NO174609B - Adaptiv frekvensdomeneutjevner for digitale radiolinjesystemer (D LS) - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår en adaptiv frekvensdomeneutjevner i henhold til innledningen til krav 1.

Adaptive frekvensutjevnere av den ovennevnte art er i prin-sippet kjent fra publikasjonen Proe. ICC'85, nr. 39.1.1 - 39.1.5, hvor slike problemer er omtalt under tittelen "Design and Performance of an Adaptive IF Equalizer for a 140 Mbit/s 16 QAM System".

De er også kjent fra publikasjonen "ICC'85 INTERNATIONAL CONFERENCE OF COMMUNICATIONS", Chicago, 23.-26. juni 1985 BANC3, sidene 1234-1238, IEE, New York, USA; E. Georgio et al.: "Design and performance of an adaptive IF equalizer for 140 Mbit/S 16 QAM Systems". Der beskrives det (sammenlign spesielt sammendraget, side 234, venstre spalte, linjene 32-38, side 1235, venstre spalte, linje 54 til høyre spalte, linje 9) en adaptiv frekvensdomenebetjener for digitale radiolinjesystemer, ved hvilken en adaptiv utjevner, bestående av et nettverk av konsentrerte elementer (LC-resonator), kan arbeide såvel i minimalfasedrift (med større effektytelse) som i ikke-minimalfasedrift under kontroll av en 8-bit mikroprosessor og i en mellomfrekvensstilling (IF).

I EP-A-0 139 514 (sammenlign spesielt side 1, linjene 19-27, side 5, linjene 25-32, side 11, linjene 25-36, side 13, tabell, side 14, linjene 25-29, fig. 2) er det imidlertid allerede beskrevet en digital radiomottagerinnretning 2 0 som til adaptive frekvensdomeneutjevnere benytter transversalfiltre (25-1, 25-2), idet koeffisientene (WT) til transversalfilteret under en forhåndsgitt påvirkning (Bryter (sw), svitsjekontroll-signal SWC, intern kontrollsløyfe (A), utvendig kontrollvei

(B)) kan forandres, slik at overføringsfunksjonene til transversalfilteret enten er av den minimalfasede, lineærfasede

eller ikke-minimalfasede type.

I digitale radiolinjesystemer, spesielt ved bruk av flertrinns kvadraturamplitudemodulasjon (QAM) må det foretas en forut-jevning av effekttetthetsspekteret til det mottatte signal som på grunn av flerveisforplantning er blitt utsatt for lineære forvrengninger. Denne frekvensdomeneutjevning skal optimeres i samvirke med de likeledes benyttede tidsutjevnere. Derved må spesielt den såkalte "ikke-minimalfase"-kanalsituasjon tas i betraktning, og som ved basisbåndutjevnere med kvantisert tilbakekobling ("Decision Feedback") ikke kan utjevnes med like stor effektevne som "minimalfase"-kanaloverf©ringsfunksjonen.

De tidligere kjente frekvensdomeneutjevnere (heretter kalt frekvensutjevnere) som er utført for mellomfrekvensstillingen, baserer informasjonen for sin innstilling på filtersonder i mellomfrekvensstillingen (spektralanalyse, filterserie) og benytter for utjevningen minimalfase-nettverk med konsentrerte elementer. For det meste realiseres såkalte "Schrågleger"

(lineære utjevnere), "kvadratiske utjevnere", eller "moving notch equalizer", som alle viser en betraktelig større effekt-yteevne i minimalfasetilfellet enn i ikke-minimalfasetilfellet.

Utover dette har man ved disse utjevneranordninger den fare at de i bestemte situasjoner i samvirke med den adaptive tidsdomeneutjevner også kan være skadelige ved generering av fjerne ekko som basisbånd-tidsdomeneutjevneren på grunn av sin endelige lengde ikke kan fjerne.

Hensikten med oppfinnelsen er å avhjelpe de ovenfor omtalte vansker, og det angitte tekniske problem løses ved bruk av en transversalfilterstruktur som kan optimeres for minimalfase-eller ikke-minimalfasekanaler ved fastlegging av dens topologi. Et kompromiss mellom begge tilfeller (lineær fase) er likeledes mulig. Den spesielle utførelse for en kostnadsgunstig realisering angis. Likeledes angis en kostnadsgunstig, sparsom kriteriebestemmelse for utjevning av effekttetthetsspekteret i basisbåndet til et QAM-system.

Ved en adaptiv frekvensutjevner i henhold til innledningen av krav 1 oppnås denne hensikt i henhold til oppfinnelsen ved de trekk som er angitt i karakteristikken til krav 1.

Fordelaktige utførelser er angitt i underkravene.

Fra E-OS 0 179 393 er det kjent at et transversalfilter kan approksimere en forhåndsgitt transferfunksjon (utjevningsfunksjon) med vilkårlig nøyaktighet i et ved periodisiteten av dets frekvensgang bestemt frekvensbånd. Følgelig er det ved spesielle angivelser med hensyn til dets topologi og koeffi-sientverdier mulig å fremtvinge en minimalfase-, lineærfase-eller ikke-minimalfase-utjevningsfunksjon.

Oppfinnelsen skal i det etterfølgende forklares nærmere i forbindelse med utførelseseksempler. Fig. 1 viser den i og for seg kjente utførelse av et komplekst transversalf ilter. Fig. 2 viser en spesiell utførelse av transversalfilteret med bare ett gangtidsledd og en spesiell dimensjonering av gangtidsleddet slik at det enten dannes en lineær utjevner (f.eks. Ti = 5/(4f2p) eller en ikke-minimalfaset ikke-lineær utjevner (f.eks. T± = 3/(2fzp)' Fig. 3 viser signaturene til et 16 QAM/140 Mbit/s-system som er forsynt med en basisbåndutjevner med syv komplekse utganger og en enkel lineær utjevner av henholdsvis minimal-eller ikke-minimalf asetypen . Fig. 4 viser en krets til å generere kontrollkriterier fra basisbåndet (BB) for innstilling av transversalfilteret.

Utførelseseksempelet på fig. 1 viser et transversalfilter som består av en rekke gangtidsledd T± koblet i kjede over regneledd (multiplikatorer) og adderere. Forbindelsen over addererne er gitt til kjenne ved et plusstegn (+), mens regneelementene som jo fremstiller de enkelte multiplikator-koeffisienter, er betegnet med henholdsvis a_n til a+n og b_n til b+n (piler "-N" og "+N"). Inngangssignalet er betegnet med s1(t) og utgangssignalet med s2(t). Utgangssignalet s2(t) blir over de med "1" og 11 j" betegnede regneledd slått sammen en utgangsadderer. Ved oppfinnelsen ble det for den komplekse utførelsesform for det med henvisningstallet 4 viste transversalf ilter gått ut fra følgende betraktning.

Det på fig. 1 viste "Serial-In/Parallel-Out"-struktur for et transversalfilter med komplekse koeffisienter er for

alltid minimalfaset, alltid lineærfaset

alltid ikke-minimalfaset.

De gitte betingelser er tilstrekkelige, men ikke nødvendige for henholdsvis minimal- og ikke-minimalfasetilfellet.

Det betyr at ved henholdsvis spesifikke strukturfastsettelser eller skranker for koeffisientverdiene kan frekvensutjevneren henholdsvis optimeres eller konfigureres (f.eks. omkobles) for bestemte kanalsituasjoner. Av kostnadsgrunner er dog foren-klede, reile utførelser interessante.

Ålment gjelder for den reelle utførelsesform følgende.

Generelt blir den elektriske lengde av transversalfilterets gangtidsledd bestemt slik at i det spektrum som skal utjevnes, ikke opptrer noen periodiske gjentagelser av transferfunk-sjonen. Skal den realiserte utjevnerfunksjon være en enkel henholdsvis lineær eler ikke-lineær funksjon, så fås det ytterligere synspunkter for bestemmelse av gangtidselementene, og som tillater en særlig kostnadsgunstig reell realisering.

I utførelseseksempelet på fig. 2 består utjevneren av bare ett gangtidselement Tlf som har tilordnet koeffisentene a0 = 1 og a_! < 1. Fig. 2 viser spesielle utførelsesformer hvor det ved et særlig valg av gangtiden enten fås en lineær utjevner eller en ikke-lineær utjevner. Velges nemlig T± = 5/(4fZF), så dannes en ikke-minimalfaset lineær utjevner, og velger man f.eks. T]_ = 3/(2fZF), da fås en ikke-minimalfaset, ikke-lineær utjevner.

Fig. 2 viser altså en spesielt enkel, ikke-minimalfaset lineær utjevner hvor gangtidsleddet er fastlagt slik at en nullgjennomgang av " cosinus11-f rekvensf or løpet ligger i midten av spekteret og periodiske gjentagelser innenfor spekteret ikke opptrer.

Blir bidraget fra den adaptive koeffisient alltid mindre enn 1, så er utjevneren alltid ikke-minimalfaset. For de fleste anvendelser er en slik enkel lineær utjevner sammen med en basisbånd-tidsdomeneutjevner tilstrekkelig - eventuelt med rekursive koeffisienter (Proe. ICC'86, pp. 46.5.1-46.5.5).

Ved en enkel omdimensjonering av gangtiden i transversalstruk-turen på fig. 2 kan det realiseres en såkalt "pukkelutjevner" eller ikke-lineær utjevner. Det befinner seg da ikke en "nullgjennomgang", men en ekstremverdi av det cosinusformede frekvensforløp i midten av spekteret.

Fig. 3 viser signaturen for et 16 QAM/140 Mbit/s-system. Henholdsvis den relative ekkoamplitude b og en demping B (skårdybden) er angitt i desibel med hensyn på den relative skårfrekvens. Kurve a) angir derved en modifisert basisbåndutjevner med syv utganger, hvorav en i henhold til publikasjonen Proe. ICC'86, pp. 46.5.1-46.5.5 er rekursiv, kurven b) lineære utjevnere i henhold til fig. 2 som en ikke-minimalfasetype, og kurven c) en utførelse i henhold til fig. 2 som minimalfasetype. Ved den på fig. 3 viste signatur ble det forutsatt at den lineære utjevner fjerner den av kanalforvreng-ningene forårsakede nivåforskjell ved begge nyquist-frekven-sene.

For en enkel realisering er følgende synspunkter gyldige.

Gangtidsleddet kan prinsipielt (f.eks. i henhold til E-OS

0 179 393) realiseres ved hjelp av SAW-teknologi (SAW: Surface Acoustic Wave = overflatebølge) og implementeres sammen med kompletteringen av spektrumgenereringen i henhold til Nyquist. Avhengig av nabokanalinterferenser kan også separasjonen av de to funksjoner og den konvensjonelle realisering av gang-tidsleddene meningsfylt la seg utføre med konsentrerte elementer .

Særlig betydning har bestemmelsen av kriteriene (spektralanalyse) . Fig. 4 viser en anordning hvor filtersonder i basisbåndet kan realiseres med betraktelig redusert kostnad.

Ved utførelseseksempelet på fig. 4 er inngangen betegnet med 21, og det er tilkjennegitt ved henvisningen ZF at det her kan dreie seg om en mellomfrekvensinngang på f.eks. 70 eller 140 MHz. Deretter følger en forsterker 22, hvoretter det er koblet et SAW-filter 3. Transversalfilteret er igjen betegnet med henvisningstallet 4. Det består på utførelseseksempelet av bare to gangtidsledd T^, som over bryterne S± og S2 er koblet til en adderer 7. Addereren 7 følges av en multiplikator 8, hvori koeffisienten a± skal innstilles. Utgangen på multiplikatoren 8 leder til en adderer 9 hvis annen inngang mates fra midtutgangen på løpetidsleddet T^. Etter denne er det koblet en forsterker 10 hvis to utganger er forbundet med multiplikatorer 11 resp. 12, som påstyres av en spenningsstyrt oscillator 13 (VCO). Multiplikatoren 12 er koblet bak et fasedreieledd 14 som genererer fasen iy/2. Ved den strek-punkterte linje BB er det dessuten vist at basisbåndet er tilgjengelig etter denne koblingsseksjon. Inngangsfasesignalet er betegnet med I, kvadratursignalet med Q. Både inngangsfasesignalet I og kvadratursignalet Q blir ledet over + 90°-hybridkretser H. Etter disse er det koblet filtersonder 5 og 6, hvis utgangssignaler føres til en differensialintegrator 17 over likeretterne 15 og 16. Basisbåndet BB ligger mellom 0 og (1 + P )- 17 MHz. Når bryteren S± og S2 befinner seg i stillingen 1/1, fås det ingen utjevning. Står bryterne S± og S2 i stillingen 2/1, fås en ikke-minimalfaset lineær utjevner hvor f.eks. T^ = 5/(4f2F). Når bryterne S± og S2 står i stillingen 1/2, fås det en minimalfaset lineær utjevner, og når bryterne S^ og S2 står i stillingen 2/2, fås det en lineærfaseutjevner. På eksempelet er det gått ut ifra at mellomfrekvensen fZF = 140 MHz, at systemet er et 16 QAM/140 Mbit/s-system, og at svekkingsfaktoren P =0,5. Fig. 4 viser også et enkelt eksempel som muliggjør bestemmelse av innstillingskriteriene for koeffisientinnstillingen av det i mellomfrekvensdelen koblede transversalfilter 4 fra basisbåndet BB.

Claims (5)

1. Adaptiv frekvensdomeneutjevner for digitale radiolinjesystemer (DRS), hvor det i mellomfrekvensstillingen (ZF) er anordnet et transversalfilter (4) med innstillbare koeffisienter (an + jbn, n fra -N til +N) og anordninger til spektralanalyse for innstilling av koeffisientene, og hvor ved en forhåndsgitt påvirkning av koeffisientene (an + jbn) transfer-funksjonen for transversalfilteret (4) er av minimalfaset (mp), lineærfaset (lp) eller ikke-minimalfaset (nmp) type, karakterisert ved at kriteriene for innstilling av koeffisientene (an + jbn) for transversalfilteret fås av de demodulerte basisbåndsignaler i fase (I) og kvadra-tursignaler (Q) på en slik måte at signalet i fase (I) og kvadratursignalet (Q) kombineres over +90°-hybrider (H) og leveres til filtersonder (5, 6).

2. Adaptiv frekvensdomeneutjevner i henhold til krav 1, karakterisert ved at det i utjevneren bare er anordnet to gangtidsledd (T]_) og en innstillbar koeffisient (a^), og at brytere (S^, S2) svitsjer mellom minimalfasede (mp) , lineærfasede (lp) og ikke-minimalfasede (nmp) transfer-funksjoner (fig. 4).

3. Adaptiv frekvensdomeneutjevner i henhold til krav 2, karakterisert ved at ved ren ikke-minimalfaset (nmp) drift er et gangtidsledd og bryterne (S^, S2) utelatt, slik at det bare er anordnet et gangtidsledd ( T±) (fig. 2).

4. Adaptiv frekvensdomeneutjevner i henhold til krav 2 og 3, karakterisert ved at gangtiden (T^) er dimensjonert slik at utjevneren for det frekvensbånd som skal utjevnes, virker som en helningsutjevner (lineær utjevner) (f.eks. TX = 5/(4 fZF)).

5. Adaptiv frekvensdomeneutjevner i henhold til krav 2 og 3, karakterisert ved at gangtiden ( T^ er dimensjonert slik at utjevneren for det frekvensbånd som skal utjevnes, virker som en pukkelutjevner ( ikke-lineær utjevner) (f.eks. Tx = 3/(2 fZF)).