JPH0450771B2 - - Google Patents
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- JPH0450771B2 JPH0450771B2 JP62270516A JP27051687A JPH0450771B2 JP H0450771 B2 JPH0450771 B2 JP H0450771B2 JP 62270516 A JP62270516 A JP 62270516A JP 27051687 A JP27051687 A JP 27051687A JP H0450771 B2 JPH0450771 B2 JP H0450771B2
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- JP
- Japan
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- equalizer
- minimum phase
- frequency domain
- phase
- transversal filter
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/01—Equalisers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、中間周波数状態においてトランスバ
ーサルフイルタが、調整可能の係数と、前記係数
を設定するスペクトル評価手段とを有する、デイ
ジタル式指向性無線（DRS）のための適応形周
波数領域等化器に関する。
ーサルフイルタが、調整可能の係数と、前記係数
を設定するスペクトル評価手段とを有する、デイ
ジタル式指向性無線（DRS）のための適応形周
波数領域等化器に関する。
この場合、前もつて与えることのできる、前記
係数の制御により前記トランスバーサルフイルタ
の伝達関数が最小位相タイプまたは線形位相タイ
プまたは非最小位相タイプとなるように構成され
ている。
係数の制御により前記トランスバーサルフイルタ
の伝達関数が最小位相タイプまたは線形位相タイ
プまたは非最小位相タイプとなるように構成され
ている。
従来技術
前述の形式の適応形周波数領域等化器はその基
本構成において“Proc.ICC'85”誌No.39.1.1−No.
39.1.5に記載されている。その個所において
“140Mbit／s16QAM方式のための適応形中間周
波数等化器の設定と性能”の表題のもとにそのよ
うな問題が述べられている。
本構成において“Proc.ICC'85”誌No.39.1.1−No.
39.1.5に記載されている。その個所において
“140Mbit／s16QAM方式のための適応形中間周
波数等化器の設定と性能”の表題のもとにそのよ
うな問題が述べられている。
さらに適応形周波数等化器は、E.GIORGIO他
著の文献“ICC'85 INTERNATIONAL
CONFERENCE ON COMMUNICATIONS，
Chicago，23−26.Juni 1985，New York US”
の第３巻、第1234−1238頁、“Design and
performance of an adaptive IF equalizer for
ａ 140 Mbit／ｓ 16QAM systems”により公
知である。この文献において（特に第1234頁左欄
第32行〜38行、ならびに第1235頁左欄第54行〜右
欄第９行の「要約」を参照）には、デイジタル式
指向性無線方式のための適応形周波数領域等化器
が記載されている。この場合、中間周波数（IF）
領域において、集中回路素子（LC共振回路）か
ら成る回路網により構成された適応形等化器は、
８ビツトマイクロプロセツサによる制御とスペク
トル評価のための手段とにより、（比較的大きな
出力性能で）最小位相動作の場合にも非最小位相
動作の場合にも作動可能である。
著の文献“ICC'85 INTERNATIONAL
CONFERENCE ON COMMUNICATIONS，
Chicago，23−26.Juni 1985，New York US”
の第３巻、第1234−1238頁、“Design and
performance of an adaptive IF equalizer for
ａ 140 Mbit／ｓ 16QAM systems”により公
知である。この文献において（特に第1234頁左欄
第32行〜38行、ならびに第1235頁左欄第54行〜右
欄第９行の「要約」を参照）には、デイジタル式
指向性無線方式のための適応形周波数領域等化器
が記載されている。この場合、中間周波数（IF）
領域において、集中回路素子（LC共振回路）か
ら成る回路網により構成された適応形等化器は、
８ビツトマイクロプロセツサによる制御とスペク
トル評価のための手段とにより、（比較的大きな
出力性能で）最小位相動作の場合にも非最小位相
動作の場合にも作動可能である。
さらに、ドイツ連邦共和国特許出願公開第
0139514号公報には（特に第１頁第19行〜27行、
第５頁第25行〜32行、第11頁第25行〜36行、第13
頁の表、第14頁第25行〜29行、ならびに第２図参
照）には既に、適応形周波数領域等化器２５−
１，２５−２としてトランスバーサルフイルタが
用いられているデイジタル無線受信機２０が記載
されている。この場合、トランスバーサルフイル
タの係数WTは、プリセツト可能な制御部
（SW：スイツチコントロール信号SWC、内部制
御ループＡ、外部制御経路Ｂ）により可変である
ので、トランスバーサルフイルタの伝達関数は、
最小位相タイプ、線形位相タイプ、あるいは非最
小位相タイプである。
0139514号公報には（特に第１頁第19行〜27行、
第５頁第25行〜32行、第11頁第25行〜36行、第13
頁の表、第14頁第25行〜29行、ならびに第２図参
照）には既に、適応形周波数領域等化器２５−
１，２５−２としてトランスバーサルフイルタが
用いられているデイジタル無線受信機２０が記載
されている。この場合、トランスバーサルフイル
タの係数WTは、プリセツト可能な制御部
（SW：スイツチコントロール信号SWC、内部制
御ループＡ、外部制御経路Ｂ）により可変である
ので、トランスバーサルフイルタの伝達関数は、
最小位相タイプ、線形位相タイプ、あるいは非最
小位相タイプである。
さらに、Communication ＆
Transmission，Issy−les−Moulineaux，FR.，
1985年９月刊第６巻、No.３の第65〜82頁、G.
Bonnerot他著の“Systemes Hertiziens
140Mbit／ｓ ａ ４ et ６ ＧHz STN 65−
140−STN 36／40”には、4GHzおよび6GHzのマ
イクロ波伝送システムが示されている。この伝送
システムにおいて復調器は、ベースバンド信号か
らの制御によつて中間周波数信号のひずみを補償
する等化器とともに動作するように構成されてい
る。この場合の自動適応形等化器は、時分割多重
方式で動作する一連の等化器のうちの１つであつ
て、つまりそれらの等化器は伝送チヤネルパルス
レスポンスを修正するものであり、最小位相およ
び非最小位相の伝達関数の両方を修正できるよう
にするものである。その際、上記の伝送チヤネル
パルスレスポンスを修正するために用いられる可
変のパラメータは、信号を復調する前に中間周波
数状態において設定される。したがつてキヤリア
再生（リカバリ）回路は伝達関数に関して有利で
あり、他方、ベースバンド補償回路を用いること
による、キヤリア再生ループへの著しい遅延の介
入に係る問題が回避される。
Transmission，Issy−les−Moulineaux，FR.，
1985年９月刊第６巻、No.３の第65〜82頁、G.
Bonnerot他著の“Systemes Hertiziens
140Mbit／ｓ ａ ４ et ６ ＧHz STN 65−
140−STN 36／40”には、4GHzおよび6GHzのマ
イクロ波伝送システムが示されている。この伝送
システムにおいて復調器は、ベースバンド信号か
らの制御によつて中間周波数信号のひずみを補償
する等化器とともに動作するように構成されてい
る。この場合の自動適応形等化器は、時分割多重
方式で動作する一連の等化器のうちの１つであつ
て、つまりそれらの等化器は伝送チヤネルパルス
レスポンスを修正するものであり、最小位相およ
び非最小位相の伝達関数の両方を修正できるよう
にするものである。その際、上記の伝送チヤネル
パルスレスポンスを修正するために用いられる可
変のパラメータは、信号を復調する前に中間周波
数状態において設定される。したがつてキヤリア
再生（リカバリ）回路は伝達関数に関して有利で
あり、他方、ベースバンド補償回路を用いること
による、キヤリア再生ループへの著しい遅延の介
入に係る問題が回避される。
さらにヨーロツパ特許出願公開第0179393号公
報には、アダプテイブに調整可能な複素係数と遅
延素子とを有する中間周波トランスバーサル等化
器が示されている。そこに記載されているよう
に、デイジタル指向性通信系において多経路（マ
ルチチヤネル）伝播によつて生じる直線的ひずみ
が、アダプテイブ等化器によつて克服されなけれ
ばならない。その場合、等化器回路網は系の中間
周波位置にてまたはベースバンドにて実現され得
る。ひずみは一般に搬送周波に関して非対称的で
あるので、同様に非対称的中間周波等化器に等価
的なベースバンド等化器が複素的になる。つま
り、その等化器は対ごとに等しい４つの、実（数
部）の、実現可能な回路網によつて、実現されね
ばならない。上記等化器は伝播状況の時間的変化
のためアダプテイブでなければならないので、ト
ランスバーサルフイルタを用いると好適である。
この場合、基準パターンなしで受信されたデータ
信号を用いて行われる、トランスバーサルフイル
タの最適調整のための基準情報取出は、等化器回
路網が中間周波又はベースバンドに配置されてい
るかに無関係である。両コンセプト（設計思想）
の機能性ないし性能の本質的な相違点は、周波数
領域等化器は電力スペクトルのみしか、以て、チ
ヤネルひずみの大きさのみしか等化し得ないのに
対して、時間領域等化器は判別された信号値の検
出によつて送信信号を識別しもつて複素チヤネル
を等化し得ることである。他方では周波数領域の
利点とするところはそれがその機能のため再生さ
れた搬送波及びクロツクを要しないことである。
さらにアダプテイブな時間領域等化のため複素ベ
ースバンド−トランスバーサルフイルタが公知で
ある。しかしこれらフイルタはアナログ技術でハ
イブリツド膜集積回路として実現される。さらに
上記公報に記載されているように、中間周波等化
には先ず乗算係数及び遅延素子がほぼ半分しか必
要でなく、さらに、SAW技術で諸機能の大部分
をナイキストによるパルス成形を用いて実現する
ことが可能になる。
報には、アダプテイブに調整可能な複素係数と遅
延素子とを有する中間周波トランスバーサル等化
器が示されている。そこに記載されているよう
に、デイジタル指向性通信系において多経路（マ
ルチチヤネル）伝播によつて生じる直線的ひずみ
が、アダプテイブ等化器によつて克服されなけれ
ばならない。その場合、等化器回路網は系の中間
周波位置にてまたはベースバンドにて実現され得
る。ひずみは一般に搬送周波に関して非対称的で
あるので、同様に非対称的中間周波等化器に等価
的なベースバンド等化器が複素的になる。つま
り、その等化器は対ごとに等しい４つの、実（数
部）の、実現可能な回路網によつて、実現されね
ばならない。上記等化器は伝播状況の時間的変化
のためアダプテイブでなければならないので、ト
ランスバーサルフイルタを用いると好適である。
この場合、基準パターンなしで受信されたデータ
信号を用いて行われる、トランスバーサルフイル
タの最適調整のための基準情報取出は、等化器回
路網が中間周波又はベースバンドに配置されてい
るかに無関係である。両コンセプト（設計思想）
の機能性ないし性能の本質的な相違点は、周波数
領域等化器は電力スペクトルのみしか、以て、チ
ヤネルひずみの大きさのみしか等化し得ないのに
対して、時間領域等化器は判別された信号値の検
出によつて送信信号を識別しもつて複素チヤネル
を等化し得ることである。他方では周波数領域の
利点とするところはそれがその機能のため再生さ
れた搬送波及びクロツクを要しないことである。
さらにアダプテイブな時間領域等化のため複素ベ
ースバンド−トランスバーサルフイルタが公知で
ある。しかしこれらフイルタはアナログ技術でハ
イブリツド膜集積回路として実現される。さらに
上記公報に記載されているように、中間周波等化
には先ず乗算係数及び遅延素子がほぼ半分しか必
要でなく、さらに、SAW技術で諸機能の大部分
をナイキストによるパルス成形を用いて実現する
ことが可能になる。
例えば多段階式自乗振幅変調を使用する場合に
デイジタル式指向性無線方式において、多重炉伝
搬により線形の歪を受けた受信信号の電力密度ス
ペクトルの歪を予め等化する。周波数領域の歪の
このような等化操作は、多くの場合に同様に使用
されている時間領域等化器との共働により最適化
される。この場合に例えばいわゆる“非最小位相
の”チヤネル状態における歪を考慮しなければな
らず、量子化された帰還（判定帰還）方式による
ベースバンド等化器ではこの歪を、“最小位相の”
チヤネル伝達関数と同じ大きさの出力性能で等化
することはできない。
デイジタル式指向性無線方式において、多重炉伝
搬により線形の歪を受けた受信信号の電力密度ス
ペクトルの歪を予め等化する。周波数領域の歪の
このような等化操作は、多くの場合に同様に使用
されている時間領域等化器との共働により最適化
される。この場合に例えばいわゆる“非最小位相
の”チヤネル状態における歪を考慮しなければな
らず、量子化された帰還（判定帰還）方式による
ベースバンド等化器ではこの歪を、“最小位相の”
チヤネル伝達関数と同じ大きさの出力性能で等化
することはできない。
中間周波数領域において実現されているこれま
での公知の周波数領域等化器は、中間周波数領域
においてフイルタプローブから、その調整のため
の情報を得て（スペクトル解析、フイルタバン
ク）そして等化のために、集中回路素子から成る
最小位相の回路網を使用する。多くの場合にはい
わゆる“スロープイコライザ”または“自乗等化
器”または“ムービングノツチイコライザ”であ
りこれらはすべて最小位相の場合に、最小位相で
はない場合に比して大幅に大きい出力を示す。
での公知の周波数領域等化器は、中間周波数領域
においてフイルタプローブから、その調整のため
の情報を得て（スペクトル解析、フイルタバン
ク）そして等化のために、集中回路素子から成る
最小位相の回路網を使用する。多くの場合にはい
わゆる“スロープイコライザ”または“自乗等化
器”または“ムービングノツチイコライザ”であ
りこれらはすべて最小位相の場合に、最小位相で
はない場合に比して大幅に大きい出力を示す。
更にこれらの等化装置においては、決められて
いる状態において適応形時間領域等化器との共働
は、ベースバンド−時間領域等化器が、その長さ
の無限ではないために除去することのできない遠
隔エコーを発生するという障害が発生するおそれ
がある。
いる状態において適応形時間領域等化器との共働
は、ベースバンド−時間領域等化器が、その長さ
の無限ではないために除去することのできない遠
隔エコーを発生するという障害が発生するおそれ
がある。
発明が解決しようとする問題点
本発明の課題は、前述の従来技術の欠点を除去
することにある。
することにある。
課題を解決するための手段
この課題は、トランスバーサルフイルタの係数
のための設定基準を、復調されたベースバンド−
同相信号および自乗信号から、前記同相信号およ
び自乗信号を±90°−バイブリツドを介して統合
しフイルタプローブに供給して得るようにしたこ
とにより解決される。
のための設定基準を、復調されたベースバンド−
同相信号および自乗信号から、前記同相信号およ
び自乗信号を±90°−バイブリツドを介して統合
しフイルタプローブに供給して得るようにしたこ
とにより解決される。
有利な実施例は実施態様項に記載されている。
発明の構成および利点
本発明によれば前記の技術的問題を、トランス
バーサルフイルタの構造のトポロジーを最小位相
のチヤネルのために最適化するのか非最小位相の
チヤネルのために最適化するのかを決めることに
より解決することができる。双方の（線形位相）
の間の折衷も同様に可能である。さらに本発明に
よれば、低コストの実現のための特別の構成が得
られる。同様にQAM方式のベースバンドにおけ
る出力スペクトル密度の等化のための、低コスト
の基準形成が得られる。
バーサルフイルタの構造のトポロジーを最小位相
のチヤネルのために最適化するのか非最小位相の
チヤネルのために最適化するのかを決めることに
より解決することができる。双方の（線形位相）
の間の折衷も同様に可能である。さらに本発明に
よれば、低コストの実現のための特別の構成が得
られる。同様にQAM方式のベースバンドにおけ
る出力スペクトル密度の等化のための、低コスト
の基準形成が得られる。
前述のヨーロツパ特許出願公開第0179393号公
報に、トランスバーサルフイルタが、前もつて与
えられている伝達係数（等化関数）を任意の精度
で、（その周波数特性の周期性により決められて
いる）周波数帯において近似することができるこ
とが記載されている。本発明においては更に前進
して、トランスバーサルフイルタのトポロジーと
係数値に関して特別の取決めを行なうことにより
最小位相の等化関数を得るかまたは線形位相の等
化関数を得るかまたは非最小位相の等化関数を得
るかを選定することができる。
報に、トランスバーサルフイルタが、前もつて与
えられている伝達係数（等化関数）を任意の精度
で、（その周波数特性の周期性により決められて
いる）周波数帯において近似することができるこ
とが記載されている。本発明においては更に前進
して、トランスバーサルフイルタのトポロジーと
係数値に関して特別の取決めを行なうことにより
最小位相の等化関数を得るかまたは線形位相の等
化関数を得るかまたは非最小位相の等化関数を得
るかを選定することができる。
次に、実施例に基づき本発明を詳細に説明す
る。
る。
実施例
第１図の実施例においては、多数の遅延素子
T1が重み付け素子（乗算器）と加算器とを介し
て連鎖接続されているトランスバーサルフイルタ
が示されている。加算器を介しての接続は正の符
号（＋）により示され、個々の乗算係数を表わす
重み付け素子はa-oないしa+oまたはb-oないしb+o
（矢印“−Ｎ”および“＋Ｎ”）により示されてい
る。入力信号はS1(t)により示され出力信号はS2(t)
により示されている。出力信号S2(t)は、“１”お
よび“ｊ”により示されている重み付け素子を介
して出力加算器において加算される。本発明にお
いては、参照番号４により示されているトランス
バーサルフイルタの複素数実施例を得るために次
の考察から出発した。
T1が重み付け素子（乗算器）と加算器とを介し
て連鎖接続されているトランスバーサルフイルタ
が示されている。加算器を介しての接続は正の符
号（＋）により示され、個々の乗算係数を表わす
重み付け素子はa-oないしa+oまたはb-oないしb+o
（矢印“−Ｎ”および“＋Ｎ”）により示されてい
る。入力信号はS1(t)により示され出力信号はS2(t)
により示されている。出力信号S2(t)は、“１”お
よび“ｊ”により示されている重み付け素子を介
して出力加算器において加算される。本発明にお
いては、参照番号４により示されているトランス
バーサルフイルタの複素数実施例を得るために次
の考察から出発した。
第１図に示されている、複素数の係数を有する
トランスバーサルフイルタの“シクアルイン／パ
ラレルアウト”構造は、 (1) a-o，b-o＝０ ｎ＝１，２，……Ｎ N 〓n=1 a2 o＋b2 o≦a2 0＋b2 0 に対しては常に最小位相であり (2) ao＝a-o，bo＝b-o ｎ＝０，１，２，……Ｎ に対しては常に線形位相であり (3) ao＝０，bo＝０ ｎ＝１，２，……Ｎ N 〓n=1 a2 -o＋b2 -o≦a2 0＋b2 0 に対しては常に非最小位相である。
トランスバーサルフイルタの“シクアルイン／パ
ラレルアウト”構造は、 (1) a-o，b-o＝０ ｎ＝１，２，……Ｎ N 〓n=1 a2 o＋b2 o≦a2 0＋b2 0 に対しては常に最小位相であり (2) ao＝a-o，bo＝b-o ｎ＝０，１，２，……Ｎ に対しては常に線形位相であり (3) ao＝０，bo＝０ ｎ＝１，２，……Ｎ N 〓n=1 a2 -o＋b2 -o≦a2 0＋b2 0 に対しては常に非最小位相である。
上記条件は最小位相の場合または非最小位相の
場合に対して十分条件であるが必要条件ではな
い。
場合に対して十分条件であるが必要条件ではな
い。
これは、係数値に対して特別に構成を決めるか
または特別に限界を決めることにより周波数領域
等化器を、決められているチヤネル状態に対して
最適化するかまたは形成する（例えば切換える）
ことができることを意味する。しかしながらコス
トの面で簡単にされた、実数の実施例の方が興味
深い。
または特別に限界を決めることにより周波数領域
等化器を、決められているチヤネル状態に対して
最適化するかまたは形成する（例えば切換える）
ことができることを意味する。しかしながらコス
トの面で簡単にされた、実数の実施例の方が興味
深い。
一般的に、実数の実施例において次のことが成
立つ。
立つ。
一般にトランスバーサルフイルタの遅延時間素
子の電気的長さT1は、等化すべきスペクトルの
中で伝達関数の周期的繰返しが発生しないように
決められている。実現された等化関数が簡単な
“スロープイコライザ”または“バンプイコライ
ザ（Buckelencntzerrer）”の場合には遅延素子
を決める際に、コストの面で非常に都合の良い、
実数の実現を可能にする他の事象が発生する。
子の電気的長さT1は、等化すべきスペクトルの
中で伝達関数の周期的繰返しが発生しないように
決められている。実現された等化関数が簡単な
“スロープイコライザ”または“バンプイコライ
ザ（Buckelencntzerrer）”の場合には遅延素子
を決める際に、コストの面で非常に都合の良い、
実数の実現を可能にする他の事象が発生する。
第２図の実施例において等化器は、係数a0＝１
およびa-1≦１が割当てられている、単一の遅延
素子T1から成る。第２図は、遅延時間を特別に
選定してスロープイコライザまたはバンプイコラ
イザを形成する、特別の実施例を示す。すなわち
T1＝５／（4ZF）（ただしZFは中間周波数）に選
定すると非最小位相のスロープイコライザが発生
し、例えばT1＝３／（2ZF）に選定すると非最小
位相のバンプイコライザが発生する。
およびa-1≦１が割当てられている、単一の遅延
素子T1から成る。第２図は、遅延時間を特別に
選定してスロープイコライザまたはバンプイコラ
イザを形成する、特別の実施例を示す。すなわち
T1＝５／（4ZF）（ただしZFは中間周波数）に選
定すると非最小位相のスロープイコライザが発生
し、例えばT1＝３／（2ZF）に選定すると非最小
位相のバンプイコライザが発生する。
第２図は、遅延素子が、“余弦”−周波数特性の
零通過点がスペクトルの中央に位置しており、ス
ペクトルの中で周期的繰返しが発生しないように
選定されている非常に簡単な非最小位相のスロー
プイコライザを示す。
零通過点がスペクトルの中央に位置しており、ス
ペクトルの中で周期的繰返しが発生しないように
選定されている非常に簡単な非最小位相のスロー
プイコライザを示す。
適応形係数の値が常に１より小さい場合には等
化器は常に非最小位相である。大多数の応用例に
対しては、（場合に応じて巡回係数（Proc.
ICC'86，第46.5.1頁ないし46.5.5頁）を有する）
ベースバンド−時間領域等化器と共働する、この
ような簡単なスロープイコライザで十分である。
化器は常に非最小位相である。大多数の応用例に
対しては、（場合に応じて巡回係数（Proc.
ICC'86，第46.5.1頁ないし46.5.5頁）を有する）
ベースバンド−時間領域等化器と共働する、この
ような簡単なスロープイコライザで十分である。
第２図におけるトランスバーサルフイルタにお
ける遅延時間の簡単な変更によりいわゆる“バン
プイコライザ”を実現することができる。この場
合には“零通過点”ではなく“余弦状”周波数特
性の極大または極小値がスペクトルの中央に位置
する。
ける遅延時間の簡単な変更によりいわゆる“バン
プイコライザ”を実現することができる。この場
合には“零通過点”ではなく“余弦状”周波数特
性の極大または極小値がスペクトルの中央に位置
する。
第３図は、16QAM／140Mbit／ｓ方式の特性
曲線を示す。相対的ノツチ周波数に相対的エコー
振幅ｂまたは、デシベル単位で示されているダン
ピングＢ（ノツチ深度）は依存する。曲線ａ）は、
７つのタツプ（これらのうちの１つのタツプは巡
回的である（Pro.ICC'86，第46.5.1ないし46.5.5
頁））を有する、変形されたベースバンド等化器
を示し曲線ｂ）は、第２図に示されている付加的
スロープイコライザを非最小位相タイプとして示
し曲線ｃ）は、第２図における実施例を最小位相
タイプとして示している。第３図に示されている
特性曲線においては、スロープイコライザがチヤ
ネルの歪により発生される、双方のナイキスト周
波数におけるレベル差を除去することを前提とし
ている。
曲線を示す。相対的ノツチ周波数に相対的エコー
振幅ｂまたは、デシベル単位で示されているダン
ピングＢ（ノツチ深度）は依存する。曲線ａ）は、
７つのタツプ（これらのうちの１つのタツプは巡
回的である（Pro.ICC'86，第46.5.1ないし46.5.5
頁））を有する、変形されたベースバンド等化器
を示し曲線ｂ）は、第２図に示されている付加的
スロープイコライザを非最小位相タイプとして示
し曲線ｃ）は、第２図における実施例を最小位相
タイプとして示している。第３図に示されている
特性曲線においては、スロープイコライザがチヤ
ネルの歪により発生される、双方のナイキスト周
波数におけるレベル差を除去することを前提とし
ている。
１つの簡単な実現に対して次の考察が成立つ。
遅延素子は原則的に（例えばヨーロツパ特許出
願公開第0179393号公報に記載されているように）
SAW技術（Surface acoustic wave＝表面波音
波）を用いて実現することができ、ナイキストに
よる、スペクトル形成により共通して補足するこ
とができる。隣接のチヤネル干渉に依存して、双
方の関数の分離および、集中素子を有する遅延素
子の、従来の方法による実現も有意義であること
がある。
願公開第0179393号公報に記載されているように）
SAW技術（Surface acoustic wave＝表面波音
波）を用いて実現することができ、ナイキストに
よる、スペクトル形成により共通して補足するこ
とができる。隣接のチヤネル干渉に依存して、双
方の関数の分離および、集中素子を有する遅延素
子の、従来の方法による実現も有意義であること
がある。
基準形成（スペクトル解析）は特別の意味を有
する。第４図は、ベースバンドにおけるフイルタ
プローブが大幅に低いコストで実現される装置を
示す。
する。第４図は、ベースバンドにおけるフイルタ
プローブが大幅に低いコストで実現される装置を
示す。
第４図の実施例において２１により入力側が示
されZFにより、例えば70MHzまたは140MHzの中
間周波数の入力側であることもあることが示され
ている。入力側２１には増幅器２２が後置接続さ
れ、増幅器２２にはSAWフイルタ３が後置接続
されている。トランスバーサルフイルタは番号４
で示されている。トランスバーサルフイルタ４は
この実施例においてはただ２つの遅延素子T1か
ら成りこれらの遅延素子T1はスイツチS1および
S2を介して加算器７に接続されている。加算器７
には、係数a1に設定することができる乗算器８が
後置接続されている。乗算器８の出力側は加算器
９に接続され加算器９の第２の入力側は遅延素子
T1の中央のタツプに接続されている。引続いて
増幅器１０が後置接続され増幅器１０の２つの出
力側に乗算器１１および１２がそれぞれ接続され
乗算器１１および１２は電圧制御発振器１３
（VCO）により制御される。乗算器１２には、位
相π／２を発生する位相回転素子１４が前置接続さ れている。鎖線BBによりこの回路部分の後にベ
ースバンドが存在することが示されている。同相
信号はＩにより示され自乗信号はＱにより示され
ている。同相信号Ｉと自乗信号Ｑとは双方ともに
±90°−バイブリツド回路Ｈを介して伝送される。
±90°−バイブリツド回路Ｈにはフイルタプロー
ブ５および６がそれぞれ後置接続されフイルタプ
ローブ５および６の出力信号は整流器１５および
１６を介して差積分器１７に接続されている。ベ
ースバンドBBは0MHzと（１＋ρ）・17MHzとの
間にある。スイツチS1およびS2が１／１の位置に
ある場合には等化操作は行われない。スイツチS1
およびS2が２／１の位置にある場合には、例えば
T1＝５／（4ZF）である非最小位相のスロープイ
コライザが形成される。スイツチS1およびS2が位
置１／２にある場合には最小位相のスロープイコ
ライザが形成されスイツチS1およびS2が２／２の
位置にある場合には線形位相のスロープイコライ
ザが形成される。この例においては、中間周波数
ZF＝140MHzであり16QAM／140Mbit／ｓシス
テムを用いておりロールオフ係数ρ＝0.5である
ことから出発している。すなわち第４図は、中間
周波数部分に切換えられているトランスバーサル
フイルタ４の係数設定のための設定基準をベース
バンドBBから得ることのできる、簡単な１つの
例を示している。
されZFにより、例えば70MHzまたは140MHzの中
間周波数の入力側であることもあることが示され
ている。入力側２１には増幅器２２が後置接続さ
れ、増幅器２２にはSAWフイルタ３が後置接続
されている。トランスバーサルフイルタは番号４
で示されている。トランスバーサルフイルタ４は
この実施例においてはただ２つの遅延素子T1か
ら成りこれらの遅延素子T1はスイツチS1および
S2を介して加算器７に接続されている。加算器７
には、係数a1に設定することができる乗算器８が
後置接続されている。乗算器８の出力側は加算器
９に接続され加算器９の第２の入力側は遅延素子
T1の中央のタツプに接続されている。引続いて
増幅器１０が後置接続され増幅器１０の２つの出
力側に乗算器１１および１２がそれぞれ接続され
乗算器１１および１２は電圧制御発振器１３
（VCO）により制御される。乗算器１２には、位
相π／２を発生する位相回転素子１４が前置接続さ れている。鎖線BBによりこの回路部分の後にベ
ースバンドが存在することが示されている。同相
信号はＩにより示され自乗信号はＱにより示され
ている。同相信号Ｉと自乗信号Ｑとは双方ともに
±90°−バイブリツド回路Ｈを介して伝送される。
±90°−バイブリツド回路Ｈにはフイルタプロー
ブ５および６がそれぞれ後置接続されフイルタプ
ローブ５および６の出力信号は整流器１５および
１６を介して差積分器１７に接続されている。ベ
ースバンドBBは0MHzと（１＋ρ）・17MHzとの
間にある。スイツチS1およびS2が１／１の位置に
ある場合には等化操作は行われない。スイツチS1
およびS2が２／１の位置にある場合には、例えば
T1＝５／（4ZF）である非最小位相のスロープイ
コライザが形成される。スイツチS1およびS2が位
置１／２にある場合には最小位相のスロープイコ
ライザが形成されスイツチS1およびS2が２／２の
位置にある場合には線形位相のスロープイコライ
ザが形成される。この例においては、中間周波数
ZF＝140MHzであり16QAM／140Mbit／ｓシス
テムを用いておりロールオフ係数ρ＝0.5である
ことから出発している。すなわち第４図は、中間
周波数部分に切換えられているトランスバーサル
フイルタ４の係数設定のための設定基準をベース
バンドBBから得ることのできる、簡単な１つの
例を示している。
第１図は、複素数形トランスバーサルフイルタ
の公知の構成を示す回路図である。第２図はただ
１つの遅延素子を有しこの遅延素子の回路定数
が、非最小位相スロープイコライザ（例えばT1
＝５／（4ZF）かまたは非最小位相のバンプイコ
ライザ（例えばT1＝３／（2ZF）が形成されるよ
うに決められているトランスバーサルフイルタの
特別の実施例の回路図である。第３図は、７つの
複素数タツプと、最小位相タイプまたは非最小位
相タイプの簡単な１つのスロープイコライザとを
有するベースバンド等化器を備えている
16QAM／140Mbit／ｓ方式の特性曲線を示す線
図である。第４図は、ベースバンドBBから、ト
ランスバーサルフイルタの調整のための制御基準
を得る回路の回路図である。 a-o……a+o，b-o……b+o……乗算係数、−Ｎ…
…＋Ｎ……トランスバーサル素子の数、T1……
遅延素子、＋……加算器、S1(t)……入力信号、S2
(t)……出力信号、１……S1またはS2のスイツチ位
置、２……S1またはS2のスイツチ位置、３……
SAWフイルタ、４……トランスバーサルフイル
タ、５，６……フイルタプローブ、７……加算
器、８……乗算器、９……加算器、１０……増幅
器、１１，１２……乗算器、１３……電圧制御発
振器（VCO）、１４……位相回転素子（π／２）、
１５，１６……整流器、１７……差積分器、２１
……入力側、２２……増幅器、BB……ベースバ
ンド、Ｈ……±90°−ハイブリツド回路、Ｉ……
同相信号、Ｑ……自乗信号、S1，S2……スイツ
チ、ZF……中間周波数。
の公知の構成を示す回路図である。第２図はただ
１つの遅延素子を有しこの遅延素子の回路定数
が、非最小位相スロープイコライザ（例えばT1
＝５／（4ZF）かまたは非最小位相のバンプイコ
ライザ（例えばT1＝３／（2ZF）が形成されるよ
うに決められているトランスバーサルフイルタの
特別の実施例の回路図である。第３図は、７つの
複素数タツプと、最小位相タイプまたは非最小位
相タイプの簡単な１つのスロープイコライザとを
有するベースバンド等化器を備えている
16QAM／140Mbit／ｓ方式の特性曲線を示す線
図である。第４図は、ベースバンドBBから、ト
ランスバーサルフイルタの調整のための制御基準
を得る回路の回路図である。 a-o……a+o，b-o……b+o……乗算係数、−Ｎ…
…＋Ｎ……トランスバーサル素子の数、T1……
遅延素子、＋……加算器、S1(t)……入力信号、S2
(t)……出力信号、１……S1またはS2のスイツチ位
置、２……S1またはS2のスイツチ位置、３……
SAWフイルタ、４……トランスバーサルフイル
タ、５，６……フイルタプローブ、７……加算
器、８……乗算器、９……加算器、１０……増幅
器、１１，１２……乗算器、１３……電圧制御発
振器（VCO）、１４……位相回転素子（π／２）、
１５，１６……整流器、１７……差積分器、２１
……入力側、２２……増幅器、BB……ベースバ
ンド、Ｈ……±90°−ハイブリツド回路、Ｉ……
同相信号、Ｑ……自乗信号、S1，S2……スイツ
チ、ZF……中間周波数。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 中間周波数状態ZFにおいてトランスバーサ
ルフイルタ４が、調整可能の係数ao＋jbo，ｎは
−Ｎから＋Ｎと、前記係数を設定するスペクトル
評価手段とを有し、さらに、前もつて与えること
のできる、前記係数ao＋jboの制御により前記ト
ランスバーサルフイルタ４の伝達関数が最小位相
タイプ（mp）または線形位相タイプ（lp）また
は非最小位相タイプ（nmp）となるようにした、
デイジタル式指向性無線（DRS）のための適応
形周波数領域等化器において、 トランスバーサルフイルタ４の係数ao＋jboの
ための設定基準を復調されたベースバンド−同相
信号Ｉおよび自乗信号Ｑから得るようにし、ここ
において、前記同相信号Ｉおよび自乗信号Ｑを±
90°−ハイブリツドＨを介して統合しフイルタプ
ローブ５，６に供給して当該設定基準を得るよう
にしたことを特徴とする、デイジタル式指向性無
線（DRS）のための適応形周波数領域等化器。 ２ 当該等化器はただ２つの遅延素子T1を有し
１つの調整可能の係数a1が設定されており、スイ
ツチS1，S2により最小位相（mp）と線形位相
（lp）と非最小位相（nmp）との間で伝達関数の
切換えを行なうことができるようにした特許請求
の範囲第１項記載のデイジタル式指向性無線
（DRS）のための適応形周波数領域等化器。 ３ 純粋に非最小位相（nmp）の動作においては
１つの遅延素子とスイツチS1，S2とを省略して、
ただ１つの遅延素子T1を設ける特許請求の範囲
第２項記載の、デイジタル式指向性無線（DRS）
のための適応形周波数領域等化器。 ４ 遅延素子T1の回路定数を、等化器が、等化
すべき周波数帯に対してスロープイコライザとし
て作用する（例えばT1＝５／（4FZF））特許請求
の範囲第２項または第３項記載のデイジタル式指
向性無線（DRS）のための適応形周波数領域等
化器。 ５ 遅延素子T1の回路定数を、等化器が、等化
すべき周波数帯に対してバンプイコライザとして
作用する（例えばT1＝３／（2ZF））特許請求の
範囲第２項または第３項記載のデイジタル式指向
性無線（DRS）のための適応形周波数領域等化
器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3637051.7 | 1986-10-31 | ||
| DE3637051 | 1986-10-31 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63164537A JPS63164537A (ja) | 1988-07-07 |
| JPH0450771B2 true JPH0450771B2 (ja) | 1992-08-17 |
Family
ID=6312853
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62270516A Granted JPS63164537A (ja) | 1986-10-31 | 1987-10-28 | デイジタル式指向性無線ｄｒｓのための適応形周波数領域等化器 |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4800572A (ja) |
| EP (1) | EP0268842B1 (ja) |
| JP (1) | JPS63164537A (ja) |
| AT (1) | ATE72081T1 (ja) |
| AU (1) | AU581375B2 (ja) |
| BR (1) | BR8705798A (ja) |
| DE (1) | DE3776287D1 (ja) |
| MX (1) | MX161449A (ja) |
| NO (1) | NO174609C (ja) |
| YU (1) | YU47270B (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2054049C (en) * | 1990-11-05 | 1996-02-06 | Henry L. Kazecki | Apparatus and method for removing distortion in a received signal |
| DE59203966D1 (de) * | 1991-07-25 | 1995-11-16 | Siemens Ag | Adaptiver Frequenzbereichsentzerrer für Digital-Richtfunksysteme. |
| US5293405A (en) * | 1991-10-31 | 1994-03-08 | International Business Machines Corp. | Adaptive equalization and regeneration system |
| US5418789A (en) * | 1992-10-14 | 1995-05-23 | International Business Machines Corporation | Fast communication link bit error rate estimator |
| US5778029A (en) * | 1993-05-13 | 1998-07-07 | Lockheed Martin Aerospace Corporation | Signal conditioner with symbol addressed lookup table producing values which compensate linear and non-linear distortion using transversal filter |
| US5533063A (en) * | 1994-01-31 | 1996-07-02 | The Regents Of The University Of California | Method and apparatus for multipath channel shaping |
| DE10052930B4 (de) * | 2000-10-25 | 2006-09-21 | Siemens Ag | Verfahren zum Betreiben einer Filtereinheit sowie zugehörige Filtereinheit und deren Verwendung |
| JP4661870B2 (ja) * | 2005-12-14 | 2011-03-30 | 日本電気株式会社 | ディジタル通信システム、屋内装置及び屋外装置 |
| EP3206353B1 (en) * | 2016-02-09 | 2020-02-05 | Technische Universität München | Filter banks and methods for operating filter banks |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61144138A (ja) * | 1984-12-18 | 1986-07-01 | Nec Corp | バ−スト信号の受信方法及び装置 |
Family Cites Families (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US3781722A (en) * | 1973-03-12 | 1973-12-25 | Rca Corp | Digitally variable delay time system |
| US3978435A (en) * | 1974-04-26 | 1976-08-31 | Cselt - Centro Studi E Laboratori Telecomunicazioni Spa | Digital equalizer for data-transmission system |
| US3883830A (en) * | 1974-05-13 | 1975-05-13 | Hekimian Laboratories Inc | Line conditioner with independent gain and delay control |
| US4100495A (en) * | 1975-11-27 | 1978-07-11 | Cselt - Centro Studi E Laboratori Telecomunicazioni | Adaptive method of and means for recovering digital signals |
| JPS52156533A (en) * | 1976-06-23 | 1977-12-27 | Kokusai Denshin Denwa Co Ltd | Frequency division equalizing system |
| US4361892A (en) * | 1980-11-03 | 1982-11-30 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Adaptive equalizer |
| JPS57173232A (en) * | 1981-04-17 | 1982-10-25 | Hitachi Ltd | Automatic equalizer |
| JPS5892119A (ja) * | 1981-11-27 | 1983-06-01 | Hitachi Ltd | 線路等化器 |
| CA1181817A (en) * | 1982-04-28 | 1985-01-29 | John D. Mcnicol | Intermediate frequency slope compensation control arrangements |
| DE3225621A1 (de) * | 1982-07-08 | 1984-01-12 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Adaptiver entzerrer zur entzerrung mehrstufiger signale |
| FR2540692B1 (fr) * | 1983-02-07 | 1985-06-14 | Labo Electronique Physique | Dispositif d'egalisation d'amplitude auto-adaptatif pour faisceaux hertziens numeriques |
| CA1238368A (en) * | 1983-10-14 | 1988-06-21 | Takayuki Ozaki | Digital radio receiving apparatus |
| EP0179393B1 (de) * | 1984-10-24 | 1989-05-03 | Siemens Aktiengesellschaft | Zwischenfrequenz-(ZF-) Transversalentzerrer |
| AR241298A1 (es) * | 1985-10-03 | 1992-04-30 | Siemens Ag | Ecualizador transversal adaptivo . |
-
1987
- 1987-08-25 YU YU157087A patent/YU47270B/sh unknown
- 1987-08-31 US US07/091,020 patent/US4800572A/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-10-23 AT AT87115612T patent/ATE72081T1/de active
- 1987-10-23 DE DE8787115612T patent/DE3776287D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-10-23 EP EP87115612A patent/EP0268842B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1987-10-28 JP JP62270516A patent/JPS63164537A/ja active Granted
- 1987-10-29 AU AU80460/87A patent/AU581375B2/en not_active Ceased
- 1987-10-30 BR BR8705798A patent/BR8705798A/pt not_active IP Right Cessation
- 1987-10-30 MX MX9086A patent/MX161449A/es unknown
- 1987-10-30 NO NO874526A patent/NO174609C/no unknown
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61144138A (ja) * | 1984-12-18 | 1986-07-01 | Nec Corp | バ−スト信号の受信方法及び装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| NO874526L (no) | 1988-05-02 |
| YU47270B (sh) | 1995-01-31 |
| AU8046087A (en) | 1988-05-05 |
| DE3776287D1 (de) | 1992-03-05 |
| MX161449A (es) | 1990-09-27 |
| NO874526D0 (no) | 1987-10-30 |
| US4800572A (en) | 1989-01-24 |
| YU157087A (en) | 1990-10-31 |
| NO174609C (no) | 1994-06-01 |
| ATE72081T1 (de) | 1992-02-15 |
| JPS63164537A (ja) | 1988-07-07 |
| NO174609B (no) | 1994-02-21 |
| EP0268842A1 (de) | 1988-06-01 |
| BR8705798A (pt) | 1988-05-31 |
| AU581375B2 (en) | 1989-02-16 |
| EP0268842B1 (de) | 1992-01-22 |
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