-4となっている。従って、カーブＳで囲まれる面積
（図の斜線部）が小さいほど等化器の能力がすぐれい
る。図６に示すシグニチャ・カーブＳは、ρ＝１の近傍
以外は、等化可能であることを示している。
【０００９】図７に適応形整合フィルタを用いない判定
帰還形等化器のみを備えた復調システムのシグニチャ特
性を示す。０＜ρ＜１の場合、干渉波は主信号より時間
的に遅れた位置にのみ存在するので、判定帰還形等化器
１４の後方等化器４２が十分に効果を発揮し、完全に等
化をしている。一方、ρ＞１では、干渉波が主信号より
時間的に進んだ位置にのみ存在するので、判定帰還形等
化器１４の前方等化器４１が動作する。しかしながら、
前方等化器４１はフェージングで歪んだ信号を入力とし
ている為、十分な等化能力がなく、ρ＞１におけるシグ
ニチャ特性は良くない。判定帰還形等化器に適応形整合
フィルタを付加すると、このρ＞１のシグニチャ特性が
改善するのは図６に示した通りである。
帰還形等化器のみを備えた復調システムのシグニチャ特
性を示す。０＜ρ＜１の場合、干渉波は主信号より時間
的に遅れた位置にのみ存在するので、判定帰還形等化器
１４の後方等化器４２が十分に効果を発揮し、完全に等
化をしている。一方、ρ＞１では、干渉波が主信号より
時間的に進んだ位置にのみ存在するので、判定帰還形等
化器１４の前方等化器４１が動作する。しかしながら、
前方等化器４１はフェージングで歪んだ信号を入力とし
ている為、十分な等化能力がなく、ρ＞１におけるシグ
ニチャ特性は良くない。判定帰還形等化器に適応形整合
フィルタを付加すると、このρ＞１のシグニチャ特性が
改善するのは図６に示した通りである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の復調シ
ステムでは、ρ＞１の領域から始まったフェージングに
対しては、判定帰還形等化器のみを備えた復調システム
に比して著しい改善特性を有するが、０＜ρ＜１の領域
から始まったフェージングに対しては、判定帰還形等化
器のみを備えた復調システムに比してシグニチャ特性が
劣るという欠点を有している。
ステムでは、ρ＞１の領域から始まったフェージングに
対しては、判定帰還形等化器のみを備えた復調システム
に比して著しい改善特性を有するが、０＜ρ＜１の領域
から始まったフェージングに対しては、判定帰還形等化
器のみを備えた復調システムに比してシグニチャ特性が
劣るという欠点を有している。
【００１１】従って、本発明の目的は、最小位相推移フ
ェージングの等化特性を改善できる復調システムを提供
することにある。
ェージングの等化特性を改善できる復調システムを提供
することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の態様によ
る復調システムは、伝搬路のフェージング等による符号
間干渉を有する中間周波数帯の変調信号をアナログ・ベ
ースバンド信号に復調する復調器と、アナログ・ベース
バンド信号を標本・量子化してデジタル・ベースバンド
信号を出力するアナログ・デジタル変換器と、デジタル
・ベースバンド信号を受け、このデジタル・ベースバン
ド信号における伝搬路の非対称なインパルス応答を対称
化して、整合した信号を出力する適応形整合フィルタ
と、整合した信号を受け、この整合した信号の符号間干
渉を除去し、等化後信号を出力する判定帰還形等化器と
を備えている。
る復調システムは、伝搬路のフェージング等による符号
間干渉を有する中間周波数帯の変調信号をアナログ・ベ
ースバンド信号に復調する復調器と、アナログ・ベース
バンド信号を標本・量子化してデジタル・ベースバンド
信号を出力するアナログ・デジタル変換器と、デジタル
・ベースバンド信号を受け、このデジタル・ベースバン
ド信号における伝搬路の非対称なインパルス応答を対称
化して、整合した信号を出力する適応形整合フィルタ
と、整合した信号を受け、この整合した信号の符号間干
渉を除去し、等化後信号を出力する判定帰還形等化器と
を備えている。
【００１３】本発明の第１の態様によれば、上記復調シ
ステムは、判定帰還形等化器のタップ係数に基づいて、
０＜ρ＜１（ρはフェージングの遅延波の振幅／主波の
振幅比）から始まるフェージングの場合には適応形整合
フィルタのタップ係数をあらかじめ定めた値に固定する
リセット回路を備える。
ステムは、判定帰還形等化器のタップ係数に基づいて、
０＜ρ＜１（ρはフェージングの遅延波の振幅／主波の
振幅比）から始まるフェージングの場合には適応形整合
フィルタのタップ係数をあらかじめ定めた値に固定する
リセット回路を備える。
【００１４】本発明の第２の態様による復調システム
は、中間周波数帯の変調信号を受け、この変調信号にお
ける伝搬路の非対称なインパルス応答を対称化し、整合
した信号を出力する適応形整合フィルタと、整合した信
号を受け、この整合した信号をアナログ・ベースバンド
信号に復調する復調器と、アナログ・ベースバンド信号
を標本・量子化してデジタル・ベースバンド信号を出力
するアナログ・デジタル変換器と、デジタル・ベースバ
ンド信号を受け、このデジタル・ベースバンド信号の符
号間干渉を除去し、等化後信号を出力する判定帰還形等
化器とを備えている。
は、中間周波数帯の変調信号を受け、この変調信号にお
ける伝搬路の非対称なインパルス応答を対称化し、整合
した信号を出力する適応形整合フィルタと、整合した信
号を受け、この整合した信号をアナログ・ベースバンド
信号に復調する復調器と、アナログ・ベースバンド信号
を標本・量子化してデジタル・ベースバンド信号を出力
するアナログ・デジタル変換器と、デジタル・ベースバ
ンド信号を受け、このデジタル・ベースバンド信号の符
号間干渉を除去し、等化後信号を出力する判定帰還形等
化器とを備えている。
【００１５】本発明の第２の態様によれば、上記復調シ
ステムは、判定帰還形等化器のタップ係数に基づいて、
０＜ρ＜１（ρはフェージングの遅延波の振幅／主波の
振幅比）から始まるフェージングの場合には適応形整合
フィルタのタップ係数をあらかじめ定めた値に固定する
リセット回路を備える。
ステムは、判定帰還形等化器のタップ係数に基づいて、
０＜ρ＜１（ρはフェージングの遅延波の振幅／主波の
振幅比）から始まるフェージングの場合には適応形整合
フィルタのタップ係数をあらかじめ定めた値に固定する
リセット回路を備える。
【００１６】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。
て説明する。
【００１７】図１を参照すると、本発明の第１の実施例
による復調システムは、ＡＭＦリセット回路１５を有し
ている点を除いて図４に示すものと同様の構成を有す
る。従って、図４に示した復調システムの構成要素と同
様の機能を有するものには同一の参照符号を付して、そ
れらの説明については省略する。
による復調システムは、ＡＭＦリセット回路１５を有し
ている点を除いて図４に示すものと同様の構成を有す
る。従って、図４に示した復調システムの構成要素と同
様の機能を有するものには同一の参照符号を付して、そ
れらの説明については省略する。
【００１８】適応形整合フィルタ（ＡＭＦ）１３はＡＭ
Ｆトランスバーサル・フィルタ２１とＡＭＦ制御信号発
生回路２２とを有している。ＡＭＦ制御信号発生回路２
２には、Ａ／Ｄ変換回路１２の出力信号列（デジタル・
ベースバンド信号）Ｓｄの最上位ビット（ＭＳＢ）であ
る原バースバンド信号の極性を表わす極性信号ビットＡ
と、ＡＭＦトランスバーサル・フィルタ２１の出力信号
ＳｍのＭＳＢである極性信号Ｄとが供給される。ＡＭＦ
制御信号発生回路２２は極性信号ビットＡと極性信号Ｄ
との相関及び時間平均処理によりＡＭＦタップ係数ＣＡ
を出力する。ＡＭＦトランスバーサル・フィルタ２１は
このＡＭＦタップ係数ＣＡで制御され、伝搬路のインパ
ルス応答を対称化する。ＡＭＦ制御信号発生回路２２
は、後述するＡＭＦリセット回路１５から出力される制
御信号Ｒにより制御される。すなわち、制御信号Ｒが０
＜ρ＜１から始まるフェージングを示しているときに
は、ＡＭＦ制御信号発生回路２２は、ＡＭＦタップ係数
ＣＡをあらかじめ定めた値（例えば、主タップのみ１、
他のタップは０）に固定して、ＡＭＦトランスバーサル
・フィルタ２１に出力する。一方、制御信号Ｒがρ＞１
から始まるフェージングを示しているときには、ＡＭＦ
制御信号発生回路２２は、ＡＭＦタップ係数ＣＡの固定
を行わず、通常の適応制御を行う。従って、ρ＞１から
始まるフェージングの時のみ、適応形整合フィルタ１３
は適応動作し、伝搬路のインパルス応答を対称化するよ
うに動作する。
Ｆトランスバーサル・フィルタ２１とＡＭＦ制御信号発
生回路２２とを有している。ＡＭＦ制御信号発生回路２
２には、Ａ／Ｄ変換回路１２の出力信号列（デジタル・
ベースバンド信号）Ｓｄの最上位ビット（ＭＳＢ）であ
る原バースバンド信号の極性を表わす極性信号ビットＡ
と、ＡＭＦトランスバーサル・フィルタ２１の出力信号
ＳｍのＭＳＢである極性信号Ｄとが供給される。ＡＭＦ
制御信号発生回路２２は極性信号ビットＡと極性信号Ｄ
との相関及び時間平均処理によりＡＭＦタップ係数ＣＡ
を出力する。ＡＭＦトランスバーサル・フィルタ２１は
このＡＭＦタップ係数ＣＡで制御され、伝搬路のインパ
ルス応答を対称化する。ＡＭＦ制御信号発生回路２２
は、後述するＡＭＦリセット回路１５から出力される制
御信号Ｒにより制御される。すなわち、制御信号Ｒが０
＜ρ＜１から始まるフェージングを示しているときに
は、ＡＭＦ制御信号発生回路２２は、ＡＭＦタップ係数
ＣＡをあらかじめ定めた値（例えば、主タップのみ１、
他のタップは０）に固定して、ＡＭＦトランスバーサル
・フィルタ２１に出力する。一方、制御信号Ｒがρ＞１
から始まるフェージングを示しているときには、ＡＭＦ
制御信号発生回路２２は、ＡＭＦタップ係数ＣＡの固定
を行わず、通常の適応制御を行う。従って、ρ＞１から
始まるフェージングの時のみ、適応形整合フィルタ１３
は適応動作し、伝搬路のインパルス応答を対称化するよ
うに動作する。
【００１９】さて、適応形整合フィルタ１３の出力デジ
タル信号（整合した信号）Ｓｍは、判定帰還形等化器
（ＤＦＥ）１４内のＤＦＥトランスバーサル・フィルタ
３１に供給される。ＤＦＥ制御信号発生回路３２には、
判定帰還形等化器１４の入力デジタル信号ＳｍのＭＳＢ
である極性信号Ｄと、判定帰還形等化器１４の出力信号
の中の等化後信号Ｓｅの理想値からのずれの極性を表わ
す誤差信号Ｅとが供給される。ＤＦＥ制御信号発生回路
３２は極性信号Ｄと誤差信号Ｅとの相関及び時間平均を
とり、ＤＦＥタップ係数ＣＤをＤＦＥトランスバーサル
・フィルタ３１に供給する。このＤＦＥタップ係数ＣＤ
に応答して、ＤＦＥトランスバーサル・フィルタ３１は
符号間干渉の除去されたデジタル信号列（等化後信号）
Ｓｅを出力端子２に出力する。この判定帰還形等化器１
４の動作は従来のものと同様である。したがって、前述
したように、判定帰還形等化器１４は、０＜ρ＜１から
始まるフェージングをほぼ完全に等化できる。
タル信号（整合した信号）Ｓｍは、判定帰還形等化器
（ＤＦＥ）１４内のＤＦＥトランスバーサル・フィルタ
３１に供給される。ＤＦＥ制御信号発生回路３２には、
判定帰還形等化器１４の入力デジタル信号ＳｍのＭＳＢ
である極性信号Ｄと、判定帰還形等化器１４の出力信号
の中の等化後信号Ｓｅの理想値からのずれの極性を表わ
す誤差信号Ｅとが供給される。ＤＦＥ制御信号発生回路
３２は極性信号Ｄと誤差信号Ｅとの相関及び時間平均を
とり、ＤＦＥタップ係数ＣＤをＤＦＥトランスバーサル
・フィルタ３１に供給する。このＤＦＥタップ係数ＣＤ
に応答して、ＤＦＥトランスバーサル・フィルタ３１は
符号間干渉の除去されたデジタル信号列（等化後信号）
Ｓｅを出力端子２に出力する。この判定帰還形等化器１
４の動作は従来のものと同様である。したがって、前述
したように、判定帰還形等化器１４は、０＜ρ＜１から
始まるフェージングをほぼ完全に等化できる。
【００２０】次に、ＡＭＦリセット回路１５について説
明する。ＡＭＦリセット回路１５は、判定帰還形等化器
１４内のＤＦＥタップ係数ＣＤを受ける。ＡＭＦリセッ
ト回路１５はこのＤＦＥタップ係数ＣＤに基づいてフェ
ージングが０＜ρ＜１かρ＞１かを判定する。０＜ρ＜
１から始まるフェージングの場合は、ＡＭＦリセット回
路１５は制御信号ＲによってＡＭＦ制御信号発生回路２
２に対してＡＭＦタップ係数ＣＡを、例えば、主タップ
を１に他のタップを０に固定させる。ＤＦＥタップ係数
ＣＤは図５に示す２つのタップ係数ＦＣおよびＢＣから
成る。
明する。ＡＭＦリセット回路１５は、判定帰還形等化器
１４内のＤＦＥタップ係数ＣＤを受ける。ＡＭＦリセッ
ト回路１５はこのＤＦＥタップ係数ＣＤに基づいてフェ
ージングが０＜ρ＜１かρ＞１かを判定する。０＜ρ＜
１から始まるフェージングの場合は、ＡＭＦリセット回
路１５は制御信号ＲによってＡＭＦ制御信号発生回路２
２に対してＡＭＦタップ係数ＣＡを、例えば、主タップ
を１に他のタップを０に固定させる。ＤＦＥタップ係数
ＣＤは図５に示す２つのタップ係数ＦＣおよびＢＣから
成る。
【００２１】図５を参照して、ＡＭＦリセット回路１５
による判定動作について詳細に説明する。フェージング
が０＜ρ＜１のときは、主として後方等化器４２用のタ
ップ係数ＢＣの絶対値が大きくなり、前方等化器４１用
のタップ係数ＦＣはほとんど０に近い。又、フェージン
グがρ＞１のときは、主として前方等化器４１用のタッ
プ係数ＦＣの絶対値が大きくなり、後方等化器４２用の
タップ係数ＢＣはほとんど０に近い。従って、ＡＭＦリ
セット回路１５は、前方等化器４１用のタップ係数ＦＣ
と後方等化器４２用のタップ係数ＢＣとをモニターし、
それらの値の大小を判別して、フェージングが０＜ρ＜
１かρ＞１かを判定する。
による判定動作について詳細に説明する。フェージング
が０＜ρ＜１のときは、主として後方等化器４２用のタ
ップ係数ＢＣの絶対値が大きくなり、前方等化器４１用
のタップ係数ＦＣはほとんど０に近い。又、フェージン
グがρ＞１のときは、主として前方等化器４１用のタッ
プ係数ＦＣの絶対値が大きくなり、後方等化器４２用の
タップ係数ＢＣはほとんど０に近い。従って、ＡＭＦリ
セット回路１５は、前方等化器４１用のタップ係数ＦＣ
と後方等化器４２用のタップ係数ＢＣとをモニターし、
それらの値の大小を判別して、フェージングが０＜ρ＜
１かρ＞１かを判定する。
【００２２】図２に本発明による復調システムのシグニ
チャ特性を示す。前述したように、０＜ρ＜１から始ま
るフェージングでは、適応形整合フィルタ１３の動作が
停止している。このため、判定帰還形等化器１４のみに
よるシグニチャ特性と同様に、０＜ρ＜１のフェージン
グをほぼ完全に等化できる。
チャ特性を示す。前述したように、０＜ρ＜１から始ま
るフェージングでは、適応形整合フィルタ１３の動作が
停止している。このため、判定帰還形等化器１４のみに
よるシグニチャ特性と同様に、０＜ρ＜１のフェージン
グをほぼ完全に等化できる。
【００２３】一方、ρ＞１から始まるフェージングの場
合は、適応形整合フィルタ１３が動作する。これによ
り、ρ＞１の場合に生じる、主信号より時間的に進んだ
干渉波は、主信号に対して時間的に進んだ成分と遅れた
成分との二つに分散され、その各々の干渉量は元の干渉
量に比して小さくなる。前述したように、進み干渉波は
ＤＦＥトランスバーサル・フィルタ３１内の前方等化器
４１で等化され、遅れ干渉波はＤＦＥトランスバーサル
・フィルタ３１内の後方等化器４２で等化される。進み
干渉波および遅れ干渉波のそれぞれの干渉量が適応形整
合フィルタ１３によって小さくなっているため、等化特
性は適応形整合フィルタ１３がない場合に比べて、著し
く改善される。
合は、適応形整合フィルタ１３が動作する。これによ
り、ρ＞１の場合に生じる、主信号より時間的に進んだ
干渉波は、主信号に対して時間的に進んだ成分と遅れた
成分との二つに分散され、その各々の干渉量は元の干渉
量に比して小さくなる。前述したように、進み干渉波は
ＤＦＥトランスバーサル・フィルタ３１内の前方等化器
４１で等化され、遅れ干渉波はＤＦＥトランスバーサル
・フィルタ３１内の後方等化器４２で等化される。進み
干渉波および遅れ干渉波のそれぞれの干渉量が適応形整
合フィルタ１３によって小さくなっているため、等化特
性は適応形整合フィルタ１３がない場合に比べて、著し
く改善される。
【００２４】つまり、本発明による復調システムは、従
来の適応形整合フィルタ付き判定帰還形等化器によるシ
グニチャ特性に比して０＜ρ＜１のフェージングが完全
に等化されたシグニチャ特性が得られる。
来の適応形整合フィルタ付き判定帰還形等化器によるシ
グニチャ特性に比して０＜ρ＜１のフェージングが完全
に等化されたシグニチャ特性が得られる。
【００２５】上記実施例の復調システムは、適応形整合
フィルタ１３がベースバンド帯で動作する全デジタル形
の場合であるが、本発明による復調システムは、適応形
整合フィルタが中間周波数（ＩＦ）帯で動作する場合に
も適用できる。
フィルタ１３がベースバンド帯で動作する全デジタル形
の場合であるが、本発明による復調システムは、適応形
整合フィルタが中間周波数（ＩＦ）帯で動作する場合に
も適用できる。
【００２６】図３にこの場合における本発明の第２の実
施例による復調システムを示す。入力端子１から入力さ
れたＩＦ変調波Ｓｉは、ＩＦ帯で動作するＩＦ形適応形
整合フィルタ（ＡＭＦ）１６に供給される。ＩＦ形適応
形整合フィルタ１６は、後述するＡＭＦリセット回路１
７で制御され、フェージングが０＜ρ＜１から始まる時
は動作を停止し、ρ＞１から始まる時は伝搬路のインパ
ルス応答を対称化するように動作する。ＩＦ形適応形整
合フィルタ１６の出力ＩＦ信号（整合した信号）Ｓ´ｍ
は復調器１１に供給される。復調器１１は出力ＩＦ信号
Ｓ´ｍを復調してアナログ・ベースバンド信号ＡＢ´を
出力する。このアナログ・ベースバンド信号ＡＢ´はＡ
／Ｄ変換器１２に供給される。Ａ／Ｄ変換器１２には復
調器１１からクロック信号ＣＬＫも供給される。Ａ／Ｄ
変換器１２は、アナログ・ベースバンド信号ＡＢ´をク
ロック信号ＣＬＫを用いて標本・量子化し、デジタル信
号列（デジタル・ベースバンド信号）Ｓ´ｄを出力す
る。デジタル信号列Ｓ´ｄは判定帰還形等化器（ＤＦ
Ｅ）１４に供給される。判定帰還形等化器１４はデジタ
ル信号列Ｓ´ｄから符号間干渉を除去し、符号間干渉を
除去したデジタル信号列（等化後信号）Ｓｅを出力端子
２から出力する。
施例による復調システムを示す。入力端子１から入力さ
れたＩＦ変調波Ｓｉは、ＩＦ帯で動作するＩＦ形適応形
整合フィルタ（ＡＭＦ）１６に供給される。ＩＦ形適応
形整合フィルタ１６は、後述するＡＭＦリセット回路１
７で制御され、フェージングが０＜ρ＜１から始まる時
は動作を停止し、ρ＞１から始まる時は伝搬路のインパ
ルス応答を対称化するように動作する。ＩＦ形適応形整
合フィルタ１６の出力ＩＦ信号（整合した信号）Ｓ´ｍ
は復調器１１に供給される。復調器１１は出力ＩＦ信号
Ｓ´ｍを復調してアナログ・ベースバンド信号ＡＢ´を
出力する。このアナログ・ベースバンド信号ＡＢ´はＡ
／Ｄ変換器１２に供給される。Ａ／Ｄ変換器１２には復
調器１１からクロック信号ＣＬＫも供給される。Ａ／Ｄ
変換器１２は、アナログ・ベースバンド信号ＡＢ´をク
ロック信号ＣＬＫを用いて標本・量子化し、デジタル信
号列（デジタル・ベースバンド信号）Ｓ´ｄを出力す
る。デジタル信号列Ｓ´ｄは判定帰還形等化器（ＤＦ
Ｅ）１４に供給される。判定帰還形等化器１４はデジタ
ル信号列Ｓ´ｄから符号間干渉を除去し、符号間干渉を
除去したデジタル信号列（等化後信号）Ｓｅを出力端子
２から出力する。
【００２７】ＡＭＦリセット回路１７は、判定帰還形等
化器１４からＤＦＥタップ係数ＣＤを受ける。ＡＭＦリ
セット回路１７はＤＦＥタップ係数ＣＤに基づいてフェ
ージングが０＜ρ＜１かρ＞１かを判定する。０＜ρ＜
１から始まるフェージングの場合は、ＡＭＦリセット回
路１５は制御信号ＲによってＩＦ形適応形整合フィルタ
１６に対してそのタップ係数をあらかじめ定めた値（例
えば、主タップを１、他のタップを０）に固定させる。
化器１４からＤＦＥタップ係数ＣＤを受ける。ＡＭＦリ
セット回路１７はＤＦＥタップ係数ＣＤに基づいてフェ
ージングが０＜ρ＜１かρ＞１かを判定する。０＜ρ＜
１から始まるフェージングの場合は、ＡＭＦリセット回
路１５は制御信号ＲによってＩＦ形適応形整合フィルタ
１６に対してそのタップ係数をあらかじめ定めた値（例
えば、主タップを１、他のタップを０）に固定させる。
【００２８】従って、適応形整合フィルタをＩＦ帯で構
成した場合（図３）にも、適応形整合フィルタをベース
バンド帯で構成したとき（図１）と同じく、改善された
シグニチャ特性が得られる。
成した場合（図３）にも、適応形整合フィルタをベース
バンド帯で構成したとき（図１）と同じく、改善された
シグニチャ特性が得られる。
【００２９】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
では、判定帰還形等化器のタップ係数に基づいてフェー
ジングの型を判定し、０＜ρ＜１から始まるフェージン
グの時は、適応形整合フィルタの動作を停止して判定帰
還形等化器の等化効果を十分に発揮できるように構成し
たので、０＜ρ＜１のフェージングを完全に等化できる
という効果を奏する。
では、判定帰還形等化器のタップ係数に基づいてフェー
ジングの型を判定し、０＜ρ＜１から始まるフェージン
グの時は、適応形整合フィルタの動作を停止して判定帰
還形等化器の等化効果を十分に発揮できるように構成し
たので、０＜ρ＜１のフェージングを完全に等化できる
という効果を奏する。
【図１】本発明の第１の実施例による復調システムの構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図２】本発明の復調システムのシグニチャ特性を示す
図である。
図である。
【図３】本発明の第２の実施例による復調システムの構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図４】従来の復調システムの構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図５】判定帰還形等化器の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図６】従来の適応整合フィルタ付き判定帰還形等化器
を含む復調システムのシグニチャ特性を示す図である。
を含む復調システムのシグニチャ特性を示す図である。
【図７】判定帰還形等化器のみを備えた復調システムの
シグニチャ特性を示す図である。
シグニチャ特性を示す図である。
１１ 復調器（ＤＥＭ） １２ アナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ） １３ 適応形整合フィルタ（ＡＭＦ） １４ 判定帰還形等化器（ＤＦＥ） １５ ＡＭＦリセット回路 １６ ＩＦ形適応形整合フィルタ（ＡＭＦ） １７ ＡＭＦリセット回路（ＣＯＮＴ） ２１ ＡＭＦトランスバーサル・フィルタ ２２ ＡＭＦ制御信号発生回路 ３１ ＤＦＥトランスバーサル・フィルタ ３２ ＤＦＥ制御信号発生回路 ４１ 前方等化器（ＦＥ） ４２ 後方等化器（ＢＥ） ４３ 加算器 ４４ 判定器 ４５ 前方等化器用制御信号発生回路 ４６ 後方等化器用制御信号発生回路
Claims (2)
- 【請求項１】 伝搬路のフェージング等による符号間干
渉を有する中間周波数帯の変調信号をアナログ・ベース
バンド信号に復調する復調器と、前記アナログ・ベース
バンド信号を標本・量子化してデジタル・ベースバンド
信号を出力するアナログ・デジタル変換器と、前記デジ
タル・ベースバンド信号を受け、該デジタル・ベースバ
ンド信号における前記伝搬路の非対称なインパルス応答
を対称化して、整合した信号を出力する適応形整合フィ
ルタと、前記整合した信号を受け、該整合した信号の符
号間干渉を除去し、等化後信号を出力する判定帰還形等
化器とを備えた復調システムにおいて、 前記判定帰還形等化器のタップ係数に基づいて、０＜ρ
＜１（ρはフェージングの遅延波の振幅／主波の振幅
比）から始まるフェージングの場合には前記適応形整合
フィルタのタップ係数をあらかじめ定めた値に固定する
リセット回路を備えることを特徴とする復調システム。 - 【請求項２】 中間周波数帯の変調信号を受け、該変調
信号における伝搬路の非対称なインパルス応答を対称化
し、整合した信号を出力する適応形整合フィルタと、前
記整合した信号を受け、該整合した信号をアナログ・ベ
ースバンド信号に復調する復調器と、前記アナログ・ベ
ースバンド信号を標本・量子化してデジタル・ベースバ
ンド信号を出力するアナログ・デジタル変換器と、前記
デジタル・ベースバンド信号を受け、該デジタル・ベー
スバンド信号の符号間干渉を除去し、等化後信号を出力
する判定帰還形等化器とを備えた復調システムにおい
て、 前記判定帰還形等化器のタップ係数に基づいて、０＜ρ
＜１（ρはフェージングの遅延波の振幅／主波の振幅
比）から始まるフェージングの場合には前記適応形整合
フィルタのタップ係数をあらかじめ定めた値に固定する
リセット回路を備えることを特徴とする復調システム。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5015416A JPH0744473B2 (ja) | 1993-02-02 | 1993-02-02 | 復調システム |
| EP94101462A EP0609828B1 (en) | 1993-02-02 | 1994-02-01 | Adaptive matched filter |
| DE69431495T DE69431495T2 (de) | 1993-02-02 | 1994-02-01 | Adaptiver, signalangepasster Filter |
| US08/190,453 US5394110A (en) | 1993-02-02 | 1994-02-02 | Demodulation system having adaptive matched filter and decision feedback equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5015416A JPH0744473B2 (ja) | 1993-02-02 | 1993-02-02 | 復調システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06232774A true JPH06232774A (ja) | 1994-08-19 |
| JPH0744473B2 JPH0744473B2 (ja) | 1995-05-15 |
Family
ID=11888157
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5015416A Expired - Lifetime JPH0744473B2 (ja) | 1993-02-02 | 1993-02-02 | 復調システム |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5394110A (ja) |
| EP (1) | EP0609828B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0744473B2 (ja) |
| DE (1) | DE69431495T2 (ja) |
Families Citing this family (66)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5602507A (en) * | 1993-11-05 | 1997-02-11 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Adaptive demodulating method for generating replica and demodulator thereof |
| DE69533816T2 (de) * | 1994-03-28 | 2005-04-21 | Nec Corp | Verfahren und Vorrichtung zum Steuern der Filterkoeffizienten eines adaptiven signalangepassten Filters in einem automatischen Entzerrer |
| JP3462937B2 (ja) * | 1994-09-27 | 2003-11-05 | 富士通株式会社 | 自動振幅等化器 |
| JP3456781B2 (ja) * | 1995-02-06 | 2003-10-14 | 富士通株式会社 | 磁気記録再生装置の復調回路 |
| JP3455934B2 (ja) * | 1995-04-11 | 2003-10-14 | 日本電信電話株式会社 | 変調器 |
| US5712873A (en) * | 1996-06-04 | 1998-01-27 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Multi-mode equalizer in a digital video signal processing system |
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| KR100241890B1 (ko) | 1997-01-10 | 2000-03-02 | 윤종용 | 디지털 통신 시스템에서 간섭 제거 회로 |
| EP0934652B1 (en) * | 1997-07-25 | 2002-11-13 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Reception of modulated carriers having asymmetrical sidebands |
| WO1999009650A1 (en) | 1997-08-21 | 1999-02-25 | Data Fusion Corporation | Method and apparatus for acquiring wide-band pseudorandom noise encoded waveforms |
| WO1999062207A1 (en) * | 1998-05-26 | 1999-12-02 | Jean Armstrong | Data transmission and reception in multicarrier modulation systems |
| JP3185874B2 (ja) * | 1998-07-21 | 2001-07-11 | 日本電気株式会社 | 無線通信システム |
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| US7003030B2 (en) | 1999-03-08 | 2006-02-21 | Lenovo (Singapore) Pte. Ltd. | Receivers, methods, and computer program products for an analog modem that receives data signals from a digital modem |
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| US6341360B1 (en) | 1999-03-08 | 2002-01-22 | International Business Machines Corporation | Decision feedback equalizers, methods, and computer program products for detecting severe error events and preserving equalizer filter characteristics in response thereto |
| US6661837B1 (en) | 1999-03-08 | 2003-12-09 | International Business Machines Corporation | Modems, methods, and computer program products for selecting an optimum data rate using error signals representing the difference between the output of an equalizer and the output of a slicer or detector |
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| US6389064B1 (en) | 1999-03-08 | 2002-05-14 | International Business Machines Corporation | Modems, methods, and computer program products for identifying a signaling alphabet in variance with an ideal alphabet due to digital impairments |
| US6661847B1 (en) | 1999-05-20 | 2003-12-09 | International Business Machines Corporation | Systems methods and computer program products for generating and optimizing signal constellations |
| US6505222B1 (en) | 1999-10-29 | 2003-01-07 | International Business Machines Corporation | Systems methods and computer program products for controlling undesirable bias in an equalizer |
| US6816545B1 (en) | 1999-10-29 | 2004-11-09 | International Business Machines Corporation | Systems, methods and computer program products for identifying digital impairments in modems based on clusters and/or skips in pulse code modulation signal levels |
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| US6650657B1 (en) | 1999-10-29 | 2003-11-18 | International Business Machines Corporation | Systems, methods and computer program products for identifying digital impairments in modem signals |
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1994
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- 1994-02-01 DE DE69431495T patent/DE69431495T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-02-02 US US08/190,453 patent/US5394110A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69431495D1 (de) | 2002-11-14 |
| EP0609828A2 (en) | 1994-08-10 |
| EP0609828B1 (en) | 2002-10-09 |
| DE69431495T2 (de) | 2003-03-13 |
| US5394110A (en) | 1995-02-28 |
| JPH0744473B2 (ja) | 1995-05-15 |
| EP0609828A3 (en) | 1994-10-05 |
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