JP2525353B2 - 中間周波トランスバ―サル等化器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は特許請求の範囲１の上位概念による中間周波
トランスバーサル等化器に関する。

従来技術 デジタル指向性通信系において多経路（マルチチヤネ
ル）伝播によつて生じる直線的ひずみが、アダプテイブ
等化器によつて克服されなければならない。その場合、
等化器回路網は系の中間周波位置にて又はベースバンド
にて実現され得る。ひずみは一般に搬送周波に関して非
対称的であるので、同様に非対称的中間周波等化器に等
価的なベースバンド等化器が複素的になる。つまり、そ
の等化器は対ごとに等しい４つの、実（数部）の、実現
可能な回路網によつて、実現されねばならない。上記等
化器は伝播状況の時間的変化のためアダプテイブでなけ
ればならないので、トランスバーサルフイルタを用いる
と好適である。

上記トランスバーサルフイルタの最適調整に必要な情
報は基準パターンなしに、受信されたデータ信号から取
出さなければならない。その所要情報は信号スペクトル
（周波数領域等化器）から又は時間的信号経過から再生
器−入力、出力側にて（時間領域等化器）取出され得
る。このような基準情報取出は等化器回路網が中間周波
数はベースバンドに配置されているかに無関係である。
両コンセプト（設計思想）の機能性ないし性能の本質的
な相違点は周波数領域等化器は電力スペクトルのみし
か、似て、チヤネルひずみの大きさのみしか等化し得な
いのに対して、時間領域等化器は判別された信号値の検
出によつて送信信号を識別しもつて複素チヤネルを等化
し得ることである。他方では周波数領域の利点とすると
ころはそれがその機能のため再生された搬送波及びクロ
ツクを要しないことである。部分的には上記問題につい
ては雑誌・テルコムリポート”第６巻、No.5、1983年10
月第271〜276頁に報告されている。

アダプテイブな周波数領域等化のため、Ｑ（良さ）お
よび共振周波数がゾンデ（検出）電圧によつて制御され
る振動回路を用いることが公知である。斯様な回路は専
門用語“アナリューゼ−フイルタバンク（解析−フイル
タバンク）でも知られている。さらにアダプテイブな時
間領域等化のため複素ベースバンド−トランスバーサル
フイルタが公知である。これらフイルタはアナログ技術
でハイブリツド膜集積回路として実現される。

本発明の課題とするところは周波数領域のみならず時
間領域等化にも適する、中間周波トランスバーサル等化
器を実現する装置構成を提供することにある。それと同
時に、所要のパルス成形を例えばナイキストに従つて関
与させ得るようにするものである。

この課題の解決のため本発明によれば冒頭に述べた形
成の等化器構成に基づいて特許請求の範囲１の特徴を成
す構成要件により解決される。

従属請求項には本発明の有利な実施例を示す。

実施例 次に図示の実施例を用いて本発明を説明する。

本発明ではさらに以下のことを認識の基礎とする。

基準形成（取出）とは無関係にトランスバーサル等化
器の実現を考察すべきである。中間周波等化には先ず乗
算係数及び遅延素子がほぼ半分しか必要でなく、さら
に、SAW技術で諸機能の大部分をナイキストによるパル
ス成形を用いで実現することが可能になる。この理由か
ら、パルス成形を含めた中間周波トランスバーサルフイ
ルタのSAW−実現が特に注目に値する。時間領域等化の
場合には係数は単に直線変換するだけで、等価のベース
バンド等化器の係数から計算され得る。ベースバンド等
化器のため開発されたすべてのアルゴリズムが適用可能
である。これに対して周波数領域等化を行なおうとする
場合には受信された電力スペクトルの測定により最適係
数セツトが求められねばならない。スペクトルの測定が
ゾンデ（検出部）を介して、すなわちフイルタバンクを
介して又はチヤープ変換により、（ラビナーＬ及びゴー
ルドＢ著“セオリーアンドアプリケーシヨンオブデジタ
ルシグナルプロセシング”、プレンテイスホールInc.ニ
ユージヤージー1975年第393−第399頁）中間周波にてSA
W素子をやはり用いて、又はベースバンド信号からのデ
ジタル手段での離散形フーリエ変換により行なわれ得
る。その場合特に簡単なのは最小位相及び非最小位相の
チヤネルの等化の際同程度の高さ（又は同程度の低さ）
の性能（能率）を有する厳密に直線性の位相の等化器の
係数の設定である。勿論、直線位相トランスバーサルフ
イルタの係数セツトから、所属の最小位相等化器の相応
の係数セツトを簡単に計算して、上述のひずみの場合性
能（能率）を高めることも可能である。等化器としての
これまで記載された用例のほかにSAWトランスバーサル
フイルタはアダプテイブ最適フイルタとしても、例えば
“リニヤキヤンセラ”にて用いられ得る。このことは例
えばゲルシヨＡ及びリムT.L.の論文“アダプテイブキヤ
ンセレーシヨンオブインターシンボルインタフアラシス
フオアデータトランスミツシヨン”（雑誌“ベルシステ
ムデクニカルジヤーナル”第60巻、No.9、1982年11月、
第1997−2021頁）に記載されている。

本発明の対象技術をわかり易く説明するため第１〜第
４図を用いてそれ自体公知の技術水準について説明す
る。

第１図において信号Ｓ′（ｔ）は中間周波バンドパス
フイルタG_B（ω）を通過し、信号ｓ（ｔ）となつて分岐
個所に現われる。この信号は一方では2cosω_ctを有する
乗算分岐にて変換されローパスフイルタの通過後S
_c（ｔ）となつて現われる。他方では乗算器−2sinω_ct
を通過し、接続されているローパスフイルタの通過後信
号S_s（ｔ）となつて現われる。第２図のブロツク接続図
には複素ベースバンドローパスフイルタを有するQAM復
調器が示してある。第１図について既になした説明は同
様に成立ち、両分岐中の乗算回路及びローパスフイルタ
が示されている。ローパスフイルタ後の出力信号を Ｓ′_ｃ（ｔ）,S′_ｓ（ｔ） で示す。同ブロツク接続図中、ひきつづいて、伝達関数 G_TG（ω）,jG_TU（ω） を有するローパスフイルタが設けられており、インデツ
クス“T"で表わされているのはローパスフイルタ関数を
意味し、“G"は上記関数の偶数部分を意味し、“U"は当
該関数の奇数部分を意味する。文字“j"は虚数単位であ
り、 である。奇数関数部分（GTU（ω））の出力側は交差し
て他の伝送路の出力加算器もしくは出力減算器（−）に
接続されている。回路の出力側にはやはり信号 S_c（ｔ）,S_s（ｔ） が生じる。

要するに第１、第２図は複素ベースバンドローパスフ
イルタ及び非対称性中間周波バンドパスフイルタの等価
回路を示す。

第１図には先ず中間周波バンドパスフイルタG_B（ω）
の前置接続されたQAM復調器を示す。このバンドパスフ
イルタG_B（ω）には、パルス成形部の受信側補充構成
（符号間干渉のない伝送のため）、チヤネルの等化に必
要な大きさ（振幅）及び周波数特性が、まとめられてい
る。従つて上記バンドパスフイルタは搬送周波ω_ｃに関
しての対称性はない。このような非対称性であるが実現
可能なバンドパスフイルタ関数は非対称性であるため実
現不能のローパスフイルタ関数G_T（ω）の周波数シフト
によつて形成されたものと考えるものとする。G_T（ω）
を偶数（成分）部と奇数（成分）部に分解する。

G_T（ω）＝G_Tg（ω）＋G_Tu（ω） ……（１） 偶数（成分）部G_TG（ω）は偶数の実数部分と奇数の
虚数部分と有し、一方、奇数（成分）部G_TU（ω）は奇
数の実数部分と偶数の虚数部分を有する。G_B（ω）の定
義 は、 ▲Ｇ⁺ _T▲（ω）＝G_Tg（ω）＋G_Tu（ω） ……（2b） を以て、G_B（ω）の実現可能性を考慮する。それという
のはその定義により、 G_B（ω）＝▲Ｇ^* _B▲（−ω） ……（2c） が成立つようになるからである。第１図における復調器
の入力側には所属のスペクトル Ｓ′（ω）＝Ｆ｛ｓ（ｔ）｝ を有する入力信号Ｓ′（ｔ）が加わる。時間関数ｓ
（ｔ）は実（数）であることが前提とされるので、勿論
下記が成立つ。

Ｓ′（ω）＝Ｓ′^＊（−ω） ……（３） スペクトルＳ′（ω）は次のように分解され得る。

その場合Ｓ′_c,S′_ｓは中間周波信号Ｓ′（ｔ）の、
チヤネルにおけるひずみとクロストークによつて生じた
同相成分及びクオドラチユア成分と解釈され得る。G
_B（ω）でのフイルタリングの後下記のスペクトルが得
られる。

でのひきつづいての復調は周波数領域においてデイラツ
ク関数（デルタ関数）を有するフイルタリングされた中
間周波信号のコンボリユーシヨンに相応する。

本来の復調に後続するローパスフイルタはスペクトル
変換に作用せず、２倍の搬送周波数２ω_ｃの領域におけ
る混合積のみを取除く。この再（後）−復調−ローパス
フイルタの出力側に下記が得られる。

この結果（式（7a），（7b））は第２図に示すブロツ
ク接続図構成に変換され得る。その場合先ず先行のフイ
ルタリングなしで、クオデラチユア成分 Ｓ′_ｃ（ω）＝Ｆ｛ｓ′_ｃ（ｔ）｝bzw, Ｓ′_ｓ（ω）＝Ｆ｛ｓ′_ｓ（ｔ）｝ が、コヒーレントな復調及び接続のローパスフイルタリ
ングによつて生ぜめられ２ω_ｃに係る混合積が除去され
る。それにつづいて、 G_TG（ω）,jG_Tu（ω） によるフイルタリング、およびリニアな組合せ（結合）
（複素ローパスフイルタ）によつてクロストークのない
等化された所望のベースバンド信号 s_c（ｔ）,s_s（ｔ） が準備形成される。注意すべきは両伝達関数 G_TG（ω）,jG_Tu（ω） が偶数の実（数）部と奇数の虚（数）部とを有するよう
にすることである。このようなベースバンド実現はベー
スバンド信号の複素包絡線（６）の実部及び虚部 ｓ′（ｔ）＝ｓ′_ｃ（ｔ）＋ｊ′_ｓ（ｔ）， ｓ（ｔ）＝S_c（ｔ）＋jS_s（ｔ） に対する入、出力側を有する複素ローパスフイルタの
実、虚部に対する入、出力側を有する複素ローパスフイ
ルタによつてなされ、この複素ローパスフイルタはバン
ドパスフイルタG_B（ω）と等価的である。容易にわかる
ように、複素ローパスフイルタの場合（第２図）の実現
のコストは周波数領域固有の問題を別とすれば、等価バ
ンドパスフイルタ（第１図）の場合のほぼ２倍である。

第3a,3b,4a,4b図を用いて、複素ローパスフイルタな
いしこれと等価のバンドパスフイルタの非巡回形実現例
を示す。第3a,第4a図には所謂“パラレル−イン／シリ
アル−アウト”構成が示してあり、第3a図には複素ベー
スバンドローパスフイルタに対して、また第4a図には複
素係数を有する中間周波バンドパスフイルタに構成が示
してある。それと等価的なものは所謂“シリアル−イン
／パラレル−アウト”構成として作用する回路を第3b,4
b図に示す。第3b図には複素ベースバンドローパスフイ
ルタに対して、第4b図には複素係数を有する中間周波バ
ンドパスフイルタに対して等価構成が示してある。個々
の信号及び個個のスペクトルに対する名称は第１、２図
におけるものと一致する。第3a〜第4b図の回路では加算
器（＋）を介して合成接続された遅延Ｔを有する遅延素
子を示す。アダプテイブ調整のため係数乗算器b_-2,b_-1,
b₀,b₁,b₂,係数乗算器a_-2,a_-1,a₀,a₁,a₂が設けられてい
る。要するに、第3a図では信号成分ｓ′_ｃ（ｔ）が評価
素子a_-2〜a₂に供給される。評価素子に後置接続されて
いる加算素子の出力信号にそのつど遅延Ｔを有する遅延
素子に供給される。その際最後の加算器には信号S
_c（ｔ）ないし出力信号S_s（ｔ）が現われる。第3b図に
は入力信号ｓ′_ｃ（ｔ）,s′_ｓ（ｔ）は所定のように直
列的に入力側に供給され、そこで遅延Ｔを有する遅延部
分を通過する。アダプテイブ調整のためやはり係数乗算
器b_-2〜b₂、a_-2〜a₂が設けられている。加算器（＋）を
介しての信号をまとめた後、また、所定のように交差結
合の後は、出力加算器ないし出力減算器を通過してから
信号S_c（ｔ）,S_s（ｔ）が現われる。第4a図の回路には
信号Ｓ′（ｔ）の供給される回路の入力側に90゜分岐１
が設けてある。アダプテイブ調整のため係数乗算器ｂ′
_２〜ｂ′_-2、ａ′_２〜ａ′_-2が設けられている。これら
の係数乗算器にはそれぞれ加算回路（＋）が後続してお
り、個個の加算回路はやはり遅延Ｔを有する遅延素子を
介して分離されている。最後の加算回路には信号ｓ
（ｔ）が現われる。第4b図には流れ方向反転のため回路
の出力側に90゜分岐が設けられている。入力側に到来す
る信号Ｓ′（ｔ）が、実施例では遅延時間Ｔを有する４
つの遅延素子に供給される。個々の遅延素子間にはアダ
プテイブ調整素子（これはｂ′_-2〜ｂ′_２、ａ′_-2〜
ａ′_２で示す）が設けられている。これらの係数乗算器
には加算器（＋）が後続しており、90゜−分岐１にて設
けられている出力加算器において出力信号Ｓ（ｔ）が取
出される。

バンドパスフイルタG_B（ω）と複素ローパスフイルタ G_T（ω）＝G_TG（ω）＋G_TU（ω） との双方が、チヤネル特性の時間的変化に追従し得る、
即ちアダプテイブでなければならないので、トランスバ
ーサルフイルタの使用が好適である。その理由はその種
フイルタ型式に対する簡単に実現可能で確実に収束する
調整アルゴリズム（例えば公知の零強制アルゴリズム）
に存する。複素トランスバーサルフイルタの部分回路で
あつて、夫々2n＋１の係数を有する次数ｎのものを仮定
する。

その場合Ｔはトランスバーサルフイルタの遅延素子の
遅延（時間）であり、一般に、等化すべきシンボル（符
号）列の系周期と一致する。そのような非巡回形フイル
タにとつて可能な２つの実現形態、すなわち、所謂“パ
ラレル−イン／シリアル−アウト”ないし“シリアル−
イン／パラレル−アウト”構造（成）が第3a、3b図に示
してある。これらは相互に等価的であつて、流れ方向反
転の方式の適用によつて相互に移行させられ得る。等価
バンドパスフイルタの伝達関数は次のようになる。

これはやはり複素値係数を有し基本遅延Ｔを有するト
ランスバーサルフイルタであり、上記複素値係数は前値
ないし後置接続された90゜分岐（第4a,4b図）を用いて
実現され得る。この場合もまた、両形態、“パラレル−
イン／シリアル−アウト”、“シリアル−イン／パラレ
ル−アウト”が可能である。この場合複素係数は非巡回
形中間周波実現の際は生じない。尤も、複素係数を要し
ない巡回形の他のバンドパスフイルタ実現も全く可能で
ある、それというのは非対称性の中間周波バンドパスフ
イルタが基本的に実（数）のフイルタとして実現可能で
あるからである。勿論、複素トランスバーサルバンドパ
スフイルタは殊にアダプテイブ等化器として適し、以下
さらに述べるように、SAW技術（表面音響波技術）を用
いての実施、実現に適する。

第５〜７図では参照番号１は90゜分岐であり、わかり
易くするため破線の枠で示す。入力信号はやはりＳ′
（ｔ）で示してあり、複素係数はアダプテイブに調整さ
れねばならず、従つて実部と虚部はそれ自体で準備形成
されねばならない。分岐１では虚部に対するブロツク部
は文字“j"で示してある。さらに参照記号SAWにより、
同じく破線の枠で示す表面波素子が示してある。この種
表面波素子は公知のように表面波の励振及び伝播に適す
るサブストレートである。フイルタの１例が、例えば冒
頭に述べた雑誌“テルコム・リポート”第６巻、1983年
10月、第284頁〜第288頁の論文“スペクトロウムフオル
メンデオーバーフレツヒエンフイルタフユールデジタル
−リヒトウングスジユステーメ”（デジタル指向性系用
のスペクトル変換表面波フイルタ）に掲載されている。
実部係数乗算器は a₂,a₁,a₀,a_-1,a_-2 で示してある。虚部係数乗算器は b₂,b₁,b₀,b_-1,b_-2 で示してある。要するに実施例中では５つの係数の処理
例が示してある。係数乗算器から送出される電圧は送信
変換器の端子に加えられる。Ｔで示す遅延（時間）は同
様に示され、２つの一点鎖線の間の距離間隔に相応す
る。従つて実施例中ではそのような５つの送信変換器が
距離間隔Ｔをおいて等間隔で配置されている。その場
合、遅延（時間）Ｔは１つの送信変換器から次の送信変
換器までに表面波が要する時間である。すなわち、図示
の装置構成は実部、虚部係数乗算器からの差電圧に相応
する表面波を励振する特性を有する。第５図のブロツク
接続図ではそこに示す等化器はパラレル−イン／シリア
ル−アウトトランスバーサル等化器の特性に相応する。

送信変換器群から送出された和信号は適当な表面波−
受信変換器EWにて電気信号に逆（戻し）変換されねばな
らない。

公知のように表面波フイルタの場合送信変換器及び受
信変換器により伝達関数が設定される。そこで、そのよ
うな伝達関数を、ひずまされた入力信号のもとで、符号
間干渉の制御付又は無制御の伝送系に対しての別の監視
・制御のため用いることが可能である。

第4a、4b図に示す方式構成に相応して、信号流方向の
反転を行なうことが可能である。その場合送信、受信変
換器は相互に入れ替えなければならず、従つて、パラレ
ル−イン／シリアル−アウト構成がそれと等価のシリア
ル−イン／パラレル−アウト構成に移行せしめられ得
る。それについての詳細はこれ以上は示さない。

製作技術上の理由から、個々の送信変換器を相互間に
比較的大きな距離間隔をおいて配置すると有利である。
その１例を第６図に示す。ここに同じく示されているパ
ラレル−イン／シリアル−アウト構成では送信変換器
が、受信変換器EWの両側に配置されている。受信変換器
の左側には偶数係数 a₂,b₂,a₀,a_-2,b_-2, に対する係数乗算器が、また右側には奇数係数 a₁,b₁,a_-1,b_-1 に対する係数乗算器が設けられている。その場合個々の
送信変換器は間隔2Tをとる。左側送信変換群から受信変
換器への遅延がＴである場合、右側送信変換器群から受
信変換器への遅延はτ＋Ｔでなければならない。

クロストークの問題及び再生附随効果の回避のため第
７図のSAW装置を用いると好適である。そこには処理す
べき各係数に対して１つの固有の送信変換器が設けられ
ている。受信変換器EWはサブストレートの他方の側に位
置している。それによつて係数の個数に相応する個別系
が形成される。受信変換器EWから送出された信号が、加
算回路Σにて加算され、そこで第５、第６図の回路にお
けるように出力信号ｓ（ｔ）が現われる。

第７図の構成では個別系はその群伝播時間が夫々時間
Ｔ相異なつており、このことは第７図にも同様に示して
ある。第５、第６図にも同じく有利な構成が示してあ
る。そこに示す送信変換器は広帯域であり、受信変換器
EWはナイキスト条件に従つてパルス成形を行なうように
構成されている。上記変換はその長さが破線で示す包絡
線に従うように構成されていなければならない。すなわ
ち包絡線はパルス応答ないし伝達関数の逆フーリエ変換
値である。

さらに以下詳述を行なう。

要するに、ナイキストに従つての統合的パルス成形を
行なう中間周波バンドパスフイルタのSAW実現を第５、
第６図の構成により行なうことができる。上述の文献
（テルコムリポート）から明らかなように、表面波−
（SAW）素子はほぼ10MHz〜1GHzの周波数領域における直
線位相であるが非巡回形のバンドパスフイルタの実現に
適する。上記素子は指向性無線系にてナイキストに従つ
てのパルス成形を変調器と復調器に分けて行なうのに適
する。フイルタで実現可能な選択性は夫々両変換器の１
方に集約されており、これに対し他方の変換器は比較的
広帯域である。上記の、広帯域で従つて幾何学的に狭い
変換器が送信変換器として基本遅延Ｔに相応する間隔を
おいてトランスバーサル等化器の係数個数2n＋１に相応
して配置されさらに所属の係数調整素子で励振されるそ
れらの変換器から送信される表面波が選択性のある変換
器により受信される場合（第５図）、パルス成形構成の
統合された複素トランスバーサル等化器の、第４図に示
す“パラレル−イン／シリアル−アウト”構造（ストラ
クチユア）のSAW実現が行なわれ得る。変換器によつて
送信される表面波の振幅がインターデジタル構造のフイ
ンガ部オーバラツプに依存するので、１つの送信変換器
により、１つの複素の係数、すなわち２つの実（数）の
係数を実現することが可能である。このことは次のよう
にして行なわれる。即ち係数ａ′_１で重みづけられた入
力電圧がｉ番目の送信変換器の一方の端子に加えられj
b′_ｉで重み付けされた入力電圧が他方の端子に加えら
れるようにして行なわれる。それによつて、表面波が、
（ａ′_ｉ−jb′_ｉ）で重み付けられた入力電圧に比例す
る振幅を以て励振される。第５図の構成の伝達関数全体
は次ようになる。

G_B（ω）＝G_E（ω）・G_N（ω） ……（10a） 但し、 その場合G_E（ω）は当該等化器部分であり、 G_N（ω）は伝達関数全体G_B（ω）の、ナイキストに従
つてパルス成形する部分である。SAW素子を除けば上記
実現形態は4n＋２の係数素子及び90゜分岐の電子的実現
を要するのみである。

90゜分岐は f_ZF＝f_c＝140MHz の場合所要の帯域幅と精度を以てMICテクノロジーで実
現され得、一方、係数乗算器に対して２重プツシユプル
混合器が用いられる。ナイキスト成形の使用はSAWフイ
ルタに伴なう基本減衰（ほぼ25〜30dB）のため、但しコ
スト上の理由からも重要な意義がある。

実現の問題となるのはSAW素子（ほぼ3900m/sの伝播速
度を有する）にとつて著しく短かい基本遅延時間（＝シ
ンボル（符号）周期:140Mbit/s,16QAM T＝28,27nsの場
合）であり、上記基本遅延時間はほぼたんに100μｍの
幾何学的変換器距離間隔に相応する。選択性のある受信
変換器が直線位相を有し従つて対称性であるので（２次
効果の補償のための補正を別として）、送信変換器を、
偶数ないし奇数送信変換器をまとめる。“右方”ないし
“左方”群に分けることができる。それによつて、各群
内部で変換器距離間隔を２倍にすることもできる（第６
図）。実質的に第５図に相応するパターンでのあらかじ
めの試行により、隣接する変換器間の電磁的過結合ない
し所謂再生附随効果についての問題が明らかにされてい
る。これらの問題を回避する手段は勿論SAW素子の拡大
にコストをかけての手段としての第７図に示してある。

次に時間領域等化のためのローパスフイルタ−バンド
パスフイルタ係数換算について説明する。複素ローパス
フイルタ等化器がそれともそれと等価的なバンドパスフ
イルタが、時変性区間ひずみの補償のため用いられるの
で、２つの場合において、同じ係数調整アルゴリズムな
いし当該アルゴリズムの同じ回路技術上の実現で事足り
るものと考えられる。文献中では就中アダプテイブなベ
ースバンド等化器が論じられるので、所与値として仮定
されたベースバンド係数セツト a_i,b_i,i＝−n,…,n を基礎とし、式（８）ないし（９）を式（10）と比較し
て簡単なリニア変換を計算しこの変換操作により、中間
周波係数ａ′_i,b′_ｉが与えられる。

下記 から、 係数は次のようになる。

すなわち、中間周波等化器の係数乗算器（例えば２重
プツシユプル混合器）に対する調整電圧が、相応のベー
スバンド等化器の調整電圧の、回路技術上簡単に実現可
能なリニア補償によつて形成され得る。従つて、アダプ
テイブ操作アルゴリズムの複素値（複合体）全体が、ベ
ースバンド等化器により実際上変化せずにそのまま引受
けられ得る。係数変換（12）は搬送周波f_cとシンボル
（符号）周波1/Tとの間の偶数比の特別な場合に対し
て、即ち に対して、不要となる。

換言すれば、何らの換算が必要でない。

周波数領域等化のための直線位相SAW−トランスバー
サルフイルタに対して下記が成立つ。

周波数領域等化の場合チヤネルひずみの大きさのみし
か補償され得ないので、直線位相等化器回路網を用いる
ことができる。これら回路網は減衰ひずみのみを補償で
き、群伝播時間を等化しないが付加的にひずませること
もしない。直線位相性は中間タツプ点を中心としての係
数の対称的ないし非対称（アンチメトリツク）（antime
tric）配置によつて簡単に達成され得る。

すなわち a_i＝ａ′_-1,b′_１＝b_-i,b′_ｏ＝0_c ……（14） その場合G_E（ω）は の周期を有する周期関数である。この周期Ｆは等化すべ
きスペクトルの帯域値と少なくも大きさに選定されなけ
ればならない。テルコム−リポートにて記載された系で
はスペクトル幅はほぼ （１＋0.5）.35MHz＝52.5MHz であり、従つて適当なトランスバーサル周波数領域等化
器の基本遅延時間は19nsである。そのように設計（回路
定数選定）されたトランスバーサル等化器の伝達関数は
次の通りである。

G_E（ω）＝exp（−jnωＴ）．〔G_g（ω）＋G_n（ω）〕
……（15a） 但し が成立つように基本遅延時間Ｔを選定すれば、 G_g（ω）ないしG_u（ω） も搬送周波に関して偶ないし、奇関数であり、スペクト
ルひずみの、f_cに関して偶ないし奇（数）部分の等化に
用いられる。ひずまされたスペクトルの実際値は離数的
（個別）値にて、例えばフイルタバンクを用いて又は所
謂チヤープ変換（SAW実現が可能）により又はデジタル
信号処理方式、FFTにより、ベースバンド信号から求め
られ得る。スペクトルの規定経過が固定的であるので、
ｋの周波数値f_i,i＝0,…,n,にて、周波数領域等化器の
伝達関数の規定値 が上記規定経過から得られる。

｛ａ′｝，｛ｂ′｝ は係数ベクトル｛G_g｝，｛G_u｝ ｛ａ′｝＝｛a₀,2a₁,…,2a_n｝T, ｛ｂ′｝＝｛2b₁,…,2b_n｝Ｔ ……（17） 及びマトリクスF_g及びF_u,但し を用いて次のように表わされ得るので、 ｛G_g（f_i）｝＝F_g・｛ａ′｝， ｛G_u（f_i）｝＝F_u,｛ｂ′｝， ……（19） 式（19）を解くことにより係数セツトが次式に従つ
て、 ｛ａ′｝，｛ｂ′｝ ｛ａ′｝＝▲F^-1 _g▼，｛G_g（f_i）｝， ｛ｂ′｝＝▲F^-1 _u▼，｛G_u（f_i）｝， ……（20） 得られる。即ちリニアな式系の解によつて得られる。そ
のように算出された係数により、周波数値f₁,…,f_nにお
けるスペクトルは規定値にもたらされる、即ち完全に等
化される。この等化は３角法の多項式を用いての所望の
周波数特性の近似に相応する。

直線位相から最小位相のトランスバーサルフイルタへ
の換算が同じく可能である。非最小位相チヤネルひずみ
よりも著しく大きな確率を以て最小位相チヤネルひずみ
が起こる場合には最小位相トランスバーサルフイルタに
よる周波数領域等化が好適である。この理由から、（2
0）からの係数セツト｛ａ′｝及び｛ｂ′｝の、同じ減
衰特性経過を有するが最小位相を有する等化器の係数セ
ツトへの換算が示唆される。伝達関数（15a）は簡略式 ｚ＝exp（ｊωＴ） により、次のように表わすこともできる。

この伝達関数は次数2nのZ^-1の多項式である。この多
項式の零点 ▲z^-1 _m▼,m＝1,…,2n はZ^-1平面にて、単位円の内部にも外部にも位置し得
る。最小位相回路網にてこれら零点は単位円の外部にし
か位置してはいけないので、単位円内にある零点を外部
に向つて鏡対称的に位置づけることにより新たな零点 が得られる。その際新たな係数は多項式 の乗算によつて簡単に得られる。

前述のように多チヤネル伝播は直線的な時変性のチヤ
ネルひずみを生じさせこれは高いビツトレートのデジタ
ル指向性通信系の場合アダブテイブ等化器によつて補償
されねばならない。このような等化器は周波数領域又は
時間領域基準からそのアダプテイブ調整のための情報を
得ることができる。その場合本来の等化回路網はベース
バンド又は中間周波位置で実現され得る。

上述の回路は中間周波等化器及びそれの、SAM技術を
用いての実現を示している。ここに提案されたSAWトラ
ンスバーサル等化器は時間領域又は周波数領域等化器で
あつてもよいし、ないし、最適フイルタとして“リニヤ
キヤンセラ”装置構成にて用いられてもよい。

発明の効果 本発明により周波数領域等化のみならず時間領域等化
にも適する、中間周波トランスバーサル等化器が実現さ
れ得、所要のパルス成形を例えばナイキストに従つて関
与させ得るようになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は中間周波バントパスフイルタを有するQAM復調
器の回路構成図、 第２図は複素ベースバンドローパスフイルタを有するQA
M復調器の回路構成図、 第3a図はベースバンドローパスフイルタのパラレル−イ
ン／シリアル−アウト−ストラクチユアの構成図、 第3b図は複素ベースバンドローパスフイルタのシリアル
−イン／パラレル−アウトストラクチユアの構成図、 第4a図は複素係数を有するパラレル−イン／シリアル−
アウト中間周波バンドパスフイルタの構成図、 第4b図は複素係数を有するシリアル−イン／パラレル−
アウト中間周波バンドパスフイルタの構成図、 第５図はSAW技術（SAW＝表面音響波）でトランスバーサ
ル等化器及びナイキストフイルタの装置化の実施例の構
成図、 第６図は個々の送信変換器の距離間隔の倍加のため“左
方”及び“右方”送信変換器群を有するパラレル−イン
／シリアル−アウトトランスバーサル等化器のSAW装置
化構成の構成図、 第７図はクロストーク及び再生効果の回避のための複素
トランスバーサルフイルタのSAW装置の構成図である。 １……90゜分岐、 G_B（ω）……中間周波バンドパスフイルタ G_T（ω）……ローパスフイルタ関数 a_-2〜a₂,b_-2〜b₂……係数乗算器 SAW……表面波素子 EW……受信変換器。

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】アダプティブに調整可能な複素係数と遅延
   Ｔの遅延素子とを有する中間周波（ZF）トランスバーサ
   ル等化器であって、90゜分岐（１）により、係数乗算器
   の実部（ai）と虚部（bi）に対する入力信号が準備処理
   されるように構成されているものにおいて、トランスバ
   ーサル等化器に属する遅延素子は、SAW（表面音響波、
   表面波）技術によるパラレル−イン／シリアル−アウト
   装置を形成しており、実部係数−乗算器（ai）及び虚部
   係数−乗算器（bi）が夫々１つの送信変換器に接続され
   ており、さらに、係数の個数（ｉ）に相応する個数の送
   信変換器各々が遅延Ｔに相応する距離にて等距離間隔に
   設けられており、前記送信変換器から送出された和信号
   が受信変換器（EW）にて電気信号に逆変換されるように
   構成されていることを特徴とする中間周波トランスバー
   サル等化器。
2. 【請求項２】送信及び受信変換器によって定められる伝
   達関数が、ひずみのない入力信号の場合、符号間干渉の
   制御付又は無制御の系に対してパルス成形のため用いら
   れるように構成されている特許請求の範囲第１項記載の
   等化器。
3. 【請求項３】送信変換器は広帯域であり受信変換器（E
   W）はナイキスト条件に従ってパルス成形を行なうよう
   に構成されている特許請求の範囲第１項又は第２項記載
   の等化器。
4. 【請求項４】直線位相の受信変換器（EW）の場合前記送
   信変換器の群は夫々偶数（a₂,a₀,a_-2,b₂,b₀,b_-2）ない
   し奇数（a₁,a_-1,b_i,b_-1）の係数を有する２つのサブ群
   に分けられ、該両サブ群は受信変換器（EW）の両側に設
   けられており、個別変換器の間隔が値2Tを有するように
   構成されている特許請求の範囲第１項から第３項までの
   いずれか１項記載の等化器。
5. 【請求項５】各送信変換器に１つの所属の受信変換器
   （EW）が設けられており、それにより係数の個数（a₀,b
   ₀;a₁,b₁;a₂,b₂;a_-1,b_-1;a_-2,b_-2）に相応する個数の個
   別系が形成されるように構成されており、該個別系は夫
   々時間Ｔだけ相互にずれて配置されている特許請求の範
   囲第１項から第３項までのいずれか１項記載の等化器。
6. 【請求項６】アダプティブに調整可能な複素係数と遅延
   Ｔの遅延素子とを有する中間周波（ZF）トランスバーサ
   ル等化器であって、90゜分岐（１）により、係数乗算器
   の実部（ai）と虚部（bi）に対する入力信号が準備処理
   されるように構成されているものにおいて、トランスバ
   ーサル等化器に属する遅延素子は、SAW（表面音響波、
   表面波）技術によるパラレル−イン／シリアル−アウト
   装置を形成しており、実部係数−乗算器（ai）及び虚部
   係数−乗算器（bi）が夫々１つの送信変換器に接続され
   ており、さらに、係数の個数（ｉ）に相応する個数の送
   信変換器各々が遅延Ｔに相応する距離にて等距離間隔に
   設けられており、前記送信変換器から送出された和信号
   が受信変換器（EW）にて電気信号に逆変換されるように
   構成されており、信号流方向の反転によって送信及び受
   信変換器が相互に入れ替わるように構成されており、当
   該のパラレル−イン／シリアル−アウト装置はそれに等
   価のシリアル−イン／パラレル−アウト装置によって置
   換されていることを特徴とする中間周波トランスバーサ
   ル等化器。