DE60032075T2

DE60032075T2 - Digitaler Restseitenbandmodulator

Info

Publication number: DE60032075T2
Application number: DE60032075T
Authority: DE
Inventors: David Lowell Indianapolis McNeely
Original assignee: Thomson Licensing SAS
Priority date: 1999-08-24
Filing date: 2000-08-21
Publication date: 2007-06-06
Anticipated expiration: 2020-08-22
Also published as: MXPA00008270A; JP4562105B2; KR100650129B1; TW516293B; EP1079574A8; BRPI0003751B1; CN1708038A; EP1079574B1; CN1229950C; DE60032075D1; CN1285686A; MY120854A; EP1079574A2; EP1079574A3; BR0003751A; KR20010021374A; US6466277B1; JP2001111638A; CN1708038B

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf verschiedene Zugänge für die Verarbeitung eines Dauerstroms digitaler Abtastwerte, die, wenn sie zusammen genutzt werden, für die Verwendung in einem digitalen Restseitenbandmodulator (VSB-Modulator) geeignet sind, der ein Eingangssignal mit einer Bandbreite von 6 MHz, das wahlweise entweder bei 63 MHz (Kanal 3) oder bei 69 MHz (Kanal 4) oder bei einer 5,38 MHz-ZF (Basisband) zentriert ist, für einen Fernsehempfänger ableitet, und insbesondere auf einen komprimierten digitalen Fernsehempfänger oder auf eine Set-Top-Box.
Es wird Bezug genommen auf den Artikel "ATSC Re-modulator System" von Hauge u. a., IEEE Transactions on Consumer Electronics, Bd. 44, Nr. 3, August 1998. Dieser Artikel offenbart eine Realisierung eines digitalen VSB-Remodulators zum Verbinden verschiedener digitaler Erzeugnisse (z. B. des erdgestützten digitalen Rundfunks, von Satelliten, digitalen Kabel-Set-Top-Boxen, Kabelmodems, DVDs, DVCRs, PCs usw.) und digitaler TV-Empfänger. Ein solcher digitaler VSB-Remodulator ist das digitale Äquivalent zu den momentanen analogen Remodulatoren, die in VCRs und Videospielen zu finden sind.
Es besteht ein Bedarf an einem einfacheren und somit weniger teuren Zugang, der eine Realisierung eines digitalen VSB-Remodulators durch eine integrierte Schaltung (IC-Realisierung) schaffen kann, der wahlweise ein Kanal-3-Signal, ein Kanal-4-Signal oder ein Basisbandsignal ableitet.
US 5 715 012 bezieht sich auf einen Funkempfänger zum Empfangen eines HDTV-Signals, in dem ein digitales Signal von einem VSB-Ausgangssignal eines Tuners mit Zwischenfrequenz abgeleitet und in einer Synchronisationsschaltungsanordnung unter Verwendung digitaler Beschreibungen eines VSB-Trägers, die einer Nachschlagetabelle entnommen werden, ins Basisband umgesetzt wird.
US 5 694 419 beschreibt Modulator-Demodulator-Schaltungen mit gemeinsam genutzten Ressourcen zur Verwendung mit Restseitenbandsignalen.
Die vorliegende Erfindung ist auf ein digitales Verfahren und auf eine digitale Vorrichtung zum Modulieren eines Stroms digitalisierter Abtastwerte von einer Quelle durch eine digitale Darstellung eines Trägers gerichtet, um z. B. ein Fernsehsignal mit einer Bandbreite von 6 MHz zu liefern, das wahlweise entweder bei 63 MHz (Kanal 3) oder bei 69 MHz (Kanal 4) oder bei einer 5,38 MHz-ZF (Basisband) zentriert ist. Insbesondere enthält das Verfahren zunächst eine Neuabtastung des Stroms digitalisierter Abtastwerte und daraufhin das Modulieren des neu abgetasteten Stroms von Abtastwerten mit einer sich wiederholenden kurzen Folge komplexer Werte, die einen digitalisierten exponentiellen Träger repräsentieren.
Die Erfindung schafft einen komplexen digitalen Modulator zum Erzeugen eines Trägers, der durch ein digitales Signal moduliert ist, wobei der komplexe digitale Modulator umfasst:
eine Quelle eine digitalen Signals, das mit einer gegebenen Abtastrate auftritt;
eine Aufwärtsabtasteinrichtung, die auf das digitale Signal reagiert, mit einem Ausgang, der Abtastwerte mit einer effektiven Abtastrate UR liefert, die höher als die gegebene Abtastrate ist;
einen komplexen Modulator mit einem Signaleingang, der mit dem Ausgang der Aufwärtsabtasteinrichtung gekoppelt ist;
dadurch gekennzeichnet, dass der komplexe Modulator außerdem einen Trägereingang aufweist;
eine Quelle einer sich wiederholenden Folge von S komplexen Werten, die einen exponentiellen Träger darstellen, wobei die jeweiligen komplexen Werte mit der höheren Abtastrate auftreten, wobei die Folge an den Trägereingang angelegt wird;
wobei ein Verhältnis der höheren zur gegebenen Abtastrate so gewählt ist, dass der Modulator so konditioniert ist, dass er eine komplexe Modulation über einer Darstellung eines Trägers mit der Frequenz PS liefert, wobei diese Darstellung eines Trägers eine Spiegelfrequenz wie etwa die Summe von UR plus PS hat, wobei UR ein positiver Wert ist, PS einen komplexen exponentiellen Träger repräsentiert und S eine ganze Zahl ist.
Ferner schafft die Erfindung ein Verfahren zum Erzeugen eines komplexen Trägers, der mit einem komplexen Signal moduliert ist, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst:
Bereitstellen des komplexen Signals als komplexe Signalwerte, die mit einer gegebenen Abtastrate auftreten;
Aufwärtsabtasten der komplexen Signalwerte auf eine höhere Abtastrate;
Bereitstellen einer sich wiederholenden Folge weiterer komplexer Werte, wobei die jeweiligen weiteren komplexen Werte mit der höheren Abtastrate auftreten; und
Modulieren der aufwärtsabgetasteten komplexen Signalwerte mit den weiteren komplexen Werten, um den komplexen Träger zu liefern, der mit einem komplexen Signal moduliert ist, wobei ein Verhältnis der höheren zur gegebenen Abtastrate so ausgewählt wird, dass der Modulator so konditioniert wird, dass er eine komplexe Modulation über einer Darstellung eines Trägers mit der Frequenz PS liefert, wobei die Darstellung eines Trägers eine Spiegelfrequenz wie etwa die Summe von UR plus PS hat, wobei UR ein positiver Wert ist, PS einen komplexen exponentiellen Träger repräsentiert und S eine ganze Zahl ist.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Funktionsblockschaltplan einer Vorrichtung, die einen digitalen VSB-Modulator enthält, um aus einem Strom digitalisierter PCM-Abtastwerte, die von einer Quelle des Stroms als eine Eingabe in den Modulator weitergeleitet werden, ein Eingangssignal in einen HDTV abzuleiten;
2 ist ein Funktionsblockschaltplan der Komponenten des in 1 gezeigten digitalen VSB-Modulators.
3 zeigt schematisch eine bevorzugte Ausführungsform des in 2 gezeigten VSB-Umsetzers von 1 Abtastwert pro PCM-Symbol in gleichspannungszentriert, und 4 zeigt schematisch die Einzelheiten des in 3 gezeigten gegabelten multiplexierten N-Abgriff-Wurzel-Nyquist-FIR-Filters.
5, 6 und 7 zeigen zusammen graphisch die Art und Weise, in der der Betrieb des in 4 gezeigten gegabelten multiplexierten N-Abgriff-Wurzel-Nyquist-FIR-Filters die VSB-Umsetzer-Ausgabe erzeugt.
8, 9, 10 und 11 zeigen Ausführungsformen des digitalen Mehrskalenmodulators aus 2, die einen ersten Entwurfszugang zur Ableitung von Strömen von Abtastwerten, die jeweilige datenmodulierte Trägerfrequenzen für den Kanal 3, für den Kanal 4 und für das Basisband definieren, mit einer vorgegebenen Abtastfrequenzrate nutzen.
12 zeigt eine Ausführungsform des digitalen Mehrskalenmodulators aus 2, die einen zweiten Entwurfszugang für die Ableitung von Strömen von Abtastwerten, die jeweilige datenmodulierte Trägerfrequenzen für den Kanal 3, für den Kanal 4 und für das Basisband definieren, mit einer vorgegebenen Abtastfrequenzrate nutzt.
13, 15 und 16 zeigen alternative Ausführungsformen des komplexen Trägergenerators aus 12.
17 ist eine graphische Darstellung, die die Ausgabe eines modulierten Pseudoträgers und eines gewünschten Trägers durch den Digital/Analog-Umsetzer veranschaulicht.
18 ist eine graphische Darstellung, die eine schematische Darstellung der Verbesserung des gewünschten Trägers zeigt, die durch die in 2 und 19 gezeigten digitalen sin x/x-Kompensatoren bewirkt wird.
Zu Beginn dieser Beschreibung wird angemerkt, dass sich der Begriff "gleichspannungszentriert" auf die Zentrierung um eine Frequenz von null Hz und nicht um eine Gleichspannungsamplitude bezieht. Üblicherweise erfolgt in dieser Beschreibung die Bezugnahme auf eine Signalmodulationsbandbreite, die auf Gleichspannung zentriert ist.
Anhand von 1 sind (1) eine Quelle eines Stroms digitalisierter Impulscodemodulations-Signalabtastwerte (PCM-Signalabtastwerte) 100, (2) ein digitaler Restseitenbandmodulator (VSB-Modulator) 102, (3) ein Digital/Analog-Umsetzer (D/A-Umsetzer) 104 und (4) ein analoges Filter 106 gezeigt. Die Quelle 100 enthält das digitale Erzeugnis, von dem die Anfangssignalinformationen erhalten werden, ggf. zusammen mit einer digitalen Verarbeitungsschaltungsanordnung, die zum Hinzufügen zusätzlicher gewünschter Signalinformationen und/oder zum Ändern der Form der Signalinformationen erforderlich ist, um dadurch die Abtastwertstromausgabe von der Quelle 100 abzuleiten, die als eine Eingabe an den digitalen VSB-Modulator 102 angelegt wird. Im Folgenden werden ausführlich bevorzugte Ausführungsformen des digitalen VSB-Modulators 102 beschrieben, die Merkmale der vorliegenden Erfindung enthalten. Auf jeden Fall umfasst die digitale Ausgabe vom digitalen VSB-Modulator 102 einen Strom modulierter Datenabtastwerte, die mit einer gegebenen, verhältnismäßig hohen Abtastfrequenzrate auftreten, wobei dieser, nachdem er durch den D/A-Umsetzer 104 in ein analoges Signal umgesetzt worden ist, wahlweise ein Kanal-3-Signal, ein Kanal-4-Signal oder ein ZF-Basisband-Signal, das bei 5,38 MHz zentriert ist, zur Folge hat. Nachdem er durch den D/A-Umsetzer 104 in ein analoges Signal umgesetzt worden ist, werden irgendwelche resultierenden unerwünschten Frequenzkomponenten, die außerhalb einer Frequenzbandbreite über der gegebenen Abtastfrequenzrate liegen, durch das Analogfilter 106 entfernt.
Wie in 2 gezeigt ist, umfasst der digitale VSB-Modulator 102 einen VSB-Umsetzer 200 von 1 Abtastwert pro PCM-Symbol in gleichspannungszentriert komplex (der im Folgenden ausführlich in Verbindung mit den 3–7 beschrieben wird), einen digitalen sin x/x-Kompensator, einen digitalen Mehrskalenmodulator 204 (der im Folgenden ausführlich in Verbindung mit den 8–16 beschrieben wird) und einen Vorzeichenlos-Umsetzer 206 (der im Folgenden ausführlich beschrieben wird.
Der Strom von PCM-Signalabtastwerten von der Quelle 100 wird als eine Eingabe an den VSB-Umsetzer 200 angelegt, der 2 VSB-Ausgangsströme in vorzeichenbehafteter reeller (R) und imaginärer (I) komplexer Form ableitet, die als Eingaben an den sin x/x-Kompensator 202 angelegt werden. Die 2 Ausgangsströme vom sin x/x-Kompensator 202 werden immer noch in vorzeichenbehafteter komplexer Form als Eingaben an den digitalen Mehrskalenmodulator 204 angelegt, der einen einzigen Ausgangsstrom in vorzeichenbehafteter R-Form ableitet, der über den Vorzeichenlos-Umsetzer 206 als eine Eingabe an den D/A-Umsetzer 104 weitergeleitet wird (d. h., die durch den Vorzeichenlos-Umsetzer 206 ausgeführte Operation ist, zu dem vorzeichenbehafteten (±) Betragswert jedes Symbols des einzigen Ausgangsstroms den gleichen gegebenen positiven (+) Betragswert zu addieren, wobei der gegebene positive Betragswert ausreicht, um dazu zu führen, dass der Summenbetragswert jedes Symbols des Ausgangsstroms vom Vorzeichenlos-Umsetzer 206 positiv ist, so dass alle als eine Eingabe an den D/A-Umsetzer 104 angelegten Symbolabtastwerte nur positive Werte haben).
Für Veranschaulichungszwecke bei der Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird angenommen, dass (1) jeder Strom von PCM-Symbolabtastwerten, der als eine Eingabe an den VSB-Umsetzer 200 angelegt wird, 4 Bits umfasst, die reelle 3-Bit-Daten (8VSB-Daten) oder reelle 4-Bit-Daten (16VSB-Daten) definieren, die bei einer Abtastfrequenz-Taktrate von 10,76 MHz auftreten; (2) sowohl der VSB-Umsetzer 200 als auch der digitale sin x/x-Kompensator mit einer Abtastfrequenz-Taktrate von 10,76 MHz arbeitet und (3) die Eingangs- und Ausgangs-Abtastfrequenz-Taktraten des digitalen Mehrskalenmodulators 204 10,76 MHz bzw. 86,08 MHz (d. h. 8-mal 10,76 MHz) sind, während die Betriebsabtastfrequenz-Taktrate des digitalen Mehrskalenmodulators 204 außerdem zwischen 10,76 MHz und 86,08 MHz wenigstens eine Subharmonische von 86,08 MHz enthalten kann.
Nunmehr anhand von 3 besitzt der VSB-Umsetzer 200 außer dem oben erwähnten Strom von 4-Bit-PCM-Symbolabtastwerten, der als eine Eingabe an den VSB-Umsetzer 200 angelegt wird, außerdem einen genaueren PCM-Pilot-Gleichspannungswert, der durch b > 4 Bits definiert ist und für die Einstellung einer Pilottonamplitude auf einen gewünschten Pegel verfügbar ist. Dieser PCM-Pilot-Gleichspannungswert mit b > 4 Bits wird als ein Modulationssignal an einen Modulator 300-P angelegt, während jeder 4-Bit-PCM-Symbolabtastwert des Stroms als ein Modulationssignal an einen Modulator 300-S angelegt wird. An die beiden Modulatoren 300-P und 300-S wird als ein gleichspannungszentrierter Träger ein mit der Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz auftretender Dauerstrom 302 einer wiederholten 4-Bit-Folge, die aus den digitalen Vorzeichenwerten {1, –1, –1, 1} zusammengesetzt ist, angelegt. Dieser Dauerstrom 302, der {1, –1, –1, 1, 1, –1, –1, 1, 1 ...} von Abtastwerten ist, kann in der Weise betrachtet werden, dass er die Quadrantwerte jedes aufeinander folgenden Zyklus der Funktion cos(π·n/2) – sin(π·n/2) = 1,414·cos(π·n/2 + π/4) definiert, wobei 1,414 eine rationale Näherung von √2 und n = Symbolindex ist. Somit bilden der modulierte Pilotausgangsstrom 304-P von dem Modulator 300-P und der modulierte Datensignalausgangsstrom 304-S vom Modulator 300-S reelle Signale, die dazu verwendet werden, komplexe Signale in codierter Form zu definieren; d. h., ein solches reelles Signal umfasst eine symbolmodulierte Dauersinusschwingung, die in jedem Quadrant jedes Zyklus davon abgetastet wird, wobei die reelle "cos"-Komponente von null verschiedene Werte mit dem Vorzeichen ± umfasst, die ohne Decodierung die R-Komponente mit einem von null verschiedenen Wert mit dem Vorzeichen ± des entsprechenden komplexen Signals bilden, während die reelle "sin"-Komponente Null-Werte umfasst, die in codierter Form die ±I-Komponente des entsprechenden komplexen Signals mit dem Wert null bilden. Somit sind sowohl der modulierte Pilotausgangsstrom 304-P als auch der modulierte Datensignalausgangsstrom 304-S, die als Eingaben an das gegabelte multiplexierte N-Abgriff-Wurzel-Nyquist-Filter mit endlicher Impulsantwort (N-Abgriff-Wurzel-Nyquist-FIR-Filter) 306 angelegt werden, reelle gleichspannungszentrierte Signale, die nur 1 Abtastwert pro Symbol umfassen. Wie in 3 angegeben ist, leitet das Filter 306 dagegen eine Ausgabe ab, die einen Dauerstrom komplexer gleichspannungszentrierter VSB-Symbolabtastwerte umfasst, in denen sowohl die ±R-Komponente als auch die ±I-Komponente von null verschiedene Werte aufweist.
Insbesondere ist das N-Abgriff-Filter 306 ein einzelnes Filter mit einer ungeraden Anzahl von Abgriffen (z. B. mit 55 Abgriffen). Allerdings ist das N-Abgriff-Filter 306, wie in 4 gezeigt ist, in ein erstes (N + 1)/2-Abgriff-FIR-Unterfilter 308 (d. h. z. B. in ein 28-Abgriff-Unterfilter) mit gewichteten Eingängen, in ein zweites (N – 1)/2-Abgriff-FIR-Unterfilter 310 (d. h. z. B. in ein 27-Abgriff-Unterfilter) mit gewichteten Eingängen und in einen Multiplexer 311 organisiert.
Das erste Unterfilter 308 umfasst alle geradzahligen Abgriffe 0, 2, 4, ... (N – 3) und (N – 1) des N-Abgriff-Filters 306, während das zweite Unterfilter 310 alle ungeradzahligen Abgriffe 1, 3, 5, ... (N – 4) und (N – 2) des N-Abgriff-Filters 306 umfasst. Strukturell enthält das erste Unterfilter 308 (1) jeweilige Multiplizierermittel 312_n-1 , 312_n-3 , ... 312₂ und 312₀ , die jeweils einen geeigneten Wert eines entsprechenden der Koeffizienten a_n–1, a_n–3, ... a₂ und a₀ aufweisen, der als eine Multiplizierereingabe daran angelegt wird, (2) jeweilige 2-Abtastperioden-Verzögerungszwischenspeicher 314_n-1 , 314_n-3 , ... 312₄ und 312₂ zusammen mit einem 1-Abtastperiode-Verzögerungszwischenspeicher 316₁₁ (wobei die Abtastfrequenz 10,76 MHz ist) und (3) Summierglieder 318_n-3 , ... 318₂ und 318₀ . Das zweite Unterfilter 310 enthält strukturell (1) jeweilige Multiplizierermittel 312_n-2 , 312_n-4 , ... und 312₁ , die jeweils den Wert eines entsprechenden der Koeffizienten a_n–2, a_n–4, ... und a₁ haben, der als eine Multiplizierereingabe daran angelegt wird, (2) jeweilige 2-Abtastperioden-Verzögerungszwischenspeicher 314_n-2 , 314_n-4 , ... 314₅ (nicht gezeigt) und 314₃ (nicht gezeigt) zusammen mit 1-Abtastperioden-Verzögerungszwischenspeichern 316₁₂ und 316₂₂ und (3) Summierglieder 318_n-4 , ... 318₁ zusammen mit einem Summierglied 320. Ferner wird der Wert jedes nacheinander auftretenden Symbolabtastwerts des gleichspannungszentrierten Datensignal-Ausgangsstroms 304-S gleichzeitig als eine Multiplikandeneingabe sowohl an jedes der Multiplizierermittel 312_n-1 , 312_n-3 , ... 312₂ und 312₀ des ersten Unterfilters 308 als auch an jedes der Multiplizierermittel 312_n-2 , 312_n-4 , ... 312₁ des zweiten Unterfilters 310 angelegt. Außerdem wird der Wert jedes nacheinander auftretenden Abtastwerts des gleichspannungszentrierten Pilotausgangsstroms 304-P, nachdem er durch die x-Takte-Verzögerung 322 [wobei x = (Mittelabgriffsindex) mod 4 ist] bearbeitet worden ist, als eine Summandeneingabe an das Summierglied 320 angelegt.
Offensichtlich sind das Filter 306 und jedes seiner Komponentenunterfilter 308 und 310 reelle (d. h. nicht komplexe) Filter. Dennoch arbeitet die Kombination des Unterfilters 308, des Unterfilters 310 und des Multiplexers 311 so zusammen, dass vom Filter 306 eine komplexe Ausgabe geliefert wird. Erstens führt der Betrieb jedes der Unterfilter 308 und 310 an seinem Ausgang zu dem abgetasteten Datenstrom, der in jeder aufeinander folgenden 4-Abtastwert-Folge sowohl vorzeichenbehaftete R- als auch vorzeichenbehaftete I-Abtastwerte enthält. Zweitens hat ein Datenausgangsstrom 324 vom Unterfilter 308 eine Gesamtverzögerung erfahren, die eine Taktperiode länger als die Gesamtverzögerung ist, die der Datenausgangsstrom 326 vom Unterfilter 310 erfahren hat. Somit sind die relativen Beziehungen zwischen den ±R- und den ±I-Abtastwerten des Datenausgangsstroms 324 vom Unterfilter 308 in Abhängigkeit von den Perioden der Abtastfrequenz von 10,76 MHz und den ±R- und ±I-Abtastwerten des Datenausgangsstroms 326 vom Unterfilter 310 in Abhängigkeit von den Perioden der Abtastfrequenz von 10,76 MHz wie folgt:
Tabelle 1
Allerdings werden die Datenausgangsströme 324 und 326 von den Unterfiltern 308 und 310, wie in 4 angegeben ist, als Dateneingangsströme an den Multiplexer 311 angelegt, der jede Abtastperiode mit der Abtastfrequenz-Taktrate von 10,76 MHz umschaltet, um (1) den Datenausgangsstrom 324 vom Unterfilter 308 während jeder ungeradzahligen Abtastperiode mit dem ±R-Datenausgangsstrom 328 zu verbinden und während jeder geradzahligen Abtastperiode mit dem ±I-Datenausgangsstrom 330 zu verbinden und (2) den Datenausgangsstrom 326 vom Unterfilter 310 während jeder ungeradzahligen Abtastperiode mit dem ±I-Datenausgang 330 zu verbinden und während jeder geradzahligen Abtastperiode mit dem ±R-Datenausgangsstrom 328 zu verbinden. Somit sind die relativen Beziehungen zwischen den ±R-Abtastwerten des Datenausgangsstroms 330 in Abhängigkeit von den aufeinander folgenden Abtastperioden und den ±I-Abtastwerten der Ausgabe 328 in Abhängigkeit von den aufeinander folgenden Abtastperioden wie folgt:
Tabelle 2
Es wird nun auf die 5, 6 und 7 Bezug genommen. 5 zeigt im Z-Bereich die Beziehung des normierten Betragwerts 1 jedes der aufeinander folgenden Abtastwerte in der Abtastwertausgabe 324 von dem ersten Unterfilter 308 in Abhängigkeit vom Ort dieses Abtastwerts in der Reell-imaginär-Ebene (wobei die verdickte Linie 400 den Ort des Ausgangsabtastwerts 324 während der Abtastperiode 1 aus 1 repräsentiert). 6 zeigt im Z-Bereich die Beziehung des normierten Betragswerts 1 jedes der aufeinander folgenden Abtastwerte in der Abtastwertstromausgabe 326 vom zweiten Unterfilter 310 in Abhängigkeit vom Ort dieses Abtastwerts in der Reell-imaginär-Ebene (wobei die verdickte Linie 400 jetzt den Ort des Ausgangsabtastwerts 326 während der Abtastperiode 1 aus 1 repräsentiert). Durch Vergleich von 6 mit 5 ist offensichtlich, dass 6 eine Drehung um 1/4 Folgezyklus in Uhrzeigerrichtung von 5 repräsentiert. Der Betrieb des Multiplexers 311 summiert effektiv die Abtastwertstromausgabe 324 vom ersten Unterfilter 308 und die Abtastwertstromausgabe 326 vom zweiten Unterfilter 310. 7 zeigt im Z-Bereich die Beziehung des normierten Betragwerts jedes der aufeinander folgenden Abtastwerte in dem Abtastwertstrom dieser Summe (wie durch die Ausgaben 328 und 330 aus Tabelle 2 repräsentiert). Wie in 7 angegeben ist, fällt der normierte Betragswert von 1 in dem ersten 1/4 eines Folgezyklus und in dem vierten 1/4 eines Folgezyklus auf einen normierten Betragswert von 0 in dem zweiten 1/4 eines Folgezyklus und in dem dritten 1/4 eines Folgezyklus. Das Ergebnis ist, dass die obere VSB-Signalenergie erfasst wird, während die untere Seitenbandenergie entfernt wird. Somit bilden die reelle Ausgabe 328 und die imaginäre Ausgabe 330, die in 4 gezeigt sind, die gleichspannungszentrierte komplexe VSB-Ausgabe des in 3 gezeigten Filters 306.
Der oben beschriebene VSB-Umsetzer von 1 Abtastwert pro PCM-Symbol in gleichspannungszentriert mit Pilottonamplitudensteuerung ist erheblich weniger kompliziert und kostspielig in Hardware zu realisieren als der herkömmliche VSB-Umsetzer von 2 Abtastwerten pro PCM-Symbol in gleichspannungszentriert mit Pilottonamplitudensteuerung. Erstens verringert die Notwendigkeit von nur 1 Abtastwert pro PCM-Symbol anstatt von 2 Abtastwerten pro PCM-Symbol die Hardware-Realisierung um 50%. Zweitens verringert die Verwendung der reellen Modulatoren 300-S und 300-P anstatt komplexer Modulatoren die Hardware-Realisierung weiter. Drittens schafft die Verwendung eines einzigen gegabelten reellen n-Abgriff-Filters anstatt der Verwendung von zwei n-Abgriff-Filtern (d. h. von einem komplexen reellen und imaginären n-Abgriff-Filter) eine zusätzliche 50%ige Einsparung an Filter-Hardware. Viertens ermöglicht die Verwendung eines einzigen gegabelten reellen n-Abgriff-Filters ein einzigartiges Pilotamplituden-Steuerverfahren, das eine zusätzliche 35%ige Einsparung an Hardware schafft. Fünftens verringert die Tatsache, dass zum Erzeugen einer komplexen Ausgabe von dem beschriebenen VSB-Umsetzer von 1 Abtastwert pro PCM-Symbol in Gleichspannungszentriert keine komplexe Mathematik erforderlich ist, die Realisierungs-Hardware weiter.
Zurückkehrend zu 2 ist zu sehen, dass sich der digitale sin x/x-Kompensator in der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung zwischen der gleichspannungszentrierten komplexen VSB-Abtastwertstromausgabe vom VSB-Umsetzer 200, die mit einer Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz auftritt, und dem Eingang in den digitalen Mehrskalenmodulator 204 befindet. Dies ist so, da die digitale sin x/x-Kompensation vorzugsweise mit einer niedrigeren Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz als mit einer höheren Abtastfrequenzrate realisiert wird. Die Kompensation mit höheren Abtastfrequenzraten hat die Nachteile allgemein höherer Verlustleistung, eines höheren Stroms und der Erzeugung von mehr elektromagnetischer Störung (EMI). Allerdings kann die digitale sin x/x-Kompensation mit irgendeiner Abtastfrequenzrate in dem System (einschließlich 86,08 MHz) vor irgendeiner tatsächlichen Modulation der komplexen ±R- und ±I-Datenabtastströme an einem Träger im digitalen Mehrskalenmodulator 204 ausgeführt werden. Somit wird der digitale Mehrskalenmodulator 204 ausführlich beschrieben, bevor der sin x/x-Kompensator 202 ausführlich beschrieben wird.
Der digitale Mehrskalenmodulator 204 leitet in Reaktion auf die ±R- und ±I-Ströme mit 1 Abtastwert pro Symbol, die als Eingaben daran angelegt werden, die mit Abtastfrequenzraten von 10,76 MHz auftreten, wahlweise als anwendergesteuerte modulierte Ausgabe (1) einen vorzeichenbehafteten ±R-Strom mit 8 Abtastwerten pro Symbol, der mit einer verhältnismäßig niedrigen Pseudoträgerfrequenz von –23,08 MHz zentriert ist, (2) einen vorzeichenbehafteten R-Strom mit 8 Abtastwerten pro Symbol, der mit einer noch niedrigeren Pseudoträgerfrequenz von –17,08 MHz zentriert ist, oder (3) einen vorzeichenbehafteten ±R-Strom mit 8 Abtastwerten pro Symbol, der mit einer sehr niedrigen Trägerfrequenz von 5,38 MHz zentriert ist, ab, wobei alle diese Ausgangsströme mit einer Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz auftreten. Der digitale –23,08 MHz-Ausgangsstrom führt nach der Umsetzung ins Analoge durch den Vorzeichenlos-Umsetzer 206 und durch den D/A-Umsetzer 104 sowohl zu einem unerwünschten symbolstrommodulierten analogen 23,08 MHz-Signal als auch zu einem erwünschten symbolstrommodulierten analogen 63-MHz-Spiegelsignal (analogen Kanal-3-Spiegelsignal) (d. h. 63 MHz = (86,08 – 23,08) MHz). Ähnlich führt der digitale –17,08 MHz-Ausgangsstrom sowohl zu einem unerwünschten symbolstrommodulierten analogen 17,08 MHz-Signal als auch zu einem erwünschten symbolstrommodulierten analogen 69-MHz-Spiegelsignal (analogen Kanal-4-Spiegelsignal) (d. h. 69 MHz = (86,08 – 17,08) MHz). Der digitale 5,38-MHz-Ausgangsstrom führt direkt zu einem gewünschten symbolstrommodulierten analogen 5,38 MHz-Signal.
Der digitale Mehrskalenmodulator 204 kann entweder in Übereinstimmung mit einem im Folgenden diskutierten in den 8–11 gezeigten ersten bevorzugten Zugang oder mit einem im Folgenden diskutierten in den 12–16 gezeigten zweiten bevorzugten Zugang realisiert werden. Beide Zugänge verwenden die Modulation durch einen komplexen exponentiellen Träger in Form eines Dauerstroms einer wiederholten kurzen Folge, der in bestimmter Hinsicht ähnlich dem Dauerstrom der in 3 gezeigten wiederholten kurzen Folge ist. Insbesondere enthält der Modulator eine Neuabtasteinrichtung zum Neuabtasten des Modulationssignals, gefolgt von einem komplexen Modulator, an den ein exponentieller Träger geliefert wird. Das Neuabtastverhältnis wird so gewählt, dass der exponentielle Träger durch eine wiederholte, verhältnismäßig kurze Folge von Werten realisiert werden kann, die mit der Ausgangsabtastrate auftreten. Die exponentielle Trägerfolge kann durch Interpolation erzeugt werden. Das ideale Interpolationsfilter zum Erzeugen eines Trägers ist durch die Funktion
repräsentiert, die eine unendliche Ausdehnung aufweist, nicht kausal ist und nur von theoretischem Interesse ist. Allerdings ist wegen der Periodizität und wegen der angenommenen unendlichen Ausdehnung eines Dauerstroms einer wiederholten kurzen Folge die Ausgabe irgendeines Filters mit irgendeiner Impulsantwortbreite, das zu einer gegebenen Zeit auf diesen Dauerstrom einer wiederholten kurzen Folge angewendet wird, eine gewichtete Summe der Abtastwerte dieser kurzen Folge. Die Beziehung zwischen bestimmten komplexen exponentiellen Trägern und kurzen Folgen ist in der folgenden Tabelle 3 gezeigt, in der n = Abtastwertindex ist:
Tabelle 3
Falls die Anzahl der Terme in einer Folge 4 oder kleiner ist, werden für alle Wahlen von Interpolationsfunktionen vernachlässigbare Fehler zugezogen. Falls die Anzahl der Terme in einer Folge 6 oder 8 ist, werden für bestimmte Interpolationsfunktionen (die die entweder in dem oben erwähnten ersten oder in dem oben erwähnten zweiten von dem digitalen Mehrskalenmodulator 204 verwendeten Realisierungszugang verwendeten Interpolationsfunktionen enthalten) vernachlässigbare Fehler zugezogen.
Nunmehr anhand von 8 ist ein Beispiel des ersten Realisierungszugangs zur Ableitung des ±R-Stroms mit 8 Abtastwerten pro Symbol, der bei –23,08 MHz zentriert ist (zur Verwendung bei der Erzeugung des Kanal-3-Signals) als die Ausgabe des digitalen Mehrskalenmodulators aus den ±R- und I-Strömen mit 1 Abtastwert pro Symbol, die als Eingaben daran von dem sin x/x-Kompensator 202 angelegt worden, gezeigt. Der Abtastratenumsetzer 500 abwärtsabtastet effektiv die ±R- und ±I-Datenströme mit 10,76-MHz durch Berechnen des interpolierten Werts, den jeder 10,76-MHz-Abtastwert hätte, falls die Datenströme mit 6,24 MHz abgetastet worden wären, auf 6,24 MHz. Genauer umfassen diese interpolierten Werte den Verhältnisfaktor 10,76/6,24, der äquivalent zu 269/156 ist (d. h. eine Zeichenkette von 269 Abtastperioden mit einer Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz hat die äquivalente Zeitdauer wie eine Zeichenkette von nur 156 Abtastperioden mit der Abtastfrequenzrate von 6,24 MHz). Allerdings bleibt in der bevorzugten Ausführungsform die tatsächliche Abtastfrequenzrate der ±R- und ±I-Ströme an dem Ausgang vom Abtastratenumsetzer 500 (die als eine Dateneingabe an den komplexen ersten Modulator 502 angelegt werden) weiter auf 10,76 MHz.
In Übereinstimmung mit der obigen Diskussion bildet die Trägereingabe e^–jnπ/2 in den ersten Modulator 502 einen Dauerstrom der wiederholten 4-Abtastwert-Folge 1, –j, –1, j mit einer Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz. Der Modulator 502 multipliziert unabhängig jeden der Abtastwerte der R- und I-Ströme an dem Dateneingang in den Modulator 502 mit den entsprechenden Abtastwerten des Dauerstroms in den Trägereingang zum Modulator 502, um zwei Produktströme zu liefern, von denen jeder sowohl R- als auch I-Abtastwerte enthält. Allerdings enthält der Modulator 502 einen Multiplexer, dessen Betrieb ähnlich dem des oben beschriebenen Multiplexers 311 ist, um alle R-Produktabtastwerte beider Produktströme auf einen R-Ausgangsstrom vom Modulator 502 zu verteilen und um alle I-Produktabtastwerte beider Produktströme auf einen I-Ausgangsstrom vom Modulator 502 zu verteilen (wobei sowohl der R- als auch der I-Ausgangsstrom vom ersten Modulator 502 einen –6,24/4 = –1,56 MHz-Strom angibt, der mit einer Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz abgetastet worden ist).
Die R- und I-Ausgangsströme vom ersten Modulator 502 werden als Eingaben an den Abtastratenumsetzer 504 angelegt, der einen Takt von 86,08 MHz und eine Interpolation nutzt, um sowohl den 1 Abtastwert pro Symbol mit der Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz in 8 Abtastwerte pro Symbol mit einer Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz umzusetzen, als auch, um die bezeichneten zuerst modulierten Ströme mit 6,24 MHz durch Berechnen des interpolierten Werts, den jeder tatsächliche Abtastwert von 86,08 MHz haben würde, falls die bezeichnenden zuerst modulierten Ströme mit 6,24 MHz mit 86,08 MHz abgetastet worden wären, auf 86,08 MHz effektiv aufwärtsabzutasten. Genauer umfassen diese interpolierten Werte den Faktor 6,24/86,08, der äquivalent zu 39/538 ist (d. h., eine Zeichenkette von nur 39 Abtastperioden mit einer bezeichneten Abtastfrequenzrate von 6,24 MHz besitzt eine äquivalente Zeitdauer wie eine Zeichenkette mit 538 Abtastperioden mit einer Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz). Somit ist die Abtastfrequenzrate der R- und I-Ströme am Ausgang vom Abtastwertratenumsetzer 504 (die als eine Dateneingabe an den komplexen zweiten Modulator 506 angelegt werden) jetzt 86,08 MHz.
In Übereinstimmung mit der obigen Diskussion bildet die Trägereingabe e^–jnπ/2, die an den zweiten Modulator 506 angelegt wird, einen Dauerstrom der wiederholten 4-Abtastwert-Folge 1, –j, –1, j mit einer Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz. Der Modulator 506 multipliziert unabhängig jeden der Abtastwerte der R- und I-Ströme an dem Dateneingang in den Modulator 506 mit den entsprechenden Abtastwerten des Dauerstroms an dem Trägereingang in den Modulator 506, um zwei Produktströme zu liefern, von denen jeder sowohl R- als I-Abtastwerte 502 enthält (wobei sowohl der R- als auch der I-Ausgangsstrom vom ersten Modulator 502 einen Strom mit –6,24/4 = –1,56 MHz angibt, der mit einer Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz abgetastet worden ist). Allerdings enthält der Modulator 506 einen Multiplexer, dessen Betrieb ähnlich dem des oben beschriebenen Multiplexers 311 ist, um alle R-Produktabtastwerte beider Produktströme auf einen R-Ausgangsstrom vom Modulator 506 zu verteilen und um alle I-Produktabtastwerte beider Produktströme auf den "Abfall" zu verteilen, so dass (wie durch den Block 508 in 8 angegeben ist) nur der R-Ausgangsstrom vom Modulator 506 als eine Eingabe in den D/A-Umsetzer 104 weitergeleitet wird.
Da der Ausgangsstrom von dem ersten Modulator 502 wegen der Wirkung jeder aufeinander folgenden 4-Abtastwert-Folge des darein eingegebenen Trägers e^–jnπ/2 eine symbolmodulierte Komponente enthält, die bei einer angegebenen Frequenz von –6,24/4 = –1,56 MHz zentriert ist, leitet der zweite Modulator 506, der mit dem ersten Modulator 502 hintereinander geschaltet ist und diese zentrierte symbolmodulierte Komponente mit –1,56 MHz als eine Eingabe empfängt, einen R-Ausgangsstrom ab, der symbolmodulierte Komponenten enthält, die bei –1,56 MHz, bei –86,08/4 = –21,52 MHz und bei der resultierenden Intermodulationsfrequenz von –1,56 + (–21,52) = –23,08 MHz zentriert sind. Es ist diese symbolmodulierte Komponente mit –23,08 MHz des R-Ausgangsstroms vom digitalen Mehrskalenmodulator 204, die ihr Spiegelbild mit 63 MHz (Kanal 3) in der Analogsignalausgabe vom D/A-Umsetzer 104 zur Folge hat.
Es wird angemerkt, dass, obgleich weder der Verhältnisfaktor 269/156, der vom Abtastratenumsetzer 500 genutzt wird, noch der Verhältnisfaktor 39/538, der vom Abtastratenumsetzer 504 genutzt wird, eine ganze Zahl ist, das hintereinander geschaltete Produkt 269/156·39/538 = 8 dieser Verhältnisfaktoren ein ganze Zahl ist, deren Wert gerade gleich dem Verhältnis der Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz des Ausgangsstroms mit 8 Abtastwerten pro Symbol vom Abtastratenumsetzer 504 zu der Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz des Eingangsstroms mit 1 Abtastwert pro Symbol in den Abtastratenumsetzer 500 ist. Somit beeinflusst die Tatsache, dass es keinen Takt von 6,24 MHz zur Verwendung mit dem Abtastratenumsetzer 500 gibt, nicht die Genauigkeit der interpolierten Symbolwerte des Ausgangsstroms mit 8 Abtastwerten pro Symbol entweder vom Abtastratenumsetzer 504 oder vom zweiten Modulator 506.
Nunmehr anhand von 9 ist eine Art des ersten Realisierungszugangs zum Ableiten des R-Stroms mit 8 Abtastwerten pro Symbol, der bei –17,08 MHz zentriert ist (zur Verwendung bei der Erzeugung des Kanal-4-Signals) als Ausgabe des digitalen Mehrskalenmodulators aus den R- und I-Strömen mit 1 Abtastwert pro Symbol, die von dem sin x/x-Kompensator 202 als Eingaben darein eingegeben werden, gezeigt. Erstens unterscheidet sich der Abtastratenumsetzer 600a vom oben beschriebenen Abtastratenumsetzer 500 dahingehend, dass die R- und I-Ströme mit 10,76 MHz effektiv auf 17,76 MHz aufwärtsabgetastet werden. Das heißt, es werden interpolierte Abtastwerte berechnet, die aufgetreten wären, falls das durch das abgetastete Signal mit 10,76 MHz repräsentierte Signal tatsächlich mit 17,76 MHz abgetastet worden wäre. Genauer umfassen diese interpolierten Werte den Verhältnisfaktor 17,76/10,76, der äquivalent 444/269 ist (d. h., eine Zeichenkette mit 444 Abtastperioden mit einer Abtastfrequenzrate von 17,76 MHz besitzt eine äquivalente Zeitdauer wie eine Zeichenkette mit nur 269 Abtastperioden mit einer Abtastfrequenzrate von 17,76 MHz). Zweitens ist die Trägereingabe in den ersten Modulator 602a nicht die Trägereingabe von e^–jnπ/2 in den oben beschriebenen ersten Modulator 502, sondern e^jnπ/2, was einen Dauerstrom der wiederholten 4-Abtastwert-Folge 1, j, –1, –j bildet. Drittens unterscheidet sich der Abtastratenumsetzer 604a vom oben beschriebenen Abtastratenumsetzer 504 dahingehend, dass die R- und I-Ströme mit 17,76 MHz durch Berechnen des interpolierten Werts, den jeder 17,76-MHz-Abtastwert hätte, falls die Ströme mit 86,08 MHz abgetastet würden, effektiv auf 86,08 MHz aufwärtsabgetastet werden. Genauer umfassen diese interpolierten Werte den Verhältnisfaktor 86,08/17,76, der äquivalent 269/111 ist (d. h. eine Zeichenkette mit 269 Abtastperioden mit einer angegebenen Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz besitzt eine äquivalente Zeitdauer wie eine Zeichenkette von 111 Abtastperioden mit einer Abtastfrequenzrate von 17,76 MHz). In anderer Hinsicht sind die Operationen der Elemente 600a, 602a, 604a, 606a und 608a aus 9 ähnlich denen der oben beschriebenen entsprechenden Elemente 500, 502, 504, 506 und 508 aus 8.
Da der Ausgangsstrom vom ersten Modulator 602a eine symbolmodulierte Komponente enthält, die wegen der Wirkung jeder aufeinander folgenden 4-Abtastwert-Folge des darein eingegebenen Trägers e^jnπ/2 bei einer angegebenen Frequenz von 17,76/4 = 4,44 MHz zentriert ist, leitet der zweite Modulator 606a, der mit dem ersten Modulator 602a hintereinander geschaltet ist und diese bei 4,44 MHz zentrierte symbolmodulierte Komponente als eine Eingabe empfängt, einen R-Ausgangsstrom ab, der symbolmodulierte Komponenten enthält, die bei 4,44 MHz, bei –86,08/4 = –21,52 MHz und bei der resultierenden gewünschten Intermodulationsfrequenz von 4,44 + (–21,52) = –17,08 MHz zentriert sind. Es ist diese symbolmodulierte –17,08-MHz-Komponente des R-Ausgangsstroms vom digitalen Mehrskalenmodulator 204, die ihr 69-MHz-Spiegelbild (Kanal-4-Spiegelbild) in der analogen Signalausgabe vom D/A-Umsetzer 104 zur Folge hat.
Ein Nachteil der Hardware-Realisierung der in 9 gezeigten Art ist, dass der Abtastratenumsetzer 600a wegen des kleinen Prozentsatzes an Nyquist, für den er transparent ist, verhältnismäßig hochwertig sein muss. Dagegen ist diese Notwendigkeit in der in 10 gezeigten alternativen Art dadurch gelockert, dass der Abtastratenumsetzer 600a durch den Abtastratenumsetzer 600b ersetzt ist, der bei der Aufwärtsabtastung von 10,76 MHz auf 35,52 MHz effektiv ist, wodurch ermöglicht wird, dass der Abtastratenumsetzer 604a durch einen Abtastratenumsetzer 604b ersetzt wird, der bei der Aufwärtsabtastung von 35,52 MHz auf 86,08 MHz effektiv ist. Allerdings ist es im Fall von 10 notwendig, eine Trägereingabe e^jnπ/4 in den Abtastratenumsetzer 604b zu nutzen (wobei e^jnπ/4 die wiederholte 8-Abtastwert-Dauerfolge 1, 0,707 + (±j·0,707), – (±j) , –0,707 + (±j·0,707), –1, –0,707 – (±j·0,707), – (±j), 0,707 – (±j·0,707) mit einer Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz bildet), damit der zweite Modulator 606b einen R-Ausgangsstrom ableitet, der symbolmodulierte Komponenten enthält, die bei 4,44 MHz, bei –86,08/4 = –21,52 MHz und bei der resultierenden gewünschten Intermodulationsfrequenz von 4,44 + (–21,52) = –17,08 MHz der symbolmodulierten Komponente des R-Ausgangsstroms vom digitalen Mehrskalenmodulator 204 zentriert sind, die sein 69- MHz-Spiegelbild (Kanal-4-Spiegelbild) in der Analogsignalausgabe vom D/A-Umsetzer 104 zur Folge haben.
Die Neuabtasteinrichtungen wie etwa die Elemente 600a oder 600b brauchen in der vorstehenden Vorrichtung nicht tatsächlich Abtastwerte mit der Neuabtastrate (z. B. 17,76 MHz) zu liefern. Notwendig ist, dass eine Anzahl von Abtastwerten erzeugt werden, die auftreten würden, falls mit dieser Rate neu abgetastet würde. Daraufhin wird die erhöhte Anzahl von Abtastwerten nacheinander mit der exponentiellen Trägerfrequenz moduliert. Diese Modulation wird dadurch ausgeführt, dass die wiederholte Trägerfolge in der Weise angewendet wird, dass aufeinander folgende Abtastwerte durch aufeinander folgende Folgenwerte moduliert werden. Dies alles kann in der verfügbaren Zeit ausgeführt werden, da ein Takt von 86,08 MHz verfügbar ist, der die Interpolation von Abtastwerten bewirkt, um z. B. die aufwärtsabgetasteten Werte zu erzeugen, die im Speicher gespeichert und daraufhin zur Modulation mit einer beliebigen Abtastrate gelesen werden können. Somit kann die Interpolation z. B. der Neuabtasteinrichtungen 604a oder 604b ebenfalls mit einer beliebigen Abtastrate ausgeführt werden, solange die erforderliche Anzahl von Abtastwerten (pro Eingangsabtastwert) in Intervallen erzeugt werden, die den Eingangsabtastperioden entsprechen (um Echtzeitbetrieb zu realisieren). Allerdings müssen die durch die Ausgangsmodulatoren (z. B. 606a oder 606b) gelieferten modulierten Werte mit einer vorgegebenen Rate (in diesem Beispiel 86,08 MHz) auftreten, um die gewünschten modulierten Trägerfrequenzen zu erzeugen.
Nunmehr anhand von 11 ist der erste Realisierungszugang zur Ableitung des bei einer 5,38-MHz-ZF zentrierten R-Stroms mit 8 Abtastwerten pro Symbol (zur Verwendung bei der Erzeugung des Basisbandsignals) gezeigt. Die R- und I-Ströme mit 1 Abtastwert pro Symbol vom sin x/x-Kompensator 202 werden an den Abtastratenumsetzer 700 angelegt. Der Abtastratenumsetzer 700 aufwärtsabtastet die R- und I-Ströme mit 10,76 MHz auf 21,52 MHz. Da das Verhältnis von 21,52 MHz genau das Doppelte von 10,76 MHz ist, kann diese Umsetzung herkömmlich unter Verwendung eines Abtastratentakts von 21,52 MHz für den Abtastratenumsetzer 700 und Einsetzen eines Abtastwerts mit dem Wert null zwischen jedes Paar aufeinander folgender Abtastwerte der R- und I-Ströme mit 10,76 MHz und daraufhin Ersetzen des Durchschnitts der Abtastwerte dieses Paars für seinen Wert null ausgeführt werden.
Die Trägereingabe e^jnπ/2 in den Modulator 702 bildet einen Dauerstrom der wiederholten 4-Abtastwert-Folge 1, j, –1, –j mit einer Abtastfrequenzrate von 21,52 MHz. Der Modulator 702 multipliziert unabhängig jeden der Abtastwerte der R- und I-Ströme in den Dateneingang in den Modulator 502 mit den entsprechenden Abtastwerten des Dauerstroms in den Trägereingang zum Modulator 702, um zwei Produktströme zu liefern, von denen jeder sowohl R- als auch I-Abtastwerte enthält. Dagegen enthält der Modulator 702 einen Multiplexer, dessen Betrieb ähnlich dem des oben beschriebenen Multiplexers 311 ist, um alle R-Produktabtastwerte der beiden Produktströme auf einen R-Ausgangsstrom vom Modulator 702 zu verteilen und um alle I-Produktabtastwerte beider Produktströme auf einen I-Ausgangsstrom vom Modulator 702 zu verteilen (wobei sowohl der R- als auch der I-Ausgangsstrom vom ersten Modulator 702 ein 5,38-MHz-Strom ist, der mit einer Abtastfrequenzrate von 21,52 abgetastet wird).
Der Abtastratenumsetzer 704 ist erforderlich, um die R- und I-Ausgangsdatenströme mit einer Abtastrate von 21,52 MHz von dem ersten Modulator zu 702 auf R- und I-Ausgangsdatenströme mit einer Abtastrate von 86,08 MHz von dem Abtastratenumsetzer 704 aufwärtsabzutasten. Diese Umsetzung kann herkömmlich unter Verwendung eines Abtastratentakts von 86,08 MHz für den Abtastratenumsetzer 704 und Einfügen von 3 Abtastwerten mit dem Wert null zwischen jedem Paar aufeinander folgender Abtastwerte der R- und I-Ströme mit 21,52 MHz und daraufhin Ersetzen eines geeigneten interpolierten Abtastwerts für jeden dieser 3 Nullwerte dieses Paars ausgeführt werden. Dies führt zu einer symbolmodulierten Datenkomponente des R-Ausgangsstroms von dem digitalen Mehrskalenmodulator 204 mit einer Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz, die zu dem gewünschten 5,38-MHz-ZF-Basisband in der Analogsignalausgabe vom D/A-Umsetzer 104 führt.
In dem vom digitalen Mehrskalenmodulator 204 genutzten ersten Zugang unterscheidet sich die in 11 gezeigte Realisierung, die nur einen einzigen komplexen Modulator erfordert, von den jeweiligen in den 8, 9 und 10 gezeigten Realisierungen, von denen jede zwei hintereinander geschaltete komplexe Modulatoren erfordert. Allerdings umfasst in allen diesen Realisierungen des ersten Zugangs jeder der komplexen R- und I-Eingangsströme von den komplexen Modulatoren 502, 602a, 602b und 702, die z. B. als Eingaben an den Abtastratenumsetzer 504, 604a, 604b und 704 angelegt werden (die als 1 Abtastwert pro Symbol in 8 Abtastwerte pro Symbol umsetzen), Abtastwerte einer oder mehrerer komplexer Trägerfrequenzen, die bereits durch Datensymbolwerte moduliert worden sind.
In dem zweiten Zugang, der von dem in 12 gezeigten digitalen Mehrskalenmodulator 204 genutzt wird, werden die komplexen ±R- und ±I-Eingangsströme vom sin x/x-Kompensator 202 als Eingaben an einen Umsetzer 800 von 1 Abtastwert pro Symbol in 8 Abtastwerte pro Symbol, der mit einer Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz arbeitet, angelegt und werden dessen noch unmodulierte datensymbolwertige komplexe ±R- und ±I-Ausgangsströme als die modulierenden Eingaben an den komplexen Modulator 802 angelegt. Der Generator 804 für komplexen Träger, der mit einer Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz arbeitet, leitet komplexe ±R- und ±I-Trägerausgangsströme ab, die wahlweise die Abtastwerte eines –23,08 MHz-Pseudoträgers mit konstantem Betrag (der durch das komplexe Produkt der Frequenzen –21,52 und –1,56 MHz mit konstantem Betrag erzeugt wird) für den Kanal 3, die Abtastwerte eines –17,08-MHz-Pseudoträgers mit konstantem Betrag (der durch das komplexe Produkt der Frequenzen –21,52 und 4,44 MHz mit konstantem Betrag erzeugt wird) für den Kanal 4 oder die Abtastwerte mit einem konstanten Betrag mit 5,38 MHz für das Basisband definieren. Die komplexen ±R- und ±I-Trägerausgangsströme vom Generator 804 für komplexen Träger werden als Trägereingaben an den komplexen Modulator 802 angelegt. Die modulierten datensymbolwertigen komplexen ±R- und ±I-Ausgangsströme vom Generator 804 für komplexen Träger, die mit der Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz auftreten, werden als Eingaben an den Block 806 angelegt, der nur den ±R-Ausgangsstrom an den Vorzeichenlos-Umsetzer 206 weiterleitet.
Eine erste strukturelle Ausführungsform des Komplex-Generators 804 umfasst den in 15 gezeigten Generator für abgetastete komplexe Frequenz zusammen mit dem in 13 gezeigten Phasensteuermittel, das 5 Dauerströme von Phasensteuerwerten erzeugt, die dem Generator für abgetastete komplexe Frequenz aus 15 als Eingaben zugeführt werden. Wie in 13 gezeigt ist, umfassen diese 5 Dauerströme (1) die Dauerströme μ und 18μ, die Phasensteuerwerte definieren, die in 15 für die Erzeugung der Phasenwerte der ±R- und ±I-Dauerströme mit einer gewünschten abgetasteten Sinusfrequenz F_o (d. h. 1,56 MHz für Kanal 3 oder 4,44 MHz für Kanal 4), die bei einer gegebenen Abtastfrequenz F_s (d. h. 86,08 MHz) auftreten, benötigt werden, und (2) die Dauer-Rechteck-Zeitgebungssignalformen P_LSB, P_MSB und P_MDSB, die ebenfalls von dem Generator für abgetastete komplexe Frequenzen aus 15 benötigt werden.
Anhand von 13 wird ein konstanter Wert J (wobei J = 39 für Kanal 3 ist und wobei J = 111 für Kanal 4 ist) als ein erster Summand an das erste Summierglied 900 angelegt. Jeder aufeinander folgende Wert eines Summenausgangsstroms vom ersten Summierglied 900 wird, nachdem er durch einen Zwischenspeicher 902 um 1 Abtastperiode der gegebenen Abtastfrequenz F_s (d. h. 86,08 MHz) verzögert worden ist, als eine Eingabe an das binäre Modulo-K = 538-Logikmittel 904 angelegt. Jeder Wert des Ausgangsstroms vom Logikmittel 904 wird sowohl als ein zweiter Summand an das erste Summierglied 900 als auch als ein erster Summand an das zweite Summierglied 906 angelegt. Jedes Mal, wenn der Eingangswert in das binäre Modulo-K-Logikmittel 904 zwischen 1 und K – 1 liegt (wobei K – 1 = 537 ist), ist der Ausgangswert davon gleich diesem Eingangswert, während jedes Mal, wenn der Eingangswert darein höher als K – 1 ist (z. B. K ≥ 538 ist), der Ausgangswert davon gleich dem Eingangswert minus K (z. B. K = 538) ist. Somit wirkt die Kombination aus J, dem ersten Summierglied 900, dem Zwischenspeicher 902 und dem binären Modulo-K-Logikmittel 904 zusammen, um vom Mittel 904 einen Ausgangswert abzuleiten, der sich in jeder Abtastperiode um den positiven Wert von J erhöht, bis der positive akkumulierte Wert höher als der positive Wert K ist, wobei zu diesem Zeitpunkt der positive Wert K von diesem akkumulierten Wert subtrahiert wird. Als ein zweiter Summand wird an das zweite Summierglied 906 –K/2 (z. B. –K/2 = –269) angelegt. Somit sind die jeweiligen Summenwerte des Ausgangsstroms vom zweiten Summierglied 906, die in einem Bereich von –269 bis +268 liegen und den μ-Phasensteuerungs-Eingangsstrom in den in 15 gezeigten Generator für abgetastete komplexe Frequenz bilden, (anstatt dass sie alle positive Werte haben) um einen Wert 0 zentriert. Nachdem die jeweiligen Werte dieses μ-Phasensteuerungs-Eingangsstroms in den Block 908 mit 18 multipliziert worden sind, bilden sie einen Ausgangsstrom, der den 18μ-Phasensteuerungs-Eingangsstrom in den in 15 gezeigten Generator für abgetastete komplexe Frequenz bildet.
Die binäre Modulo-K-Logik 904 legt jedes Mal, wenn sie von ihrem akkumulierten Wert einen positiven K-Wert subtrahiert, einen Zurücksetztakt als eine Eingabe an den binären 2-Bit-Zähler 910 und an das Verzögerungsflipflop 912 an. Die jeweiligen binären Zustände des Ausgangsstroms des niedrigstwertigen Bits P_LSB und des Ausgangsstroms des höchstwertigen Bits P_MSB von dem Zähler 910 werden als Zeitsteuerungs-Eingangsströme an den in 15 gezeigten Generator für abgetastete komplexe Frequenz angelegt. Außerdem wird der P_MSB-Ausgangsstrom von dem Zähler 910 als ein Eingangsstrom an das Verzögerungsflipflop 912 angelegt und wird der Ausgangsstrom von dem Verzögerungsflipflop 912 an den ersten Eingang des EXKLUSIV-ODER-Gatters 914 angelegt. An den zweiten Eingang des EXKLUSIV-ODER-Gatters 914 wird ein ausgewählter Exponentenvorzeichenwert angelegt, der dem gewünschten Phasenvorzeichen des ±R-Ausgangsstroms von dem in 15 gezeigten Generator für abgetastete komplexe Frequenz relativ zu dem Phasenvorzeichen des ±I-Ausgangsstroms davon entspricht. Der Ausgangsstrom von dem EXKLUSIV-ODER-Gatter 914 bildet den P_DMSB-Zeitsteuerungs-Eingangsstrom in den in 15 gezeigten Generator für abgetastete komplexe Frequenz.
Wie nun in 15 gezeigt ist, wird die P_DMSB-Zeitsteuerungseingabe an eine Kette von neun 1-Abtastperiode-Verzögerungszwischenspeichern (z. B. 86,08 MHz-Periode-Verzögerungszwischenspeichern) 1000-1 bis 1000-9 angelegt, wird die P_LSB-Zeitsteuerungseingabe an eine Kette von sechs 1-Abtastperiode-Verzögerungszwischenspeichern 1001-1 bis 1001-6 angelegt, wird die P_MSB-Zeitsteuerungseingabe an eine Kette von neun 1-Abtastperiode-Verzögerungszwischenspeichern 1002-1 bis 1002-9 angelegt, wird die μ-Phasensteuerungseingabe an eine Kette von sieben 1-Abtastperiode-Verzögerungszwischenspeichern 1003-1 bis 1003-7 angelegt und wird die 18μ-Phasensteuerungseingabe an eine R-Kette angelegt, die zehn 1-Abtastperiode-Verzögerungszwischenspeicher 1004-1 bis 1004-7 umfasst.
Auf jeden der Verzögerungszwischenspeicher 1004-1, 1004-3, 1004-6 und 1004-9 der R-Kette folgt unmittelbar eine entsprechende eine der Vorzeichenschaltungen (S-Schaltungen) 1005-1, 1005-3, 1005-6 und 1005-9. Der Vorzeichenwert jeder der Vorzeichenschaltungen 1005-1 und 1005-6 wird in Übereinstimmung mit dem binären Wert der Ausgabe vom entsprechenden einen der Verzögerungszwischenspeicher 1001-1 und 1001-6 bestimmt. Wegen der Anwesenheit des Inverters 1006-3 wird der Vorzeichenwert der Vorzeichenschaltungen 1005-3 in Übereinstimmung mit dem Negativen des binären Werts der Ausgabe vom Verzögerungszwischenspeicher 1001-3 bestimmt. Der Vorzeichenwert der Vorzeichenschaltungen 1005-9 wird in Übereinstimmung mit dem binären Wert der Ausgabe vom Verzögerungszwischenspeicher 1000-9 bestimmt.
Auf jeden der Verzögerungszwischenspeicher 1004-2, 1004-5 und 1004-8 der R-Kette folgt unmittelbar ein entsprechendes eines der Summierglieder 1007-2, 1007-5 und 1007-8. Durch das Summierglied 1007-2 wird zu dem Ausgangswert vom Verzögerungszwischenspeicher 1004-2 der Wert 31 addiert; durch das Summierglied 1007-5 wird zu dem Ausgangswert vom Verzögerungszwischenspeicher 1004-5 der Wert 41 addiert und durch das Summierglied 1007-8 wird zu dem Ausgangswert vom Verzögerungszwischenspeicher 1004-8 der Wert 26 addiert.
Auf jeden der Verzögerungszwischenspeicher 1004-4 und 1004-7 der R-Kette folgt unmittelbar ein entsprechender einer der Multiplizierer 1008-4 und 1008-7. Der Multiplizierer 1008-4, der den R-Anteil einer ersten komplexen Modulationsexponentialfunktion ausführt, multipliziert den Ausgangswert vom Verzögerungszwischenspeicher 1004-4 mit dem Ausgangswert vom Verzögerungszwischenspeicher 1003-4 und der Multiplizierer 1008-7, der den R-Anteil einer zweiten komplexen Modulationsexponentialfunktion ausführt, multipliziert den Ausgangswert vom Verzögerungszwischenspeicher 1004-7 mit dem Ausgangswert vom Verzögerungszwischenspeicher 1003-7. Der Strom der Ausgangswerte vom Zwischenspeicher 1004-10 aus 15 bildet den ±R-Ausgangsstrom vom Generator 802 für komplexen Träger. Der Fachmann auf dem Gebiet des digitalen Schaltungsentwurfs erkennt, dass die Signalausgabe vom Summierglied 1007-8 durch eine Polynomfunktion der Form ∓αμ³ ∓ βμ² ± κμ + ρ beschrieben wird. In der beispielhaften Schaltung aus 15 sind die Werte von α, β, κ und ρ in dieser Reihenfolge 18, 31, 41 und 26. Die letzte Vorzeichenschaltung 1005-9 in der Verarbeitungskette multipliziert effektiv die erzeugten Werte mit einer sich wiederholenden Folge von Werten, die die Polarität des resultierenden Signals bestimmt.
Der ±I-Ausgangsstrom vom Generator 802 für komplexen Träger wird in 15 durch Anlegen des Ausgangsstroms 18μ vom Verzögerungszwischenspeicher 1004-1 (d. h. des 18μ-Eingangsstroms in 15, der um 1 Abtastperiode verzögert worden ist) an eine I-Kette abgeleitet, die, abgesehen vom Fehlen eines Verzögerungszwischenspeichers, der dem Verzögerungszwischenspeicher 1004-1 entspricht, der oben erwähnten R-Kette entspricht. Genauer umfasst die I-Kette die Verzögerungszwischenspeicher 1009-2 und 1009-10, die Vorzeichenschaltungen 1010-1, 1010-3, 1010-6 und 1010-9, die Summierglieder 1011-2, 1011-5 und 1011-8 und die Multiplizierer 1012-4 und 1012-7.
Wegen der Anwesenheit der Inverter 1006-1 und 1006-6 wird der Vorzeichenwert jeder der Vorzeichenschaltungen 1010-1 und 1010-6 in Übereinstimmung mit dem Negativen des binären Werts der Ausgabe vom entsprechenden einen der Verzögerungszwischenspeicher 1001-1 und 1001-6 bestimmt. Der Vorzeichenwert der Vorzeichenschaltungen 1010-3 wird in Übereinstimmung mit dem binären Wert der Ausgabe vom Verzögerungszwischenspeicher 1001-3 bestimmt. Der Vorzeichenwert der Vorzeichenschaltungen 1010-9 wird in Übereinstimmung mit dem binären Wert der Ausgabe vom Verzögerungszwischenspeicher 1002-9 bestimmt.
Die Summierglieder 1011-2, 1011-5 und 1011-8 der I-Kette führen die gleiche Funktion wie die Summierglieder 1007-2, 1007-5 und 1007-8 der R-Kette aus, und die Multiplizierer 1012-4 und 1012-7 der I-Kette führen den I-Anteil der ersten und der zweiten Modulationsexponentialfunktion ähnlich aus, wie die erste und die zweite Modulationsexponentialfunktion für die R-Kette durch den Multiplizierer 1008-4 und 1008-7 ausgeführt werden. Die Ausgabe des Summierglieds 1011-8 kann durch die Polynomfunktion ±18μ³ ± 31μ² ∓ 41μ + 26 beschrieben werden. Die Vorzeichenschaltung 1010-9 bestimmt die Polarität des ±I-Ausgangssignals.
Im Betrieb des in 15 gezeigten Generators für abgetastete komplexe Frequenz ist der Typ der Signalform, die durch die abgetasteten ±R- und ±I-Ausgangsströme von diesem Generator für abgetastete komplexe Frequenz erzeugt wird, durch den Wert, mit dem μ multipliziert wird, und durch die jeweiligen Werte der Summanden, die an die Summierglieder der R- und I-Kette angelegt werden, bestimmt. In dem vorliegenden Fall sind die jeweiligen Werte 18, mit denen μ multipliziert wird, und 31, 41 und 26, die die Summanden sind, die an die Summierglieder der R- und I-Kette angelegt werden, 4-Abgriff-Interpolationswerte minimaler Alias-Energie, die eine komplexe Sinussignalform für die abgetasteten ±R- und ±I-Ausgangsströme von diesem Generator für abgetastete komplexe Frequenz definieren. Dagegen ist der erzeugte gewünschte Frequenzwert F_o mit einer Abtastfrequenz F_s dieser abgetasteten ±R- und ±I-Ausgangsströme (da die Frequenz gleich der zeitlichen Änderungsrate der Phase ist) durch die aufeinander folgenden abgetasteten Phasenwerte der an 15 angelegten μ- und 18μ-Eingangsströme bestimmt. Genauer ist das Verhältnis 4F_o/F_s gleich dem ganzzahligen Verhältnis von J/K in 13, solange F_o/F_s ≤ 1/4 ist. Somit werden die geeigneten gewünschten Frequenzen –1,56 MHz und –21,52 MHz zum Ableiten eines –23,08-MHz-Pseudoträgers mit einer Abtastfrequenz von 86,08 MHz für Kanal 3 durch einen Wert von 39 für J und durch einen Wert von 538 für K erzeugt. Ähnlich werden die geeigneten gewünschten Frequenzen von 4,44 MHz und –21,52 MHz zum Ableiten eines –17,08-MHz-Pseudoträgers mit einer Abtastfrequenz von 86,08 MHz für Kanal 4 durch einen Wert von 111 für J und durch einen Wert von 538 für K erzeugt. Ferner wird ein gewünschter 5,38-MHz-Basisbandträger F_o für F_s = 86,08 MHz durch Nutzung eines ganzzahligen Werts von 269 für J und eines ganzzahligen Werts von 1076 für K abgeleitet, wodurch J/K = 1/4 geliefert wird.
In einigen Fällen kann die Realisierungs-Hardware dadurch minimiert werden, dass zwischen das zweite Summierglied 906 und den ×18-Block 908 ein in 14 gezeigter Neuskalierer 916 eingefügt wird. Zum Beispiel könnte es in Hardware, die wahlweise den 5,38-MHz-Basisbandträger, den geeigneten Träger für den Kanal 3 oder den geeigneten Träger für den Kanal 4 ableiten kann (in der für J wahlweise der Wert 39, 111 oder 269 genutzt wird), erwünscht sein, den Neuskalierer 916 dazu zu nutzen, den im Bereich von –269 bis 268 liegenden Wertebereich, der zum Ableiten des geeigneten Trägers entweder für den Kanal 3 oder für den Kanal 4 verwendet wird, zur Verwendung bei der Ableitung des 5,38-MHz-Basisbandträgers auf –538 bis 537 zu erhöhen.
Die Vorteile der in 13 gezeigten Phasensteuerschaltung sind, dass sie mit 15 verwendet werden kann, um einen genau gewünschten Frequenzwert zu erzeugen, und dass sie in dieser Hardware-Realisierung keinen verhältnismäßig komplizierten und kostspieligen Teiler erfordert.
In 16 ist eine alternative Phasensteuerschaltung gezeigt. Der Nutzen der alternativen Phasensteuerschaltung aus 16 ist, dass der erzeugte gewünschte Frequenzwert genau ist.
Nunmehr anhand von 16 wird an das erste Summierglied 1100a ein konstanter Wert J als ein erster Summand angelegt. Jeder aufeinander folgende Wert eines Summenausgangsstroms von dem ersten Summierglied 1100a wird, nachdem er durch einen Zwischenspeicher 11102a um 1 Abtastperiode der Abtastfrequenz F_s verzögert worden ist, als eine Eingabe an die binäre Modulo-4K-Logik 1104a angelegt. Jeder Wert des Ausgangsstroms von der Logik 1104a wird sowohl als ein zweiter Summand an das erste Summierglied 1100a als auch als eine Eingabe an den K-Teiler 1105a angelegt. Ein erster Ausgangsstrom von dem K-Teiler 1105a, der aufeinander folgende Restwerte des dadurch berechneten Quotienten definiert, wird als ein erster Summand an ein zweites Summierglied 1106a angelegt, an das als ein zweiter Summand der Wert –K/2 angelegt wird. Die jeweiligen Summenwerte des Ausgangsstroms von dem zweiten Summierglied 1106a, die in einem Bereich von –K/2 bis K/2 – 1 liegen und die μ-Phasensteuerungseingabe in 15 bilden, sind (anstatt dass sie alle positive Werte haben) um einen Wert 0 zentriert. Nachdem die jeweiligen Werte dieser μ-Phasensteuerungseingabe vom Block 1108a mit 18 multipliziert worden sind, bilden sie einen Phasensteuerungsausgangsstrom, der die 18μ-Phasensteuerungseingabe in 15 bildet.
Der K-Teiler 1105a leitet außerdem einen zweiten Ausgangsstrom ab, der, da 4K/K = 4 ist, aufeinander folgende 2-Bit-Werte des ganzzahligen Teils des dadurch berechneten Quotienten definiert. Somit umfassen die zweiten Ausgangsströme einen P_LSB-Zeitsteuerungsstrom, der den binären Zustand des niedrigstwertigen Bits jedes 2-Bit-Werts des ganzzahligen Teils definiert, und einen P_MSB-Zeitsteuerungsstrom, der den binären Zustand des höchstwertigen Bits jedes 2-Bit-Werts des ganzzahligen Teils definiert, wobei die Zeitsteuerungsströme P_LSB und P_MSB sowohl als Eingaben an 15 als auch als die erste und als die zweite Eingabe an das EXKLUSIV-ODER-Gatter 1113a angelegt werden. Der Ausgangsstrom von dem EXKLUSIV-ODER-Gatter 1113a wird als eine erste Eingabe an das EXKLUSIV-ODER-Gatter 1114a angelegt. Als eine zweite Eingabe wird an das EXKLUSIV-ODER-Gatter 1114a ein Exponentenvorzeichenwert angelegt, der dem gewünschten Phasenvorzeichen des ±R-Ausgangsstroms von dem in 15 gezeigten Generator für abgetastete komplexe Frequenz relativ zu dem Phasenvorzeichen des ±I-Ausgangsstroms davon entspricht. Der Ausgangsstrom von dem EXKLUSIV-ODER-Gatter 1114a wird als der P_DMSB-Zeitsteuerungseingangsstrom an 15 angelegt.
Nachdem der abgetastete ±R-wertige Ausgangsstrom vom digitalen Mehrskalenumsetzer 204 durch den Vorzeichenlos-Umsetzer 206 in einen rein positiven (+) R-wertigen Ausgangsstrom umgesetzt worden ist, wird er als ein Strom digitaler Abtastwerte an den Eingang des D/A-Umsetzers 104 angelegt. Die analoge Ausgabe vom D/A-Umsetzer 104 enthält ein 6-MHz-Symbolbandbreitensignal, das auf der Spiegelfrequenz (69 MHz für Kanal 4 oder 63 MHz für Kanal 3) in Bezug auf die Abtastratenfrequenz (86,08 MHz) eines auf der Pseudoträgerfrequenz (–17,08 oder –23,08 MHz) zentrierten 6-MHz-Symbolbandbreitensignals oder eines auf 5,38 MHz zentrierten 6-MHz-Systembandbreitenbasisbandsignals zentriert ist. Das analoge Filter 106 hat einen Frequenzdurchlassbereich, der das bei 69 MHz zentrierte Kanal-4-Signal, das bei 63 MHz zentrierte Kanal-3-Signal und das bei 5,38 MHz zentrierte Basisbandsignal durchlässt, die beiden symbolmodulierten –17,08- und –23,08-MHz-Pseudoträgersignale aber zurückweist.
Es wird nun Bezug genommen auf 17, die eine graphische Darstellung des normierten Betrags eines sin x/x-Ausdrucks über einen Frequenzbereich ist, der von –86,08 MHz bis 86,08 MHz reicht. Ferner ist in 17 die veränderliche Wirkung des sin x/x-Ausdrucks auf Beträge über die Bandbreite von 6 MHz gezeigt, die auf den jeweiligen interessierenden Frequenzen von –69 MHz (Kanal 4), –63 MHz (Kanal 3), –23,08-MHz-Pseudoträger, –17,08-MHz-Pseudoträger, –5,38-MHz-Basisband, 5,38-MHz-Basisband, 17,08-MHz-Pseudoträger, 23,08-MHz-Pseudoträger, 63 MHz (Kanal 3) zentriert ist. Lediglich der "Anstieg" der Spektralform des sin x/x-Ausdrucks über die Bandbreite von 6 MHz jedes Basisbands erfordert eine x/sin x-Neigungskorrektur über seine Bandbreite von 6 MHz, um flach zu werden (wie in 18 durch die Wechselwirkung des x/sin x-Ausdrucks 1300 mit der Bandbreite von 6 MHz des Kanals 3 und des Kanals 4 und des 5,38-MHz-ZF-Basisbands gezeigt ist).
Der richtige x/sin x-Verstärkungswert für jede der Mittenfrequenzen von 5,38, 63 und 69 MHz wird dadurch erzielt, dass der vom D/A-Umsetzer 104 genutzte Gleichspannungsreferenzbetrag geändert wird. Allerdings ist es der Betrieb durch den digitalen sin x/x-Kompensator, der vor den komplexen abgetasteten ±R- und ±I-Datenströmen der Modulation eines Trägers stattfindet, der die geeignete x/sin x-Neigungskorrektur des Spektralform-"Anstiegs" über eine Bandbreite von 6 MHz bei der Abtastfrequenzrate dieser abgetasteten Datenströme liefert. Wie in 2 gezeigt ist, befindet sich der sin x/x-Kompensator 202 vorzugsweise unmittelbar vor dem Mehrskalenmodulator 204 und arbeitet mit einer Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz.
Der sin x/x-Kompensator 202, der mit einer Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz arbeitet, kann entweder eine einfache, aber näherungsweise x/sin x-Neigungskorrektur des linearen Anstiegs der 5,38-, 63- oder 69-MHz-sin x/x-Spektralform über eine Bandbreite von 6 MHz oder eine genauere Kurvenanpassungs- "Anstiegs"-x/sin x-Neigungskorrektur irgendeiner dieser Spektralformen ausführen.
Der geeignete Zugang wird mit dem folgenden 3-Abgriff-Filter realisiert, das jeden der komplexen ±R- und ±I-Dateneingangsströme zum sin x/x-Kompensator 202 vom VSB-Umsetzer 200 bearbeitet:
Dieses Filter neigt diese komplexen ±R- und ±I-Dateneingangsströme entgegengesetzt zu der "Neigung" vor, die dem "sin(x)/x" später durch den D/A-Umsetzer 104 auferlegt wird. Allerdings ist dieser Näherungszugang nicht wirklich invers und führt zu einer parabolischen Störung des "korrigierten" Bands.
Da die tatsächliche Anstiegsform der sin x/x-Spektralform nichtlinear ist, ist die Näherungs-Vorneigungstechnik suboptimal, aber trotzdem wirksam. Genauer führt die Näherungs-Vorneigungstechnik zu einer Verzerrung der zur Wurzel erhobenen Cosinusform des resultierenden analogen Signals, wobei aber der Entzerrer des Fernsehempfängers diese verbleibende Beeinträchtigung kompensieren kann.
In der nichtlinearen x/sin x-Vorneigungstechnik wird die x/sin(x)-Charakteristik des D/A-Umsetzers 104 in dem zu kompensierenden Kanal in gerade und ungerade symmetrische Teile um ihre Kanalmitte zerlegt. Der gerade symmetrische Teil, der bogenförmig ist, wird mit einem geraden symmetrischen Filter mit reellen Koeffizienten (eher Gleichspannung als Kanalmitte) angepasst. Der ungerade symmetrische Teil ist gleich {x/sin(x)/((1–2·β) + 2·β·cos(2·π·f/f_s))} und hat effektiv eine restliche lineare Form über die gewünschte Korrekturbandbreite von 6 MHz mit 4 oder mehr Abtastwerten pro Symbol (was mehr ist, als durch die 8 Abtastwerte pro Symbol des modulierten Trägerdatenstroms erfüllt wird, der an den D/A-Umsetzer 104 angelegt wird). Dieser restliche linear geformte ungerade symmetrische Teil wird mit einem ungeraden antisymmetrischen Filter mit komplexen Koeffizienten angepasst.
Vorzugsweise findet die Filterung in dem digitalen sin x/x-Kompensator 202 durch ein spektral gerades, symmetrisches Filter und durch ein spektral ungerades, antisymmetrisches Filter, die hintereinander geschaltet sind, mit einer Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz an den Abtastwerten der komplexen gleichstromzentrierten ±R- und ±I-Datenströme mit 1 Abtastwert pro Symbol statt. Bei einer Symbolrate von 10,76 MSym/s in einer Kanalbandbreite von 6 MHz findet die Kompensation über 55% des Einheitskreises im z-Bereich (z^–1 = e^–jωTs, Ts = Symbolabstand in der Zeit) statt. Obgleich das Signal, das durch den digitalen sin x/x-Kompensator 202 korrigiert wird, zu einem bestimmten analogen Kanal (z. B. TV-Kanal 3 oder 4) gehört und früher mit einer Verarbeitung mit einem Abtastwert pro Symbol und einer Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz vorkorrigiert wird, wird die Wirkung, die dadurch beseitigt wird, später dadurch verursacht, dass der D/A-Umsetzer 104 mit einer 8-mal höheren Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz getaktet wird.
In 19 ist eine beispielhafte Schaltungsanordnung hintereinander geschalteter sin x/x-Kompensationsfilter veranschaulicht, die als die Hintereinanderschaltung zweier 3-Abgriff-Transversalfilter aufgefasst ist. Eine höhere Genauigkeit bei der sin x/x-Kompensation kann unter Verwendung von Filtern mit größeren Anzahlen von Abgriffen erzielt werden.
Ferner enthält der digitale sin x/x-Kompensator 202 einen Multiplexer (nicht gezeigt), dessen Betrieb ähnlich dem des oben beschriebenen Multiplexers 311 des VSB-Umsetzers 200 ist, um zu veranlassen, dass alle berechneten x/sin x-Werte, die reell sind, als der ±R-Datenausgangsstrom davon weitergeleitet werden, und dass alle berechneten x/sin x-Werte, die imaginär sind, als der ±I-Datenausgangsstrom davon weitergeleitet werden.
In einer praktischen Hardware-Realisierung des digitalen VSB-Modulators 102 wurde der 2er-Komplement-Binärcode genutzt, um alle Berechnungen zu bewirken. Obgleich alle der vielen oben beschriebenen Merkmale der vorliegenden Erfindung in der Umgebung eines digitalen VSB-Modulators 102 beschrieben worden sind, kann ferner selbstverständlich eine Teilmenge einiger oder mehrerer dieser erfinderischen Merkmale allgemein in verschiedenen Typen von Vorrichtungen, die vom digitalen VSB-Modulator 102 verschieden sind, wie etwa in QAM- oder OFDM-Modulatoren Nutzen finden. Somit soll die vorliegende Erfindung lediglich durch den Umfang der beigefügten Ansprüche beschränkt sein.

Claims

Komplexer digitaler Modulator zum Erzeugen eines Trägers, der durch ein digitales Signal moduliert ist, wobei der komplexe digitale Modulator umfasst: eine Quelle (202) eines digitalen Signals, das mit einer gegebenen Abtastrate auftritt; eine Aufwärtsabtasteinrichtung (800), die auf das digitale Signal reagiert, mit einem Ausgang, der Abtastwerte mit einer effektiven Abtastrate UR liefert, die höher als die gegebene Abtastrate ist; einen komplexen Modulator (802) mit einem Signaleingang, der mit dem Ausgang der Aufwärtsabtasteinrichtung (800) gekoppelt ist; dadurch gekennzeichnet, dass der komplexe Modulator (802) einen Trägereingang aufweist; und dadurch, dass er eine Quelle (804) einer sich wiederholenden Folge von S komplexen Werten umfasst, die einen exponentiellen Träger darstellen, wobei die jeweiligen komplexen Werte mit der höheren Abtastrate auftreten, wobei die Folge an den Trägereingang angelegt wird; wobei ein Verhältnis der höheren zur gegebenen Abtastrate so gewählt ist, dass der Modulator (802) so konditioniert ist, dass er eine komplexe Modulation über einer Darstellung eines Trägers mit der Frequenz PS liefert, wobei diese Darstellung eines Trägers eine Spiegelfrequenz wie etwa die Summe von UR plus PS hat, wobei UR ein positiver Wert ist, PS einen komplexen exponentiellen Träger repräsentiert und S eine ganze Zahl ist.
Digitaler Modulator nach Anspruch 1, bei dem die Aufwärtsabtasteinrichtung (800) und der Modulator (802) eine Hintereinanderschaltungsverbindung einer Neuabtasteinrichtung (500, 600a, 600b), eines ersten Modulators (502, 602a, 602b), einer Aufwärtsabtasteinrichtung (504, 604a, 604b) und eines zweiten Modulators (506, 606a, 606b) sind.
Digitaler Modulator nach Anspruch 2, bei dem die Neuabtasteinrichtung (600a, 600b) effektiv um ein erstes Verhältnis aufwärtsabtastet, die Aufwärtsabtasteinrichtung (604a, 604b) effektiv um ein zweites Verhältnis aufwärtsabtastet und das Produkt der zwei Verhältnisse einem Verhältnis der höheren Abtastrate zu der gegebenen Abtastrate entspricht.
Digitaler Modulator nach Anspruch 2, bei dem die Neuabtasteinrichtung (500) eine Abwärtsabtasteinrichtung ist, die effektiv um ein erstes Verhältnis abwärtsabtastet, und die Aufwärtsabtasteinrichtung (504) effektiv um ein zweites Verhältnis aufwärtsabtastet.
Digitaler Modulator nach Anspruch 2, der ferner enthält: eine Quelle einer ersten sich wiederholenden Folge von Werten, wobei die jeweiligen Werte mit einer Rate auftreten, die äquivalent der Rate des Auftretens der durch die Neuabtasteinrichtung (500, 600a, 600b) gelieferten Abtastwerte ist, wobei die erste Folge als ein Trägersignal mit dem ersten Modulator (502, 602a, 602b) gekoppelt ist; und eine Quelle einer zweiten sich wiederholenden Folge von Werten, wobei die jeweiligen Werte mit einer Rate auftreten, die äquivalent der Rate des Auftretens der durch die Aufwärtsabtasteinrichtung (504, 604a, 604b) gelieferten Abtastwerte ist, wobei die zweite Folge als ein Trägersignal mit dem zweiten Modulator (506, 606a, 606b) gekoppelt ist.
Digitaler Modulator nach Anspruch 1, der ferner Mittel zur Nutzung nur eines Realteils der komplexen Modulation als ein moduliertes Signal enthält.
Verfahren zum Erzeugen eines komplexen Trägers, der mit einem komplexen Signal moduliert ist, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Bereitstellen des komplexen Signals als komplexe Signalwerte, die mit einer gegebenen Abtastrate auftreten; Aufwärtsabtasten der komplexen Signalwerte auf eine höhere Abtastrate; Bereitstellen einer sich wiederholenden Folge weiterer komplexer Werte, wobei die jeweiligen weiteren komplexen Werte mit der höheren Abtastrate auftreten; und Modulieren der aufwärtsabgetasteten komplexen Signalwerte mit den weiteren komplexen Werten, um den komplexen Träger zu liefern, der mit einem komplexen Signal moduliert ist, wobei ein Verhältnis der höheren zur gegebenen Abtastrate so ausgewählt wird, dass der Modulator so konditioniert wird, dass er eine komplexe Modulation über einer Darstellung eines Trägers mit der Frequenz PS liefert, wobei die Darstellung eines Trägers eine Spiegelfrequenz wie etwa die Summe von UR plus PS hat, wobei UR ein positiver Wert ist, PS einen komplexen exponentiellen Träger repräsentiert und S eine ganze Zahl ist.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem der Schritt des Aufwärtsabtastens in zwei Phasen ausgeführt wird und die Modulation nach jeder Phase ausgeführt wird.