JPS63164537A - デイジタル式指向性無線ｄｒｓのための適応形周波数領域等化器 - Google Patents
デイジタル式指向性無線ｄｒｓのための適応形周波数領域等化器Info
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- JPS63164537A JPS63164537A JP62270516A JP27051687A JPS63164537A JP S63164537 A JPS63164537 A JP S63164537A JP 62270516 A JP62270516 A JP 62270516A JP 27051687 A JP27051687 A JP 27051687A JP S63164537 A JPS63164537 A JP S63164537A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/01—Equalisers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、特許請求の範囲第１項記載の上位概念に記載
の適応形周波数領域等化器に関する。
の適応形周波数領域等化器に関する。
従来技術
前述の形式の適応形周波数領域等化器はその基本構成に
おいてＰｒｃ＋ｃ、 ＩＣＣ″８５”誌隘３９゜１．１
−Ｊｈ３９．１．５に記載されている。その個所におい
て１４０ Ｍｂｉｔ、／ｓ １６ ＱＡＭ方式のための
適応形中間周波数等化器の設定と性能”の六組のもとＫ
そのような問題が述べられている。
おいてＰｒｃ＋ｃ、 ＩＣＣ″８５”誌隘３９゜１．１
−Ｊｈ３９．１．５に記載されている。その個所におい
て１４０ Ｍｂｉｔ、／ｓ １６ ＱＡＭ方式のための
適応形中間周波数等化器の設定と性能”の六組のもとＫ
そのような問題が述べられている。
例えば多段階式自乗振幅変調を使用する場合にディジタ
ル式指向性無線方式において、多重路伝搬によ多線形の
歪’（ｌ−受けた受信信号の電力密度スペクトルの歪を
予め等化する。周波数領域の歪のこのような等化操作は
、多くの場合に同様に使用されている時間領域等化器と
の共働によりｆ＆逼化される。この場合に例えはいわゆ
る６非最小位相の′″チヤネル状態おける歪を考慮しな
ければならずこの歪はベースバンド等化器により、量子
化された帰還（判定＃遠方式）によりすなわち、６最小
位相の”チャネル伝達関数の同様な大きさの出力性能に
よってではなく等化される。
ル式指向性無線方式において、多重路伝搬によ多線形の
歪’（ｌ−受けた受信信号の電力密度スペクトルの歪を
予め等化する。周波数領域の歪のこのような等化操作は
、多くの場合に同様に使用されている時間領域等化器と
の共働によりｆ＆逼化される。この場合に例えはいわゆ
る６非最小位相の′″チヤネル状態おける歪を考慮しな
ければならずこの歪はベースバンド等化器により、量子
化された帰還（判定＃遠方式）によりすなわち、６最小
位相の”チャネル伝達関数の同様な大きさの出力性能に
よってではなく等化される。
中間周波数領域において実現されているこれまでの公知
の周波数領域勢化量は、中間周波数領域においてフィル
タプローブから、その調整のための情報を得て（スペク
トル解析、フィルタバンク）そして等化のために、集中
回路素子から成る最小位相の回路網を使用する。多くの
であシこれらはすべて最小位相の場合に、最小位相では
ない場合に比して大幅に大きい出力を示す。
の周波数領域勢化量は、中間周波数領域においてフィル
タプローブから、その調整のための情報を得て（スペク
トル解析、フィルタバンク）そして等化のために、集中
回路素子から成る最小位相の回路網を使用する。多くの
であシこれらはすべて最小位相の場合に、最小位相では
ない場合に比して大幅に大きい出力を示す。
災にこれらの等化装置においては、決められている状態
において適応形時間領域等化器との共働は、ベースバン
ド一時間領域等化器が、その長さが無限ではないために
除去することのできない遠隔エコーを発生するという障
害が発生するおそれがある。
において適応形時間領域等化器との共働は、ベースバン
ド一時間領域等化器が、その長さが無限ではないために
除去することのできない遠隔エコーを発生するという障
害が発生するおそれがある。
発明が解決しようとする間組点
本発明の課組は、前述の欠点を除去し前記の技術的間組
を、トランスバーサルフィルタの構造のトポロジーを最
小位相のチャネルのためにｌに） 最適化するのか非最小位相のチャネルのために最適化す
るのかを決めることにより解決することができる。双方
の（ｆｓ形位相）の間の折衷も同様に可能である。低コ
ストの実現のための特別の構成も述べられている。同様
にＱＡＭ方式のベースバンドにおける出カスベクトル密
度の等化のための、低コストの基準形成法も述べられて
いる。
を、トランスバーサルフィルタの構造のトポロジーを最
小位相のチャネルのためにｌに） 最適化するのか非最小位相のチャネルのために最適化す
るのかを決めることにより解決することができる。双方
の（ｆｓ形位相）の間の折衷も同様に可能である。低コ
ストの実現のための特別の構成も述べられている。同様
にＱＡＭ方式のベースバンドにおける出カスベクトル密
度の等化のための、低コストの基準形成法も述べられて
いる。
問題を解決するための手段
上記問題は、特許請求の範囲第１項記載の上位概念の適
応形周波数領域等化器において、特許請求の範囲第１項
記載の特徴部分に記載の構成により解決される。
応形周波数領域等化器において、特許請求の範囲第１項
記載の特徴部分に記載の構成により解決される。
有利な実施例は実施態様項に記載されている。
発明の効果
ヨーロッパ特許出願公開第０１７９３９３号公報に、ト
ランスバーサルフィルタが、前もって与えられている伝
達関数（等化関数）を任意の精度で、〔その周波数特性
の周期性により決められている〕周波数帯において近似
することができることが記載されている。本発明におい
ては更に前進して、トランスバーサルフィルタのトポロ
ジーと係数値に関して特別の取決めを行うことにより最
小位相の等化関数を得るかまたは線形位相の等化関数を
得るかまたは非最小位相の等化関数を得るかを選定する
ことができる。
ランスバーサルフィルタが、前もって与えられている伝
達関数（等化関数）を任意の精度で、〔その周波数特性
の周期性により決められている〕周波数帯において近似
することができることが記載されている。本発明におい
ては更に前進して、トランスバーサルフィルタのトポロ
ジーと係数値に関して特別の取決めを行うことにより最
小位相の等化関数を得るかまたは線形位相の等化関数を
得るかまたは非最小位相の等化関数を得るかを選定する
ことができる。
実施例
第１図の実施例においては、多数の遅延素子Ｔ１が重み
付は素子（乗算器）と加算器とを介して連鎖接続されて
いるトランスバーサルフィルタが示されている。加算器
を介しての接続は正の符号（＋）により示され、個々の
乗算係数を衆わす重み付は素子はａ−ｎないしａ＋ｎま
たはｂ−ｎないしｂ＋ｎ（矢印Ｎ−Ｎ Ｎ および”
＋Ｎ”）により示されている。入力信号は５１（ｔ、）
により示され出力信号は８２（ｔ、）により示されてい
る。出力信号８２（ｚ）は、１”およびＪ”により示さ
れているｌみ付は素子を介して出力加算器において加算
される。本発明においては、参照番号４により示されて
いるトランスバーサルフィルタの複素数実施例を得るた
めに次の考察から出発した。
付は素子（乗算器）と加算器とを介して連鎖接続されて
いるトランスバーサルフィルタが示されている。加算器
を介しての接続は正の符号（＋）により示され、個々の
乗算係数を衆わす重み付は素子はａ−ｎないしａ＋ｎま
たはｂ−ｎないしｂ＋ｎ（矢印Ｎ−Ｎ Ｎ および”
＋Ｎ”）により示されている。入力信号は５１（ｔ、）
により示され出力信号は８２（ｔ、）により示されてい
る。出力信号８２（ｚ）は、１”およびＪ”により示さ
れているｌみ付は素子を介して出力加算器において加算
される。本発明においては、参照番号４により示されて
いるトランスバーサルフィルタの複素数実施例を得るた
めに次の考察から出発した。
第１図に示されている、複素数の係数を有するトランス
バーサルフィルタの６シクアルイン／パラレルアウト″
構造は、 （１１ａ 、ｂ ＝Ｏｎ＝１．２．”・Ｎ’−ｎ
−ｎ ｎ＝１ に対しては常に最小位相であシ （２＋ ａｎ＝ａ−、＊ ｂｎ＝七−ｎ ｎ＝
０，１，２．・・・Ｎに対しては常に線形位相であυ （３１ａｎ＝０ 、 １）ｎ＝Ｑ ｎ＝１．２．−
・・Ｎに対しては常に非最小位相である。
バーサルフィルタの６シクアルイン／パラレルアウト″
構造は、 （１１ａ 、ｂ ＝Ｏｎ＝１．２．”・Ｎ’−ｎ
−ｎ ｎ＝１ に対しては常に最小位相であシ （２＋ ａｎ＝ａ−、＊ ｂｎ＝七−ｎ ｎ＝
０，１，２．・・・Ｎに対しては常に線形位相であυ （３１ａｎ＝０ 、 １）ｎ＝Ｑ ｎ＝１．２．−
・・Ｎに対しては常に非最小位相である。
上記条件は最小位相の場合または非最小位相の場合に対
して十分条件であるが必要条件ではない。
して十分条件であるが必要条件ではない。
これは、係数値に対して特別に構成を決めるかまたは特
別に限界を決めることにより周波数領域等化器を、決め
られているチャネル状態に対して最適化するかまたは形
成する（例えは切換える）ことができることを意味する
。しかしながらコストの面で簡単にされた、実数の実施
例の方が興味深い。
別に限界を決めることにより周波数領域等化器を、決め
られているチャネル状態に対して最適化するかまたは形
成する（例えは切換える）ことができることを意味する
。しかしながらコストの面で簡単にされた、実数の実施
例の方が興味深い。
一般的に、実数の実施例において次のことが成立つ。
一般にトランスバーサルフィルタの遅延時間素子の電気
的長さＴ１は、等化すべきスペクトルの中で伝達関数の
周期的繰返しが発生しないように決められている。実現
された等化関数が簡単な１スロープイコライザ゛”また
は″グンプイコライず（Ｂｕｃｋｅｌｅｎｃｎｔｚｅｒ
ｒｅｒ ）″の場合には遅延素子を決める際に、コスト
の面で非常にｔｏ） 都合の良い、実数の実現を可能にする他の事象が発生す
る。
的長さＴ１は、等化すべきスペクトルの中で伝達関数の
周期的繰返しが発生しないように決められている。実現
された等化関数が簡単な１スロープイコライザ゛”また
は″グンプイコライず（Ｂｕｃｋｅｌｅｎｃｎｔｚｅｒ
ｒｅｒ ）″の場合には遅延素子を決める際に、コスト
の面で非常にｔｏ） 都合の良い、実数の実現を可能にする他の事象が発生す
る。
第２図の実施例において等化量は、係数ａ。＝１および
ａ−０≦１が割当てられている、単一の遅延素子Ｔ１か
ら成る。第２図は、遅延時間全特別に選定してスローブ
イコライｆまたはパンブイコライブを形成する、特別の
実施例を示す。
ａ−０≦１が割当てられている、単一の遅延素子Ｔ１か
ら成る。第２図は、遅延時間全特別に選定してスローブ
イコライｆまたはパンブイコライブを形成する、特別の
実施例を示す。
すなわちＴｌ＝５／ （４ｆｚｐ ） （タだしＺＦは
中間周波数）に選定すると非最小位相のスローブイコラ
イずが発生し、例えはＴ１＝ろ／（２ｆ、Ｆ）に選定す
ると非最小位相のパンブイコライブが発生する。
中間周波数）に選定すると非最小位相のスローブイコラ
イずが発生し、例えはＴ１＝ろ／（２ｆ、Ｆ）に選定す
ると非最小位相のパンブイコライブが発生する。
第２図は、遅延素子が、“余弦″′−周波数特性の零通
過点がスペクトルの中央に位置しておシ、スペクトルの
中で周期的繰返しが発生しないように選定されている非
常に簡単な非最小位相のスロープイコライザを示す。
過点がスペクトルの中央に位置しておシ、スペクトルの
中で周期的繰返しが発生しないように選定されている非
常に簡単な非最小位相のスロープイコライザを示す。
適応形係数の値が常に１よシ小さい場合にはＩＯＣ・８
６．第４６．５．１頁ないし４６．５゜５頁）を有する
）ベースバンド一時間領域等化器と共働する、このよう
な簡単なスロープイコライザで十分である。
６．第４６．５．１頁ないし４６．５゜５頁）を有する
）ベースバンド一時間領域等化器と共働する、このよう
な簡単なスロープイコライザで十分である。
第２図におけるトランスバーサルフィルタにおける遅延
時間の簡単な変更によりいわゆる―バンプイコライザを
実現することができる。
時間の簡単な変更によりいわゆる―バンプイコライザを
実現することができる。
この場合には６零通過点”ではなく“余弦状”周波数特
性の極大または極小値がスペクトルの中央に位置する。
性の極大または極小値がスペクトルの中央に位置する。
第３図は、１６ ＱＡＭ ／ １４０ Ｍｂｉ Ｚ ／
６方式の特性曲線を示す。相対的ノツチ周波数に相刈
的エコー振幅すまたは、デシベル単位で示されているダ
ンｔングＢ（ノツチ深度）は依存する。
６方式の特性曲線を示す。相対的ノツチ周波数に相刈
的エコー振幅すまたは、デシベル単位で示されているダ
ンｔングＢ（ノツチ深度）は依存する。
曲線ａ）は、 ７つのタップ（これらのうちの１つのタ
ップは巡回的である（ Ｐｒｏ、 ＩＯＣ・８６゜第４
６．５．１ないし第４６．５．５頁））を有する、変形
されたベースバンド等化器を示し曲線ｂ）は、第２図に
示されている付加的スローブイコライずを非最小位相タ
イプとして示しく１１） 曲線Ｃ）は、第２図における実施例を最小位相タイプと
して示している。第６図に示されている特性曲線におい
ては、スロープイコライサカチャネルの歪により発生さ
れる、双方のナイキスト周波数におけるレベル差を除去
することを前提としている。
ップは巡回的である（ Ｐｒｏ、 ＩＯＣ・８６゜第４
６．５．１ないし第４６．５．５頁））を有する、変形
されたベースバンド等化器を示し曲線ｂ）は、第２図に
示されている付加的スローブイコライずを非最小位相タ
イプとして示しく１１） 曲線Ｃ）は、第２図における実施例を最小位相タイプと
して示している。第６図に示されている特性曲線におい
ては、スロープイコライサカチャネルの歪により発生さ
れる、双方のナイキスト周波数におけるレベル差を除去
することを前提としている。
１つの簡単な実現に対して次の考察が成立つ。
遅延素子は原則的に（例えはヨーロッパ特許出願公開第
０１７９３９３号公報に記載されているように） ＳＡ
Ｗ技術（５ｕｒｆａｃｅ ａｃｏｕｓｚｉｃＷａｖｅ＝
ｉ面波音波）を用いて実現することができ、ナイキスト
による、スペクトル形成により共通して補足することが
できる。隣接のチャネル干渉に依存して、双方の関数の
分離および、集中素子を有する遅延素子の、従来の方法
による実現も有意義であることがある。
０１７９３９３号公報に記載されているように） ＳＡ
Ｗ技術（５ｕｒｆａｃｅ ａｃｏｕｓｚｉｃＷａｖｅ＝
ｉ面波音波）を用いて実現することができ、ナイキスト
による、スペクトル形成により共通して補足することが
できる。隣接のチャネル干渉に依存して、双方の関数の
分離および、集中素子を有する遅延素子の、従来の方法
による実現も有意義であることがある。
基準形成（スペクトル解析）は特別の意味を有する。第
４図は、ベースバンドにおけるフィルタプローブが大幅
に低いコストで実現される装置を示す。
４図は、ベースバンドにおけるフィルタプローブが大幅
に低いコストで実現される装置を示す。
第４図の実施例において２１により入力側が示されＺＦ
により、例えば７ Ｑ ＭＨｚまたは１４０ＭＨｚの中
間周波数の入力側であることもあることが示されている
。入力側２１には増幅器２２が後置接続され、増幅器２
２にはＳＡＷフィルタ３が後置接続されている。トラン
スバーサルフィルタは番号４で示されている。トランス
バーサルフィルタ４はこの実施例においてはただ２つの
遅延素子Ｔ１から成りこれらの遅延素子Ｔ０はスイッチ
Ｓ１およびＳ２を介して加算器７に接続されている。加
算器７には、係数ａ１に設定することができる乗算器８
が後置接続されている。乗算器８の出力側は加算器９に
接続され加算器９の第２の入力側は遅延素子Ｔ１の中央
のタップに接続されている。引続いて増幅器１０が後置
接続され増幅器１００２つの出力側に乗算器１１および
１２がそれぞれ接続され乗算器１１および１２は電圧制
御発振器１３ （ＶＣＯ）により制御される・乗算器１
２には・位相ｉを発生する位相回転素子１４が前置接続
されている。鎖＃！ＢＢによりこの回路部分の後にベー
スバンドが存在することが示されている。同相信号は工
により示され自乗信号は０により示されている。同相信
号工と自乗信号Ｑとは双方ともに±９０°−ハイブリッ
ド回路Ｈｆ介して伝送される。±９０°−ハイブリッド
回路Ｈにはフィルタプローブ５および６がそれぞれ後置
接続されフィルタプローブ５および６の出力信号は整流
器１５および１６を介して差積分器１７に接続されてい
る。ベースバンドＢＢはＱＭＨｚと（１＋ρ）・１７Ｍ
Ｈ２との間にある。スイッチＳ１およびＳ２が１／１の
位置にある場合には等化操作は行われない。スイッチＳ
□およびＳ２が２／１の位置にある場合には、例えばＴ
ｌ＝’５／（４ｆ２Ｆ）である非最小位相のスロープイ
コライザが形成される。スイッチＳ１およびＳ、が位置
１／２にある場合には最小位相のスロープイコライザが
形成されスイッチＳ１およびＳ２が２／２の位置にある
場合には線形位相のスローブイコライずが形成される。
により、例えば７ Ｑ ＭＨｚまたは１４０ＭＨｚの中
間周波数の入力側であることもあることが示されている
。入力側２１には増幅器２２が後置接続され、増幅器２
２にはＳＡＷフィルタ３が後置接続されている。トラン
スバーサルフィルタは番号４で示されている。トランス
バーサルフィルタ４はこの実施例においてはただ２つの
遅延素子Ｔ１から成りこれらの遅延素子Ｔ０はスイッチ
Ｓ１およびＳ２を介して加算器７に接続されている。加
算器７には、係数ａ１に設定することができる乗算器８
が後置接続されている。乗算器８の出力側は加算器９に
接続され加算器９の第２の入力側は遅延素子Ｔ１の中央
のタップに接続されている。引続いて増幅器１０が後置
接続され増幅器１００２つの出力側に乗算器１１および
１２がそれぞれ接続され乗算器１１および１２は電圧制
御発振器１３ （ＶＣＯ）により制御される・乗算器１
２には・位相ｉを発生する位相回転素子１４が前置接続
されている。鎖＃！ＢＢによりこの回路部分の後にベー
スバンドが存在することが示されている。同相信号は工
により示され自乗信号は０により示されている。同相信
号工と自乗信号Ｑとは双方ともに±９０°−ハイブリッ
ド回路Ｈｆ介して伝送される。±９０°−ハイブリッド
回路Ｈにはフィルタプローブ５および６がそれぞれ後置
接続されフィルタプローブ５および６の出力信号は整流
器１５および１６を介して差積分器１７に接続されてい
る。ベースバンドＢＢはＱＭＨｚと（１＋ρ）・１７Ｍ
Ｈ２との間にある。スイッチＳ１およびＳ２が１／１の
位置にある場合には等化操作は行われない。スイッチＳ
□およびＳ２が２／１の位置にある場合には、例えばＴ
ｌ＝’５／（４ｆ２Ｆ）である非最小位相のスロープイ
コライザが形成される。スイッチＳ１およびＳ、が位置
１／２にある場合には最小位相のスロープイコライザが
形成されスイッチＳ１およびＳ２が２／２の位置にある
場合には線形位相のスローブイコライずが形成される。
この例においては、中間周波数ｆ７ＪＦ＝１４０ＭＨ２
であ！０１６０ＡＭ／１４０ Ｍｂｉ／ｓ シスｆムヲ
用いておシロールオフ係数ρ＝０．５であることから出
発している。
であ！０１６０ＡＭ／１４０ Ｍｂｉ／ｓ シスｆムヲ
用いておシロールオフ係数ρ＝０．５であることから出
発している。
すなわち第４図は、中間周波数部分に切換えられている
トランスバーサルフィルタ４の係数設定のための設定基
準をベースバンドＢＢから得ることのできる、簡単な１
つの例を示している。
トランスバーサルフィルタ４の係数設定のための設定基
準をベースバンドＢＢから得ることのできる、簡単な１
つの例を示している。
第１図は、複素数形トランスバーサルフィルタの公知の
構成を示す回路図である。第２図はただ１つの遅延素子
を有しこの遅延素子の回路定数が、非最小位相スローブ
イコライｆ（例えばＴ１＝ ５／（４ｆＺＦ ）かまた
は非最小位相のパンゾイコライデ（例えばＴｌ ＝ ３
／ （２ｆＺＦ ）が形成されるように決められている
トランスバーサルフィルタの特別の実施例の回路図であ
る。 第６図は、７つの複素数タップと、最小位相タイプまた
は非最小位相タイプの簡単な１つのスローブイコライず
とを有するベースバンド等化量を備えている１ ６０Ａ
Ｍ ／ １４０ Ｍｂｌ ／ ｓ方式の特性曲線を示す
線図である。第４図は、ベースバンド（ＢＢ）から、ト
ランスバーサルフィルタの調整のための制御基準を得る
回路の回路図である。 ”−ｎ”’ ａ＋ｎ ｒ ｂ−ｎ ”’ ｂ＋ｎ”’乗
算係数、−Ｎ−°。 ＋Ｎ・・・トランスバーサル素子の数、Ｔ１・・・遅延
素子、＋・・・加算器、５ｌ（ｔ）・・・入力信号、８
２（ｔ、）・・・出力信号、１・・・ＳｌまたはＳ２の
スイッチ位置、２・・・ＳよまたはＳ２のスイッチ位置
、３・・・ＳＡＷフィルタ、４・・・トランスバーサル
フィルタ、５．６・・・フィルタプローブ、γ・・・加
算器、８・・・乗算器、９・・・加算器、１０・・・増
幅器、１１．１２・・・乗算器、１３・・・電圧制御発
振器（ｖｃｏ）、１４・・・位相回転素子（π／２）、
１５．１６・・・整流器、１７・・・差積分器、２１・
・・入力側、２２・・・増幅器、ＢＢ・・・ベースバン
ド、Ｈ・・−Ｊ：９０°−ハイブリッド回路、■・・・
同相信号、Ｑ・・・自乗信号、Ｓ１、Ｓ２・・・スイッ
チ、ＺＦＩ’・・・中間周波数。
構成を示す回路図である。第２図はただ１つの遅延素子
を有しこの遅延素子の回路定数が、非最小位相スローブ
イコライｆ（例えばＴ１＝ ５／（４ｆＺＦ ）かまた
は非最小位相のパンゾイコライデ（例えばＴｌ ＝ ３
／ （２ｆＺＦ ）が形成されるように決められている
トランスバーサルフィルタの特別の実施例の回路図であ
る。 第６図は、７つの複素数タップと、最小位相タイプまた
は非最小位相タイプの簡単な１つのスローブイコライず
とを有するベースバンド等化量を備えている１ ６０Ａ
Ｍ ／ １４０ Ｍｂｌ ／ ｓ方式の特性曲線を示す
線図である。第４図は、ベースバンド（ＢＢ）から、ト
ランスバーサルフィルタの調整のための制御基準を得る
回路の回路図である。 ”−ｎ”’ ａ＋ｎ ｒ ｂ−ｎ ”’ ｂ＋ｎ”’乗
算係数、−Ｎ−°。 ＋Ｎ・・・トランスバーサル素子の数、Ｔ１・・・遅延
素子、＋・・・加算器、５ｌ（ｔ）・・・入力信号、８
２（ｔ、）・・・出力信号、１・・・ＳｌまたはＳ２の
スイッチ位置、２・・・ＳよまたはＳ２のスイッチ位置
、３・・・ＳＡＷフィルタ、４・・・トランスバーサル
フィルタ、５．６・・・フィルタプローブ、γ・・・加
算器、８・・・乗算器、９・・・加算器、１０・・・増
幅器、１１．１２・・・乗算器、１３・・・電圧制御発
振器（ｖｃｏ）、１４・・・位相回転素子（π／２）、
１５．１６・・・整流器、１７・・・差積分器、２１・
・・入力側、２２・・・増幅器、ＢＢ・・・ベースバン
ド、Ｈ・・−Ｊ：９０°−ハイブリッド回路、■・・・
同相信号、Ｑ・・・自乗信号、Ｓ１、Ｓ２・・・スイッ
チ、ＺＦＩ’・・・中間周波数。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、中間周波数状態（ＺＦ）においてトランスバーサル
フィルタ（４）が、調整可能の係数（ａ＿ｎ＋ｊｂ＿ｎ
、ｎは−Ｎから＋Ｎ）と、前記係数を設定するスペクト
ル評価手段とを有する、ディジタル式指向性無線（ＤＲ
Ｓ）のための適応形周波数領域等化器において、 前もつて与えることのできる、前記係数（ａ＿ｎ＋ｊｂ
＿ｎ）の制御により前記トランスバーサルフィルタ（４
）の伝達関数が最小位相タイプ（ｍｐ）または線形位相
タイプ（ｌｐ）または非最小位相タイプ（ｎｍｐ）とな
ることを特徴とする、ディジタル式指向性無線（ＤＲＳ
）のための適応形周波数領域等化器。 ２、等化器とただ２つの遅延素子（Ｔ＿１）を有し１つ
の調整可能の係数（ａ＿１）が設定されておりスイッチ
（Ｓ＿１、Ｓ＿２）により最小位相（ｍｐ）と線形位相
（ｌｐ）と非最小位相（ｎｍｐ）との伝達関数の間での
切換えを行うことができるようにした特許請求の範囲第
１項記載のディジタル式指向性無線（ＤＲＳ）のための
適応形周波数領域等化器。 ３、純粋に非最小位相（ｎｍｐ）の動作においては１つ
の遅延素子とスイッチ（Ｓ＿１、Ｓ＿２）とを省略して
、ただ１つの遅延素子（Ｔ＿１）を設ける特許請求の範
囲第２項記載の、ディジタル式指向性無線（ＤＲＳ）の
ための適応形周波数領域等化器。 ４、遅延素子（Ｔ＿１）の回路定数を、等化器が、等化
すべき周波数帯に対してスロープイコライザとして作用
する（例えばＴ＿１＝５／（４Ｆ＿Ｚ＿Ｆ））特許請求
の範囲第２項または第４項記載のディジタル式指向性無
線（ＤＲＳ）のための適応形周波数領域等化器。 ５、遅延素子（Ｔ＿１）の回路定数を、等化器が、等化
すべき周波数帯に対してバンプイコライザとして作用す
る（例えばＴ＿１＝３／（２ｆ＿Ｚ＿Ｆ））特許請求の
範囲第２項または第６項記載のディジタル式指向性無線
（ＤＲＳ）のための適応形周波数領域等化器。 ６、トランスバーサルフィルタ（４）の係数（ａ＿ｎ＋
ｊｂ＿ｎ）のための設定基準を、復調されたベースバン
ド−同相信号（Ｉ）および自乗信号（Ｑ）から、前記同
相信号（Ｉ）および自乗信号（Ｑ）を±９０°−ハイブ
リッド（Ｈ）を介して統合しフィルタプローブ（５、６
）に供給して得るようにした特許請求の範囲第１項ない
し第５項のうちのいずれか１項に記載のディジタル式指
向性無線（ＤＲＳ）のための適応形周波数領域等化器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3637051 | 1986-10-31 | ||
| DE3637051.7 | 1986-10-31 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| JP62270516A Granted JPS63164537A (ja) | 1986-10-31 | 1987-10-28 | デイジタル式指向性無線ｄｒｓのための適応形周波数領域等化器 |
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