JP3014397B2 - 非巡回形カスケード等化器付きラジオ - Google Patents
非巡回形カスケード等化器付きラジオInfo
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- JP3014397B2 JP3014397B2 JP1501436A JP50143689A JP3014397B2 JP 3014397 B2 JP3014397 B2 JP 3014397B2 JP 1501436 A JP1501436 A JP 1501436A JP 50143689 A JP50143689 A JP 50143689A JP 3014397 B2 JP3014397 B2 JP 3014397B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/005—Control of transmission; Equalising
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は請求範囲１の上位概念による非巡回カスケー
ド等化器付きラジオに関する。
ド等化器付きラジオに関する。
周知のようにFM信号の受信の際屡々マルチパス伝送な
いしマルチパス受信の問題が起る。その場合直接入射す
る波動のほかに直接波に対して遅延して入る複数の反射
波が受信される。特に重大であるのは受信場所が変化し
従って受信条件の変る移動受信機例えばカーラジオの場
合におけるマルチパス受信の問題である。そのような移
動受信の場合、時間変化する伝送チャネルが生じる。そ
れというのは、受信場所が絶えず変るため、到来する波
動の数と遅延時間が絶えず変化し得るからである。
いしマルチパス受信の問題が起る。その場合直接入射す
る波動のほかに直接波に対して遅延して入る複数の反射
波が受信される。特に重大であるのは受信場所が変化し
従って受信条件の変る移動受信機例えばカーラジオの場
合におけるマルチパス受信の問題である。そのような移
動受信の場合、時間変化する伝送チャネルが生じる。そ
れというのは、受信場所が絶えず変るため、到来する波
動の数と遅延時間が絶えず変化し得るからである。
障害のあるマルチパス伝送が実際に現れるのは復調FM
−信号の再生の際著しいひずみによるのであり、そのよ
うなひずみは不具合の場合には受信機のユーザが音声再
生をもはや了解できない程度のものになり得る。
−信号の再生の際著しいひずみによるのであり、そのよ
うなひずみは不具合の場合には受信機のユーザが音声再
生をもはや了解できない程度のものになり得る。
伝送チャネルにおいても、与えられた局地性および受
信場所の故に補正手段をなし得ないので、受信機におけ
るひずみを等化器の使用により補償しようとする。
信場所の故に補正手段をなし得ないので、受信機におけ
るひずみを等化器の使用により補償しようとする。
西独特許出願公開公報第3517485号（この公報発明を
本発明が基礎とする）により、マルチパス伝送により惹
起されるノイズの補償を行わせ得る非巡回形カスケード
等化器が既に公知である。直列に接続された複数の等化
器ブロックを有する公知のカスケード等化器は特に簡単
な構成という利点を有する。勿論、欠点として挙げるべ
きは等化器ブロックに対して固定の等化器係数が設定さ
れていることである。要するに、公知カスケード等化器
ではチャネルパラメータ（エコー−遅延時間−振幅特
性）の知られていることが前提とされており、それによ
り、等化器係数が設定されていて、マルチパス受信によ
り惹起されたノイズの除去が図られる。
本発明が基礎とする）により、マルチパス伝送により惹
起されるノイズの補償を行わせ得る非巡回形カスケード
等化器が既に公知である。直列に接続された複数の等化
器ブロックを有する公知のカスケード等化器は特に簡単
な構成という利点を有する。勿論、欠点として挙げるべ
きは等化器ブロックに対して固定の等化器係数が設定さ
れていることである。要するに、公知カスケード等化器
ではチャネルパラメータ（エコー−遅延時間−振幅特
性）の知られていることが前提とされており、それによ
り、等化器係数が設定されていて、マルチパス受信によ
り惹起されたノイズの除去が図られる。
従って、伝送チャネルないしチャネルパラメータが変
化しないと言うことを前提にすれば、公知カスケード等
化器の適用は就中定置の受信機に限定されている。受信
場所の変る受信機の場合、例えばカーラジオの場合、そ
れ自体有利な公知カスケード等化器は使用され得ない。
それというのはチャネルパラメータが常時、絶えず変化
し、かつ、等化器係数をそれぞれの受信状況に適合させ
ることが必要であって、固定的に設定された量として扱
わないことが必要であるからである。さらに考慮さるべ
きは、伝送チャネルのチャネルパラメータが、定置の受
信機においても全く変化し得、すなわち反射係数γおよ
び遅延（伝搬時間）Ｘが絶えず異なる値をとり得ること
である。
化しないと言うことを前提にすれば、公知カスケード等
化器の適用は就中定置の受信機に限定されている。受信
場所の変る受信機の場合、例えばカーラジオの場合、そ
れ自体有利な公知カスケード等化器は使用され得ない。
それというのはチャネルパラメータが常時、絶えず変化
し、かつ、等化器係数をそれぞれの受信状況に適合させ
ることが必要であって、固定的に設定された量として扱
わないことが必要であるからである。さらに考慮さるべ
きは、伝送チャネルのチャネルパラメータが、定置の受
信機においても全く変化し得、すなわち反射係数γおよ
び遅延（伝搬時間）Ｘが絶えず異なる値をとり得ること
である。
本発明の基礎を成す課題ないし目的とするところは、
マルチパス受信により惹起されたノイズの除去が、伝送
チャネルのチャネルパラメータが変化する場合にも行わ
れ得るように、公知カスケード等化器を改良、構成する
ことにある。
マルチパス受信により惹起されたノイズの除去が、伝送
チャネルのチャネルパラメータが変化する場合にも行わ
れ得るように、公知カスケード等化器を改良、構成する
ことにある。
上記目的ないし課題は請求範囲１の上位概念にて規定
された非巡回形等化器付きラジオにおいて、当該特徴部
分に規定された構成要件により解決される。
された非巡回形等化器付きラジオにおいて、当該特徴部
分に規定された構成要件により解決される。
本発明は次のような事項に対する考察ないし認識を基
礎とする、即ち絶えず変化するパラメータを有する伝送
チャネルの生起の際、カスケード等化器の補償特性の常
時不断の極めて迅速な適合、マッチングが行われ得るべ
きものであるとの認識、考察から出発する。等化器係数
の適応的調整により、伝送チャネルのそのつどの特性に
依存して、ひずみの最適補償の際そのつどの受信状況へ
の連続的、常時の適合が行われ得る。
礎とする、即ち絶えず変化するパラメータを有する伝送
チャネルの生起の際、カスケード等化器の補償特性の常
時不断の極めて迅速な適合、マッチングが行われ得るべ
きものであるとの認識、考察から出発する。等化器係数
の適応的調整により、伝送チャネルのそのつどの特性に
依存して、ひずみの最適補償の際そのつどの受信状況へ
の連続的、常時の適合が行われ得る。
西独特許出願公開公報第3543898号によっては等化器
において適応的調整を行うことがそれ自体公知である。
勿論、そこではトランスバーサル−等化器構造体（スト
ラクチュア）が用いられ、それの適応的調整のためには
多数の係数が考慮去るべきものである。上記の公知の等
化器は従って著しいコストを要するという特異的難点が
ある。これに対して本発明では等化器係数の一層少数な
カスケード等化器の構成を基礎とし、その際等化器係数
は適応的に伝送チャネルのそのつどの特性ないしそのつ
どの受信状況に適合せしめられ得る。而して、従来技術
の等化器における手段として、ラジオ、例えば、カーラ
ジオにて車両走行の際急速に変化する受信状況に際して
認知される不都合な立上がり、過度的現象を低減、減縮
できる欠点を効果的に回避できるという利点が得られ
る。要するに、新規な手法によれば、簡単に実現さるべ
き等化器構造（ストラクチュア）にてそれ自体公知の適
応的調整を適用することを提案するものである。
において適応的調整を行うことがそれ自体公知である。
勿論、そこではトランスバーサル−等化器構造体（スト
ラクチュア）が用いられ、それの適応的調整のためには
多数の係数が考慮去るべきものである。上記の公知の等
化器は従って著しいコストを要するという特異的難点が
ある。これに対して本発明では等化器係数の一層少数な
カスケード等化器の構成を基礎とし、その際等化器係数
は適応的に伝送チャネルのそのつどの特性ないしそのつ
どの受信状況に適合せしめられ得る。而して、従来技術
の等化器における手段として、ラジオ、例えば、カーラ
ジオにて車両走行の際急速に変化する受信状況に際して
認知される不都合な立上がり、過度的現象を低減、減縮
できる欠点を効果的に回避できるという利点が得られ
る。要するに、新規な手法によれば、簡単に実現さるべ
き等化器構造（ストラクチュア）にてそれ自体公知の適
応的調整を適用することを提案するものである。
本発明のカスケード等化器の有利な構成によれば、反
射率γと遅延（伝搬時間）Ｘの反復近似が行われ、それ
により、反射係数γの実際の値ないし遅延（伝搬時間）
Ｘの実際の値にできるだけ近似させるものである。
射率γと遅延（伝搬時間）Ｘの反復近似が行われ、それ
により、反射係数γの実際の値ないし遅延（伝搬時間）
Ｘの実際の値にできるだけ近似させるものである。
チャネルパラメータの上述の反復推定は本発明の有利
な実施例では最小化される目的関数に基づいて行われ
る。その場合、FM信号はマルチパス受信のシーケンスで
振幅変周を受けるという事項が利用され得る。すなわち
目的関数の定立のもとで、振幅偏差の際の等化器係数は
次のように調整され得る、即ち、目的関数の値ができる
だけ一定に保持されるように調整され得る。ひずみない
しマルチパス受信により惹起される振幅変調は要するに
ひずみの補償のためないし等化器係数の調整のため用い
られる。その際等化器係数の調整は反復規定にしたがっ
て行われ得る。
な実施例では最小化される目的関数に基づいて行われ
る。その場合、FM信号はマルチパス受信のシーケンスで
振幅変周を受けるという事項が利用され得る。すなわち
目的関数の定立のもとで、振幅偏差の際の等化器係数は
次のように調整され得る、即ち、目的関数の値ができる
だけ一定に保持されるように調整され得る。ひずみない
しマルチパス受信により惹起される振幅変調は要するに
ひずみの補償のためないし等化器係数の調整のため用い
られる。その際等化器係数の調整は反復規定にしたがっ
て行われ得る。
本発明の別の有利な構成がサブクレームに示されてい
る。
る。
次に本発明を、一層良好に理解するため図示の実施例
を用いて詳述する。各図は下記のことを表わす。
を用いて詳述する。各図は下記のことを表わす。
第１図は複数の等化器ブロックを有するカスケード等
化器のカスケード形態を示し、 第２図は最小位相チャネル用の第１図のカスケード等
化器の等化器ブロックの一般構成を示し、 第３図はオールパスフィルタ特性チャネル用の第１図
のカスケード等化器の等化器ブロックの一般構成を示
し、 第４図は、最小位相チャネル用の第２図の等化器ブロ
ックの一般構造を示し、 第５図はオールパス特性チャネル用の第３図の等化器
ブロックの一般構造を示し、 第６図は等化器係数の適応形調整動作を明瞭にするた
めの基本接続構成図であり、 第７図はチャネルパラメータγとＸおよび微分回路網 と の識別のため並びに基準振幅ａγの適応形整合のための
適応系のブロック接続図であり、 第８図は微分回路網 のブロック接続図であり、 第９図は微分回路網 のブロック接続図であり、 第10図及び第11図は夫々、下記の微分式 に係わる微分生成規則の説明用のブロック接続図であ
り、 第12図は下記グラジェント（勾配） の回路技術的生成用のブロック接続図であり、 第13図は第12図のブロック接続図の簡略化装置構成を
示す。
化器のカスケード形態を示し、 第２図は最小位相チャネル用の第１図のカスケード等
化器の等化器ブロックの一般構成を示し、 第３図はオールパスフィルタ特性チャネル用の第１図
のカスケード等化器の等化器ブロックの一般構成を示
し、 第４図は、最小位相チャネル用の第２図の等化器ブロ
ックの一般構造を示し、 第５図はオールパス特性チャネル用の第３図の等化器
ブロックの一般構造を示し、 第６図は等化器係数の適応形調整動作を明瞭にするた
めの基本接続構成図であり、 第７図はチャネルパラメータγとＸおよび微分回路網 と の識別のため並びに基準振幅ａγの適応形整合のための
適応系のブロック接続図であり、 第８図は微分回路網 のブロック接続図であり、 第９図は微分回路網 のブロック接続図であり、 第10図及び第11図は夫々、下記の微分式 に係わる微分生成規則の説明用のブロック接続図であ
り、 第12図は下記グラジェント（勾配） の回路技術的生成用のブロック接続図であり、 第13図は第12図のブロック接続図の簡略化装置構成を
示す。
新規なカスケード等化器に対する出発点は西独特許出
願公開公報第3517485号によりそれ自体公知になってい
る、直列に接続された等化器ブロック10を有する第１図
の等化器構造（ストラクチュア）により形成される。そ
の際等化器係数は勿論固定的に調整設定されている。カ
スケード等化器にはマルチパス受信によりノイズを受け
たFM信号Ｘ（Ｋ）がベースバンド位置で複素（合）的に
供給され、カスケード等化器の出力側にて、等化された
FM信号がベースバンド位置（複素）ｙ（Ｋ）で取出され
得る。
願公開公報第3517485号によりそれ自体公知になってい
る、直列に接続された等化器ブロック10を有する第１図
の等化器構造（ストラクチュア）により形成される。そ
の際等化器係数は勿論固定的に調整設定されている。カ
スケード等化器にはマルチパス受信によりノイズを受け
たFM信号Ｘ（Ｋ）がベースバンド位置で複素（合）的に
供給され、カスケード等化器の出力側にて、等化された
FM信号がベースバンド位置（複素）ｙ（Ｋ）で取出され
得る。
最小位相チャネル（反射波より大の主波）用のν番目
の一般形態をＸ≧０の場合に対して示してある。要する
に、等化器ブロックは夫々遅延素子12と、乗算器14と、
加算器16とを有する。
の一般形態をＸ≧０の場合に対して示してある。要する
に、等化器ブロックは夫々遅延素子12と、乗算器14と、
加算器16とを有する。
（Ｋ）という記号によっては連続的時間インデックス
が表わされており、は２つの受信信号成分（直接受信
された信号とマルチパス受信信号）の比を表わす。遅延
素子12によっては 遅延が生ぜしめられる。
が表わされており、は２つの受信信号成分（直接受信
された信号とマルチパス受信信号）の比を表わす。遅延
素子12によっては 遅延が生ぜしめられる。
第３図は遅延素子18と、乗算器20と加算機22とを有す
る。構成が示してあり、この構成は、Ｘ≦０の場合に対
して（主波より小さい反射波）、オールパスフィルタ特
性チャネル用のι番目の等化器ブロックの一般形態を示
す。遅延素子18は の遅延を生じさせる。
る。構成が示してあり、この構成は、Ｘ≦０の場合に対
して（主波より小さい反射波）、オールパスフィルタ特
性チャネル用のι番目の等化器ブロックの一般形態を示
す。遅延素子18は の遅延を生じさせる。
一般にＸは整数でなく、それにより、 も整数でない。精確な遅延の実現は補間により行なわれ
る（例えば補間係数α−1,α0,α１の使用下での２乗補
間の場合）。
る（例えば補間係数α−1,α0,α１の使用下での２乗補
間の場合）。
補充的に、第４図及び第５図に夫々、上述の西独特許
出願公開公報第3517485号に示したような等化器段の汎
用的構造（ストラクチュア）を示す。その際第４図には
最小位相チャネル用、第５図にはオールパスフィルタ特
性チャネル用のものを示す。ここで示されているのは所
定の固定的に調整された等化器係数を有する固定の等化
器構造である。
出願公開公報第3517485号に示したような等化器段の汎
用的構造（ストラクチュア）を示す。その際第４図には
最小位相チャネル用、第５図にはオールパスフィルタ特
性チャネル用のものを示す。ここで示されているのは所
定の固定的に調整された等化器係数を有する固定の等化
器構造である。
第４図のブロック接続図の構成は遅延素子24と、乗算
器26と、加算回路網28と、加算器30と、乗算器32とを有
し、 の場合に対して２乗補間（Ｌ＝１）付きの等化器段の構
造に係わる。
器26と、加算回路網28と、加算器30と、乗算器32とを有
し、 の場合に対して２乗補間（Ｌ＝１）付きの等化器段の構
造に係わる。
第５図に示したものは の場合に対して２乗補間（Ｌ＝１）付き等化器段の汎用
的構造に係わる。この第５図の構成は遅延素子34と、乗
算器36と、加算回路網38と、加算器40と、乗算器42とを
有する。
的構造に係わる。この第５図の構成は遅延素子34と、乗
算器36と、加算回路網38と、加算器40と、乗算器42とを
有する。
第1,第５図についての記載の本発明の出発点としての
それ自体公知の固定的等化器構造に対してなされてい
る。
それ自体公知の固定的等化器構造に対してなされてい
る。
西独特許出願公開公報第3543898号と対照的に、新規
のカスケード等化器では次の目的関数Ｆを基にして受信
器にてチャネルパラメータとＸの反復推定が行なわれ
る。
のカスケード等化器では次の目的関数Ｆを基にして受信
器にてチャネルパラメータとＸの反復推定が行なわれ
る。
Ｆ＝（|y（ｋ）2aO 2）２＝（ε（ｋ））２ その際、aO 2は制御目標値となる基準振幅であり、ε
（ｋ）は瞬時の偏差を表わす。要するに第６図の基本接
続図によれば等化されたFM信号の最小の絶対値変動の生
じるように制御される。適応形カスケード等化器44の出
力側にて識別回路46により誤差基準が識別され、後続の
最適化回路48において最小化が行なわれる。係数テーブ
ル50を介しては等化器係数が適応的に次のように調整さ
れる、すなわち等化されたFM信号の最小の絶対値変動が
生じるように調整される。
（ｋ）は瞬時の偏差を表わす。要するに第６図の基本接
続図によれば等化されたFM信号の最小の絶対値変動の生
じるように制御される。適応形カスケード等化器44の出
力側にて識別回路46により誤差基準が識別され、後続の
最適化回路48において最小化が行なわれる。係数テーブ
ル50を介しては等化器係数が適応的に次のように調整さ
れる、すなわち等化されたFM信号の最小の絶対値変動が
生じるように調整される。
確率論的グラジェント（勾配）−アルゴリズムによ
り、 と を識別するため下記の式が得られる。
り、 と を識別するため下記の式が得られる。
γγとγＴは経験上求められるべきステップ幅である。
上記式の評価により下記の関係式が得られる。
上記関係式によっては反射係数 と遅延（伝搬時間） はたんにｙに依存してのみ表わされ得る。シンボル
（ ）＊は複素信号の共役関係を表わす。上記の２つの
式の実現はカスケード形態で配置された等化器ブロック
52,54,56を有する第７図のブロック間の構成により行な
われる。
（ ）＊は複素信号の共役関係を表わす。上記の２つの
式の実現はカスケード形態で配置された等化器ブロック
52,54,56を有する第７図のブロック間の構成により行な
われる。
第７図のブロック図の構成の上方及び下方分岐には夫
々共役関係形成回路58、乗算器60、乗算器68、走査器7
0、加算器72、中間メモリ74が配置されている。上記両
乗算器60,68間には実部形成器62が設けられている。中
央の等化器ブロック54は絶対値２乗形成器64に接続され
ており、この形成器には加算器66が接続されている。
々共役関係形成回路58、乗算器60、乗算器68、走査器7
0、加算器72、中間メモリ74が配置されている。上記両
乗算器60,68間には実部形成器62が設けられている。中
央の等化器ブロック54は絶対値２乗形成器64に接続され
ており、この形成器には加算器66が接続されている。
走査器70では文字１は反復ステップを示し、その場合
１＝ｋであり、TAは走査インターバルを示し、要するに
本例では各走査インターバルごとに１つの反復ステップ
が行なわれる。
１＝ｋであり、TAは走査インターバルを示し、要するに
本例では各走査インターバルごとに１つの反復ステップ
が行なわれる。
値 を形成するためないし下式の実現のため 第７図のブロック接続図の構成中に乗算器76,77、加算
器78、走査器80、中間メモリ82が設けられている。
器78、走査器80、中間メモリ82が設けられている。
第７図のブロック図の構成の上方分岐は実際上量 に対する上記の関係の実現に相応し、（上記の関係によ
り遅延（伝搬時間） はたんにｙに依存してのみ表わされ得る）、一方、第７
図のブロック図の構成の下方の分岐は量 （この量により反射係数 がたんにｙに依存してのみ表わされ得る）の形成のため
の実現手段を成す。
り遅延（伝搬時間） はたんにｙに依存してのみ表わされ得る）、一方、第７
図のブロック図の構成の下方の分岐は量 （この量により反射係数 がたんにｙに依存してのみ表わされ得る）の形成のため
の実現手段を成す。
微分回路網EX（Ｚ）とＥγ（ｚ）はここで考察される
カスケード形態について以下詳述する。微分回路網 と の微分については下式が成立つ。
カスケード形態について以下詳述する。微分回路網 と の微分については下式が成立つ。
カスケード形態は下式の部分系の直列接続によって表
わされる。
わされる。
微分の公知の生成規則によれば下式が成立つ。
部分ブロックＥμ（ｚ）はトランスバーサル形態を表
わし、その結果それ自体公知の、第２図、第３図を用い
て説明した微分関係式 が引き継がれ得る。所属の部分−回路網が第８図、第９
図に示してある。その場合第８図は反射係数 により、微分された部分等化器−伝達関数の実現のため
の構造を示し、第９図は遅延パラメータＸによる相応の
構造を示す。補間係数の微分（δα・δＸ）は一般的に により定まり、計算は例えばラグランジュ（Lagrcmge）
の方法により行なわれ得る。
わし、その結果それ自体公知の、第２図、第３図を用い
て説明した微分関係式 が引き継がれ得る。所属の部分−回路網が第８図、第９
図に示してある。その場合第８図は反射係数 により、微分された部分等化器−伝達関数の実現のため
の構造を示し、第９図は遅延パラメータＸによる相応の
構造を示す。補間係数の微分（δα・δＸ）は一般的に により定まり、計算は例えばラグランジュ（Lagrcmge）
の方法により行なわれ得る。
微分回路網Ｅγ（ｚ）のブロック図の構成は複数の遅
延素子84と、乗算器86と、加算回路網86と後置接続の乗
算器90とを有する。
延素子84と、乗算器86と、加算回路網86と後置接続の乗
算器90とを有する。
同様に第９図の微分回路網EX（ｚ）のブロック図の構
成は複数の遅延素子92と、乗算器84と、加算回路網96
と、後置接続の乗算器98とを有する。
成は複数の遅延素子92と、乗算器84と、加算回路網96
と、後置接続の乗算器98とを有する。
第10図及び第11図には夫々微分の上述の生成規則の実
現のためのブロック接続図を示す。明瞭化のため夫々微
分する回路網100,106が強調して示してある。上記の微
分回路網100,106の傍らにさらに等化器ブロック102が設
けられており、これらの等化器ブロックは微分回路網10
0ないし106と共に１つの共通の加算回路網104ないし106
に達している。
現のためのブロック接続図を示す。明瞭化のため夫々微
分する回路網100,106が強調して示してある。上記の微
分回路網100,106の傍らにさらに等化器ブロック102が設
けられており、これらの等化器ブロックは微分回路網10
0ないし106と共に１つの共通の加算回路網104ないし106
に達している。
第10図及び第11図の微分の生成規則の回路技術的実現
によれば多数の個別の直列回路のため著しいコストを要
することとなるのは明らかである。このようなコストは
グラジェント（勾配）の回路技術上の第12図のブロック
図の構成により低減され得る。第10図、第11図と同じ部
分を第12図に分かり易くするため同じ参照番号を付して
あり、付加的に、上述の生成規則の簡単化の実現をし得
るため加算器110が設けられている。
によれば多数の個別の直列回路のため著しいコストを要
することとなるのは明らかである。このようなコストは
グラジェント（勾配）の回路技術上の第12図のブロック
図の構成により低減され得る。第10図、第11図と同じ部
分を第12図に分かり易くするため同じ参照番号を付して
あり、付加的に、上述の生成規則の簡単化の実現をし得
るため加算器110が設けられている。
第12図の微分回路網100ないし106の代わりに第８図、
第９図に相応する構造が使用され得る。等化器ブロック
102は、図４ないし図５の構成に相応する。有利には個
別のブロックは次数（順序）の小さくなるように（イン
デックスの小になる順序に従い）配置される。それによ
り、係数を変化させる際不都合な立上がり振動（過渡振
動）の影響が最小値に低減され得る。
第９図に相応する構造が使用され得る。等化器ブロック
102は、図４ないし図５の構成に相応する。有利には個
別のブロックは次数（順序）の小さくなるように（イン
デックスの小になる順序に従い）配置される。それによ
り、係数を変化させる際不都合な立上がり振動（過渡振
動）の影響が最小値に低減され得る。
第12図のブロック接続図の構成は実際に次のようにし
て著しく簡単化され得る、即ち、 δγ／δ ないしδγ／δＸの計算がたんに近似的に行なわれるよ
うにするのである。そのような簡単化の立脚している認
識とするところはE0、E1の微分の寄与度が残りの値より
遥かに大であって、従ってこれら残りの値は無視し可能
である（殊に、微分の際方向の検出のみが重要であるか
らである）。
て著しく簡単化され得る、即ち、 δγ／δ ないしδγ／δＸの計算がたんに近似的に行なわれるよ
うにするのである。そのような簡単化の立脚している認
識とするところはE0、E1の微分の寄与度が残りの値より
遥かに大であって、従ってこれら残りの値は無視し可能
である（殊に、微分の際方向の検出のみが重要であるか
らである）。
上述の簡単化は適応形（アダプテイブ）等化器調整に
際しての収束性に対しては極く大したことのない影響し
か及ぼさず、その結果有利な構成において第13図に示す
ブロック図の構成が適用され得、その際、偏微分 が無視され得る。
際しての収束性に対しては極く大したことのない影響し
か及ぼさず、その結果有利な構成において第13図に示す
ブロック図の構成が適用され得、その際、偏微分 が無視され得る。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−107821（ＪＰ，Ａ) 特表 昭58−501300（ＪＰ，Ａ) ＫＡＲＬ−ＤＩＲＫ ＫＡＭＭＥＹＥ Ｒ 他“Ａ Ｍｏｄｉｆｉｅｄ Ａｄａ ｐｔｉｖｅ ＦＩＲ Ｅｇｕａｌｉｚｅ ｒ ｆｏｒ Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ Ｅｃ ｈｏ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｉｎ ＦＭ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ．" ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓ ｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃ ｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ. ＳＡＣ−５，Ｎｏ．２，（1987．２) ｐ．226−237 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 7/005 H04B 3/04 - 3/18
Claims (10)
- 【請求項１】FM受信機においてFM伝送の際のマルチパス
受信により惹起されるノイズの除去のための非巡回形カ
スケード等化器付きラジオであって、当該等化器ないし
個別の直列に接続された等化器ブロックにノイズ補償の
ための等化器係数が割付けられているものにおいて、上
記等化器係数は適応的に伝送チャネルのそのつどの受信
状況ないしそのつどの特性に適合調整せしめられるよう
に構成されており、上記等化器ブロック（102）は次数
ないし順序の小さくなるようにカスケード体中に配置さ
れていることを特徴とする非巡回形カスケード形等化器
付きラジオ。 - 【請求項２】上記カスケード体は６つの等化器ブロック
を有する請求項１記載のラジオ。 - 【請求項３】勾配 及び／又は の計算の際等化器ブロック（102）の比較的高い次数の
偏微分が無視される、但し、ｙは等化されたFM信号 は反射係数、 伝播遅延である請求項１又は２記載のラジオ。 - 【請求項４】伝送チャネルのチャネルパラメータ（γ,
x）がFM受信機にて反復的に目的関数を基にして推定さ
れている請求項１又は２記載のラジオ。 - 【請求項５】上記目的関数は下記のように選択されてお
り、 Ｆ＝（|y（ｋ）|2−aO 2）２＝（ε|k|）２ その際ｙ（ｋ）は複素ないし複合の等化されたFM信号、
ａは目標制御値である基準振幅、ε（ｋ）は瞬時の偏差
であり、等化された複素ないし複合のFM信号（ｙ
（ｋ））の絶対値の変動が最小化された請求項３記載の
ラジオ。 - 【請求項６】チャネルパラメータ（γ,x）の識別のため
下記の式を実現する識別回路（第７図）が設けられてい
る 請求項５記載のラジオ。 - 【請求項７】上記識別回路は微分回路網 をカスケード形態で有している（第７図）請求項６記載
のラジオ。 - 【請求項８】上記微分回路網 は下式の微分の公知生成規則を実現する回路（第12、13
図）によって形成されており、 上記回路によってはグラジエント（勾配） が生成される請求項７記載のラジオ。 - 【請求項９】上記微分回路網 は下記の微分の公知の生成規則を実現する回路（第12、
13図）によって形成されており、 上記回路によってグラジエント（勾配） が生成される請求項７記載のラジオ。 - 【請求項１０】上記グラジエント の計算はたんに近似的に行われる請求項１、２、８又は
９記載のラジオ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP88101158.9 | 1988-01-27 | ||
| EP19880101158 EP0325668B1 (de) | 1988-01-27 | 1988-01-27 | Autoradio mit einem Kaskadenentzerrer in nichtrekursiver Form |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02503980A JPH02503980A (ja) | 1990-11-15 |
| JP3014397B2 true JP3014397B2 (ja) | 2000-02-28 |
Family
ID=8198678
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1501436A Expired - Lifetime JP3014397B2 (ja) | 1988-01-27 | 1989-01-26 | 非巡回形カスケード等化器付きラジオ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0325668B1 (ja) |
| JP (1) | JP3014397B2 (ja) |
| DE (1) | DE3884178D1 (ja) |
| WO (1) | WO1989007371A1 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3916426A1 (de) * | 1989-05-19 | 1990-11-22 | Blaupunkt Werke Gmbh | Autoradio mit einem digitalen entzerrernetzwerk |
| JP3011948B2 (ja) * | 1989-07-31 | 2000-02-21 | パイオニア株式会社 | ディジタル等化器 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4415872A (en) * | 1981-08-17 | 1983-11-15 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Adaptive equalizer |
-
1988
- 1988-01-27 EP EP19880101158 patent/EP0325668B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1988-01-27 DE DE88101158T patent/DE3884178D1/de not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-01-26 WO PCT/DE1989/000042 patent/WO1989007371A1/de not_active Ceased
- 1989-01-26 JP JP1501436A patent/JP3014397B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．ＳＡＣ−５，Ｎｏ．２，（１９８７．２）ｐ．２２６−２３７ |
| ＫＡＲＬ−ＤＩＲＫ ＫＡＭＭＥＹＥＲ 他"Ａ Ｍｏｄｉｆｉｅｄ Ａｄａｐｔｉｖｅ ＦＩＲ Ｅｇｕａｌｉｚｅｒ ｆｏｒ Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ Ｅｃｈｏ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｉｎ ＦＭ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ．" |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3884178D1 (de) | 1993-10-21 |
| EP0325668B1 (de) | 1993-09-15 |
| EP0325668A1 (de) | 1989-08-02 |
| JPH02503980A (ja) | 1990-11-15 |
| WO1989007371A1 (fr) | 1989-08-10 |
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