CN1229950C - 残留边带数字调制器 - Google Patents

Abstract

一种数字方法和设备按载波的数字表示(804)调制来自源(202)的数字化采样流以提供，例如，有选择地以63MHz(频道3)、69MHz(频道4)或5.38MHz中频(基带)为中心的6MHz带宽信号。更具体的是，该方法包括首先再采样(800)数字化采样流，然后用复数数值的重复短序列(804)调制(802)该再采样的采样流，这些复数值表示数字化指数载波。

Description

残留边带数字调制器

技术领域

本发明涉及各种处理数字采样的前进流的方法。当这些数字采样被一起应用时，它们适用于一种残留边带(VSB)数字调制器中。这种VSB数字调制器将导出中心选择在63MHz(频道3)，69MHz(频道4)或5.38MHz IF(基带)的用于电视接收机的6MHz带宽输入信号，以及更具体的是，用于压缩数字电视接收机或置顶盒。

背景技术

参考的论文是Hauge等的“ATSC Re-modulatot system”，IEEETransactions on consumer Electronics，vol.44，No.3，August，1988。这篇论文揭示了VSB数字二次调制器在各种数字产品(例如，地面数字广播、卫星、数字电缆置顶盒、电缆调制解调器、DVD、DVCR、PC等)和数字TV之间实现互连。这样的VSB数字二次调制器对VCR和视频游戏机中现存的模拟二次调制器而言是数字等同物。

需要有一种较简单因而不太昂贵的解决方法，能提供有选择地导出频道3、频道4或基带信号的VSB数字二次调制器的集成电路(IC)实施。

发明内容

本发明的目的是提供一种数字方法和装置，用于通过载波的数字表示调制来自源的数字化采样流以提供，例如，中心选择在63MHz(频道3)、69MHz(频道4)或5.38中频(基带)的6MHz带宽电视信号。更特别的是，该方法包括首先再采样数字化采样流，然后调制带有重复的短复数值序列的再采样的采样流。复数值表示数字化指数载波。

附图说明

图1是装置的功能方框图，包括一个VSB数字调制器。该VSB数字调制器用于从数字化PCM采样流导出到HDTV的输入信号。该数字化PCM采样流作为从流源到该调制器的输入被传递。

图2是图1所示VSB数字调制器的组成部分的功能方框图。

图3图解地表示图2所示的对直流对中的VSB每PCM符号1采样转换器的优选实施例。图4示意地表示图3所示的二分叉复用N抽头方根奈奎斯特FIR(有限脉冲响应)滤波器的细节。

图5、6和7一起图示图4所示的二分叉复用N抽头方根奈奎斯特FIR滤波器的工作产生VSB转换器输出的方式。

图8、9、10和11表示图2所示的多标度数字调制器的一些实施例，这些实施例利用用于在预定采样频道速率导出采样数值流的第一设计方法，这些采样数值流规定用于频道3、频道4和基带的各个数据调制载波频道。

图12表示图2的多标度数字调制器的一个实施例，该实施例利用用于在预定采样频率速率导出采样数值流的第二设计方法，这些采样数值流规定用于频道3、频道4和基带的各个数据调制载波频率。

图13、15和16表示图12的复数载波发生器的替换实施例。

图17是说明由数模转换器输出的调制伪载波和要求的载波的图。

图18是表示由图2和图19所示的数字sinx/x补偿器实现在要求的载波上的改进的图解表示。

具体实施方式

在本说明的开头注意到，术语“直流对中的”指的是以0Hz频率为中心，而不是以直流幅度为中心。在本说明中，它一般是关系到以直流对中的信号调制带宽。

参照图1，在那里示出(1)数字化脉码调制(PCM)信号采样流源100，(2)数字残留边带(VSB)调制器102，(3)数模(D/A)转换器104和(4)模拟滤波器106。源100包括从中同数字处理电路一起获得初始信号信息的数字产品，若有数字处理电路，则它被要求来增加附加要求信号信息和/或调整该信号信息的形式，借此从源100得到采样流输出，该采样流输出作为输入加到数字VSB调制器102。在下面详细描述含有本发明特点的数字VSB调制器102的优选实施例。在任何情况下，从数字VSB调制器102的数字输出包含以给定的较高采样频率速率出现的调制数据采样流，在它被D/A转换器104转换成模拟信号后有选择地产生频道3，频道4或中心在5.38MHz的IF基带信号。在被D/A转换器104转换成模拟信号后，任何位于给定采样频率速率以上的频率带宽之外的最后不想要的频率分量被模拟滤波器106滤除。

如图2所示，数字VSB调制器102包括对直流对中的复数VSB每PCM符号1采样转换器200(在下面结合图3-7详细描述)，数字sinx/x补偿器202，多标度数字调制器204(在下面结合图8-16详细描述)和无符号转换器206(在下面详述)。

从源100来的信号PCM采样流作为输入加到VSB转换器200，该转换器导出2个标志为实数(R)和虚数(I)复数形式的VSB输出流，这2个输出流作为输入加到sinx/x补偿器202。从sinx/x补偿器202来的2个输出流，仍标志为复数形式，作为输入加到多标度数字调制器204，该调制器导出标志为R形式的单个输出流，这个输出流作为输入经无符号转换器206被传递到D/A转换器104(亦即，由无符号转换器206进行的运算是将相同的正(+)幅值加到该单个输出流的每个符号的标志为(±)的幅值。其中，给定的正幅值足以导致从无符号转换器206的输出流的每个符号的和幅值是正的，因此所有作为输入加到D/A转换器104的符号采样只有正值)。

为在描述本发明的优选实施例时说明的目的，假定(1)作为输入加到VSB转换器200的每个PCM符号采样流包括确定3位(8VSB)或4位(16VSB)在10.76MHz的采样频率时钟速率出现的实数据的4位；(2)每个VSB转换器200和数字sinx/x补偿器工作在10.76MHz的采样频率时钟速率；以及(3)多标度数字调制器204的输入和输出采样频率时钟速率分别是10.76MHz和86.08MHz(即8倍10.76MHz)，而多标度数字调制器204的工作采样频率时钟速率也可至少包括一个86.08MHz的子谐波、中频10.76MHz和86.08MHz。

现在参照图3，除了作为输入加到VSB转换器200的上述4位PCM符号采样流外，VSB转换器200还有一个较精确的PCM导频直流值，按b>4位加以规定，对它可利用来调节导频音幅度到所要求的电平。这个b＞4位PCM导频直流值作为调制信号加到调制器300-P，而每个流的4位PCM符号采样作为调制信号加到调制器300-S。由数字符号值(1、-1、-1、1)组成的重复的4位序列的在10.76MHz采样频率速率出现的前进流302作为直流对中的载波加到调制300-P也加到调制器300-S。为(1、-1、-1、1、1、-1、-1、1、1......)的采样的该前进流可被看作确定函数cos(π*n/2-sinπ*n/2)＝1.414*cos(π*n/2+π/4)的每个连续周期的象限值。在这里，1.414是的有理近似，n＝符号指数。于是，从调制器300-P的调制导频输出流304-P和从调制器300-S的调制数据输出流304-S构成用于确定编码形式的复数信号；即，这样的实信号包含在其每个周期的每个象限采样的前向符号调制正弦波。其中，实“cos”分量包含±符号的非零值，它们不用编码构成相应复数信号的±标志的非零值的R分量，但实“sin”分量包含零值，它们以编码形式构成相应复数信号的零值的±I分量。所以，作为输入加到二分叉复用N抽头方根奈奎斯特有限脉冲响应(FIR)滤波器306的调制导频输出流304-P和调制数据信号输出流304-S都是每符号只包括1个采样的直流对中信号。然而，如图3所示出的，滤波器306导出包括复数直流对中VSB符号采样的前进流的一个输出，其中±R分量和±I分量都有非零值。

更特别的是，N抽头滤波器306是具有奇数的抽头(例如55个抽头)的单个滤波器。然而，如图4所示，N抽头滤波器306被组成第一输入加权(N+1)/2抽头FIR子波滤器308(即，例如28抽头子滤波器)，第二输入加权(N-1)/2抽头FIR子滤波器310(即，例如27抽头子滤波器，以及多路复用器311。

第一子滤波器308包括所有偶数编号的抽头0、2、4、...(N-3)和N抽头滤波器306的(N-1)，而第二子滤波器310包括所有奇数编号的抽头1、3、5、...(N-4)和N抽头滤波器306的(N-2)。结构上，第一子滤波器308包括(1)各个乘法器装置312_n-1、312_n-3...312₂和312₀，每个具有作为乘法器输入加到那里的系数a_n-1、a_n-3...a₂和a₀中相应一个的适当值，(2)同1采样周期延迟锁存器316_n(采样频率10.76MHz)一起的各个2采样周期延迟锁存器314_n-1、314_n-3...314₄和314₂，以及(3)加法器318_n-3，...318₂和318₀。结构上，第二子滤波器310包括(1)各个乘法器装置312_n-2、312_n-4、...和312₁，每个具有作为乘法器输入加到那里的系数a_n-2、a_n-4、...和a₁中相应一个的值，(2)同1采样周期延迟锁存器316₁₂和316₂₂一起的各个2采样周期延迟锁存器314_n-2、314_n-4、...314₅(未示出)和314₃(未示出)，以及(3)同加法器320一起的加法器318_n-4、...318₁。此外，直流对中数据信号输出流304-S的每个连续出现的符号采样的值是作为被乘数输入同时加到第一子滤波器308的乘法器装置312_n-1、312_n-3、...312₂和312₀的每一个和加到第二子滤波器310的乘法器装置312_n-2、312_n-4、...和312₁的每一个。另外，直流对中导频输出流304-P的每个连续出现的采样的值在由X时钟延迟322(这里，x＝(中心抽头指数)模4)对其起动后作为加数输入加到加法器320。

显然，滤波器306和其二分叉子滤波器308和310中的每一个是实数的(即，非复数的)滤波器。然而，子滤波器308、子滤波器310和乘法器311的组合一起工作提供从滤波器306的复数输出。首先，子滤波器308和310中的每一个的工作导致在其输出上的采样数据流，该采样数据流在每个连续4采样序列包含标志R和I的采样值。其次，从子滤波器308的数据输出流324受到比从子滤波器310的数据输出流326受到的总延迟长一个时钟周期的总延迟。所以，在从子滤波器308的数据输出流324的±R和±I采样之间的作为10.76MHz采样频率周期的函数的相对关系以及在从子滤波器310的数据输出流326的±R和±I采样之间的作为10.76MHz采样频率周期的函数的相对关系如下：

采样周期	1	2	3	4	5	…
							输出324	R	-I	-R	I	R	…
输出326	-I	-R	I	R	-I	…

                                                       表1

然而，如图4所示，从子滤波器308和310的数据输出流324和326作为数据输入流加到多路复用器311。多路复用器311以10.76MHz的采样频率时钟速率触发每个采样周期，以便(1)在每个奇数采样周期将从子滤波器308的数据输出流324连接到±R数据输出流328和在每个偶数采样周期将从子滤波器308的数据输出流324连接到±I数据输出流330以及(2)在每个奇数采样周期将从子滤波器310的数据输出流326连接到±I数据输出流330和在每个偶数采样周期将从子滤波器310的数据输出流326连接到±R数据输出流328。所以，在作为连续采样周期的函数的数据输出流330的±I采样和作为连续采样周期的函数的输出328的±R采样之间的相对关系如下：

采样周期	1	2	3	4	5	…
							输出328	R	-R	-R	R	R	…
输出330	-I	-I	I	I	-I	…

                                                     表2

现在参照图5、6和7。图5表示每个连续采样在归化幅度值1的区域中的关系，该采样是在作为采样在实数-虚数平面(其中粗线400表示在表1的采样周期1的输出324采样的位置)中的位置的函数从第一子滤波器308的采样流输出324中的。图6表示每个连续采样在归一化幅度值1的Z域中的关系，该采样是在作为采样在实数-虚数平面(其中粗线400现在表示在表1的采样周期1的输出326采样的位置)中的位置的函数从第二子滤波器310的采样流输出326中的通过将图6与图5比较，明显的是图6表示图5的顺时针1/4时序周期旋转。多路复用器311的工作有效地将从第一子滤波器308的采样流输出324和从第二子滤波器310的采样流输出326相加。图7表示这个和的采样流中的每个连续采样在归一化幅度值的Z域中的关系(如由表2的输出328和330所表示的)。如图7所示出的，在第一个1/4序列周期和第四个1/4序列周期的1的归一化幅度值下降到在第二个1/4序列周期和第三个1/4序列周期的0的归一化幅度值。结果是，上VSB信号能量被捕获，而下边带能量被排除。于是，图4所示的实数输出328和虚数输出330构成图3所示滤波器306的直流对中复数VSB输出。

上述具有导频音幅度控制的对直流对中的VSB的每PCM符号1采样转换器比常规的具有导频音幅度控制的对直流对中的VSB每PCM符号2采样转换器在硬件实现上明显地简单和低廉。首先，每PCM符号只需1个采样而不是2个采样简化硬件实现50％。第二，利用实数调制器300-S和300-P，不是复数调制器，进一步简化硬件实现。第三，利用单个二分叉实数n抽头滤波器，而不是利用2个(即复数的实数和虚数)n抽头滤波器提供滤波器硬件的另外50％节省。第四，利用单个二分叉实数n抽头滤波器允许一种独特导频幅度控制方法，该方法提供硬件的另外35％节省。第五，无需复数数字从所述对直流对中VSB每PCM符号1采样转换器产生复数的输出这一事实进一步简化硬件实现。

参照图2将看到，在本发明的该优选实施例中，数字sinx/x补偿器位于从转换器200的直流对中复数VSB采样流输出(以10.76MHz采样频率速率出现)和到多标度数字调制器204的输入之间。这是因为在较低的10.76MHz采样频率速率比在较高的采样频率速率实现数字sinx/x补偿更可取。在较高采样频率速率补偿通常具有更高的耗散、高电流和产生更多的不希望有的电磁干扰(EMI)的缺点。但是，可以在多标度数字调制器204中对载波的任何实际的复数±R和±I数据采样流的调制之前以任何系统中的采样频率速率(包括86.08MHz)进行数字sinx/x补偿。所以，多标度数字调制器204将在详述sinx/x补偿器202之前被详述。

多标度数字调制器204响应作为输入加到那里的以10.76MHz的采样频率速率出现的每符号1采样的±R和±I流，用作用户控制的调制输出，有选择地导出(1)中心在-23.08MHz的比较低伪载波频率的每符号8采样的±R流，(2)中心在-17.08MHz的更低伪载波频率的每符号8采样的R流，或(3)中心在5.38MHz的甚低载波频率的每符号8采样的±R流。所有这些输出流以86.08MHz采样频率速率出现。-23.08MHz数字输出流在由无符号转换器206和D/A转换器104转换成模拟量后产生不要求的符号流调制的23.08MHz模拟信号和要求的符号流调制的63MHz(频道3)模拟镜像(即，63MHz＝(86.08-23.08)MHz)。类似地，-17.08MHz数字输出流产生不要求的符号流调制的17.08MHz模拟信号和要求的符号流调制的69MHz(频道4)模拟镜像信号(即，69MHz＝(86.08-17.08)MHz。5.38MHz数字输出流直接产生要求的符号流调制的5.38MHz模拟信号。

按照下述的如图8-11所示的第一优选方法或下述的如图12-16所示的第二优选方法可以完成多标度数字调制器204。两个方法都使用以重复短序列的前进流形式的复指数载波的调制，在某些方面类似于图3中所示的重复短序列的前进流。更特别的是，该调制器包括用于再采样调制信号的一个再采样器，由备有指数载波的复数调制器跟接。选择再采样比例以便指数载波可以由在输出采样速率出现的重复较短数值序列来实现。可由内插产生指数载波序列。用于产生载波的理想内插滤波器由下列函数表示：

$\frac{\mathrm{Sin}(\mathrm{\π}\·\frac{t}{T})}{(\mathrm{\π}\·\frac{t}{T})},$

该函数是无穷量延伸的、无因果的，且只是有理论兴趣的。但是，由于重复短序列的前进流的周期性和假定的无穷量，在给定时间加到该重复短序列前进流的任何脉冲响应宽度的任何滤波器的输出是该短序列的采样的加权和。下面的表3表示某些复指数载波和短序列之间的关系，表中n＝采样指数。

e±j2nπ/3	1，-0.5+(±j*0.866)，-0.5-(±j*0.866)
		e±j2nπ/2	1，+±j，-1，-±j
e±jnπ/3	1，0.5+(±j*0.866)，-0.5+(j*0.866)，-1，-0.5-(j*0.866)，0.5-(j*0.866)，
		e±jnπ/4	1，0.707+(±j*0.707)，-(±j)，-0.707+(±j*0.707)，-1，-0.707-(±j*0.707)，-(±j)，0.707-(±j*0.707)

如果一个序列中的项数是4或更少，对所有内插函数的选择引起可忽略的误差。如果一个序列中的项数是6或8，对某些内插函数(包括用在由多标度数字调制器204应用的前述第一或第二实施方法中的内插函数)引起可忽略的误差。

现在参照图8，那里示出第一实现方法的例子，该方法用于根据从sinx/x补偿器202加到那里作为输入的每符号1采样±R和±I流导出作为多标度数字调制器输出的中心在-23.08MHz的每符号8采样±R流(用于产生频道3信号)。若数据流在6.24MHz被采样，通过计算每一个10.76MHz采样可能具有的内插值，采样速率转换器500将有效地降低10.76MHz±R和±I数据流采样到6.24MHz。具体说，这样的内插值包含比例系数10.76/6.24，它等于269/156(即，一串以10.76MHz采样频率速率的269个采样周期在时间长度上等值于以6.24MHz采样频率速率的一串只是156个的采样周期)。但是，在该优选实施例中，在从采样速率转换器500的输出上的±R和±I流的实际采样频率速率(它作为数据输入加到复数第一调制器502)仍保持在10.76MHz。

根据上述讨论，到第一调制器502的载波输入e^-jnπ/2构成在10.76MHz的采样频率速率上的重复4采样序列1，-j、-1、j的一个前进流。调制器502独立地将相应的在到调制器502的载波输入端上的前进流的采样与在到调制器502的数据输入端上的R和I流的每个采样相乘以提供两个积流，这两个积流的每一个既包含R流又包含I流。但是，调制器502包括一个多路复用器，工作上类似于上述多路复用器311，用于分配两个积流的所有R积采样到来自调制器502的R输出流以及用于分配两个积流的所有I积采样到来自调制器502的I输出流(对于来自第一调制器502的R和I输出是指示-6.24/4＝-1.56MHz流的，该流是以10.76MHz采样频率速率被采样)。

来自第一调制器502的R和I输出流作为输入加到采样速率转换器504它利用86.08MHz时钟和内插，将在10.76MHz采样频率速率的每符号1采样转换成在86.08MHz采样频率速率的每符号8采样，并且如果指示的第一调制的6.24MHz流在86.08MHz采样，通过计算每个实际86.08MHz采样可能具有的内插值，将有效地上行采样指示的第一调制的6.24MHz流到86.08MHz。具体说，这样的内插值包含比例系数6.24/86.08，它与39/538等值(即，一串在指示的6.24MHz采样频率速率的只是39个的采样周期在时间长度上等值于一串在86.08MHz采样频率速率的538个采样周期。所以，在来自采样速率转换器504的输出端上的R和I流(它们作为数据输入加到复数第二调制器506)的采样频率速率现在是在86.08MHz。

根据上述讨论，加到第二调制器506的载波e^-jnπ/2构成在86.08MHz的采样频率速率的重复4采样序列1、-j、-1、j的前进流。调制器独立地用在到调制器506的载波输入端上的前进流的相应采样乘在到调制器506的数据输入端上的R和I流的每个采样以提供2个积流，每个积流包含R和I采样(来自第一调制器502的R和I输出流中的每一个是指示-6.24/4＝-1.56MHz流的，该流以10.76MHz采样频率速率被采样)。但是，调制器506包括一个多路复用器，在其工作上类似于上述多路复用器311，用于分配2个积流的所有R积采样到来自调制器506的R输出流，以及用于分配两个积流的所有I积采样成“废料”，所以只来自调制器506的R输出流被作为输入传递到D/A转换器104(如图8的方框508所示的)。

由于从第一调制器502的输出流包含由输入到那里的每个连续的e^-jnπ/2载波的4采样序列的影响引起的中心在-6.24/4＝-1.56MHz的指示频率的符号调制分量，第二调制器506，它与第一调制器502级联，并接收作为输入的该-1.56MHz对中的符号调制分量，导出R输出流，该输出流包含中心在-1.56MHz，-86.08/4＝-21.52MHz和结果互调频率-1.56+(-21.52)＝-23.08MHz的符号调制分量。正是来自多标度数字调制器204的R输出流的这个-23.08MHz符号被调分量在从D/A转换器104的模拟信号输出中产生它的63MHz(频道3)镜像。

应注意到，当采样速率转换器500利用的比例系数269/156或采样速率转换器504利用的比例系数39/538都不是整数时，这些比例系数的级联积269/156*39/538＝8是整数，它在数值上恰等于来自采样率转换器504的每符号8采样输出流的86.08MHz采样频率速率对到采样速率转换器500的每符号1采样输入流的10.76MHz采样频率速率之比。因此，采样速率转换器500没有使用6.24MHz时钟这一事实不影响来自采样速率转换器504或第二调制器506的每符号8采样输出流的内插符号值的准确度。

现在参照图9，那里示出一种第一实现方法，该方法用于根据来自sinx/x补偿器202作为输入加到那里的每符号1采样的R和I流导出作为多标度数字调制器输出的中心在-17.08MHz(用于产生频道4信号)的每符号8采样R流。第一，采样速率转换器600a不同于上述采样速率转换器500之处在于10.76MHz R和I流被有效地上行采样到17.76MHz。即，如果由10.76MHz采样信号表示的信号实际上在17.76MHz采样，则计算已出现的内插采样。具体说，这样的内插值包含等值于444/429的比例系数17.76/10.76(即，以一串17.76MHz采样频率速率的444个采样周期在时间长度上等值于一串以10.76MHz采样频率速率的269个采样周期)。第二，不是输入到上述第一调制器502的e^-jnπ/2载波，输入到第一调制器602a的载波是e^-jnπ/2，它构成重复4采样1、j、-1、-j的前进流。第三，采样速率转换器604a不同于上述采样速率转换器504之处在于如果流在86.08MHz采样，通过计算每个17.76MHz采样可能具有的内插值，17.76MHz R和I流被有效地上行采样到86.04MHz。具体说，这样的内插值包含等值于269/111的比例系数86.08/17.76(即，以一串指示的86.08MHz采样频率速率的269个采样周期在时间长度上等值于一串以17.76MHz采样频率速率的111个采样周期)。在其他方面，图9的部件600a、602a、604a、606a和608a类似于图8的上述相应部件500、502、504、506和508。

由于从第一调制器602a的输出流包含由输入到那里的e^-jnπ/2载波的每个连续4采样序列的影响引起的中心在17.76/4＝4.44MHz指示频率的符号调制分量，第二调制器606a，它与第一调制器602a级联并接收作为输入的这个4.44MHz中心的符号调制分量，导出R输出流，该R输出流包含中心在4.44MHz，-86.08/4＝-21.52MHz和结果要求的互调频率4.44+(-21.52)＝-17.08MHz的符号调制分量。正是从多标度数字调制器204的R输出流的这个-17.08MHz符号调制分量在从D/A转换器104输出的模拟信号中产生其69MHz(频道4)镜像。

图9所示的一种硬件实现中的缺点是，因为对其透明的小奈奎斯特百分比，采样速率转换器600a需要是比较高质量的。然而，通过用在上行采样10.76MHz到35.52MHz方面是有效的采样速率转换器600b替换采样速率转换器600a，允许在上行采样35.52MHz到86.08MHz方面是有效的采样速率转换器604b替换采样速率转换器604a，以图10所示的替换形式缓解上述需要。但是，在图10的情况下，有必要利用输入到采样速率转换器604b的e^jnπ/4载波(其中e^jnπ/4构成在86.08MHz的采样频率速率的前向重复8采样序列1，0.707+(±j*0.707)，-(±j)，-0.707+(±j*0。707)，-1，-0.707-(±j*0.707)，-(±j)，0.707-(±j*0.707)，以便第二调制器606b导出R输出流，该R输出流包括中心在4.44MHz，-86.08/4＝-21.5MHz的符号调制的分量和来自多标度数字调制器204的该R输出流的符号调制分量的结果要求的互调频率4.44+(-21.52)＝-17.07MHz，该多标度数字调制器204在D/A转换器的模拟输出信号中产生其69MHz(频道4)镜像。

在前述设备中，如部件600a或600b这样的再采样器实际上勿需以再采样速率(例如17.76MHz)提供采样。所需要的是如果对那个速率再采样，则可能出现产生大量的采样，增加的采样数用指数载波序列连续进行调制。该调制通过应用重复载波序列完成，使得连续的采样由连续的序列值加以调制。所有这些可在可利用的时间内完成，因为86.08MHz时钟可利用实现采样的内插，产生，例如，上行采样值。这些值可被储存在储存器中，然后为在任意采样速率上的调制而读出。所以，只要在对应于输入采样周期的间隔内产生，需要数目的采样(每输入采样)，就也可以以任意采样速率进行例如再采样器604a或604b的内插(实现实时操作)。但是，由输出调制器(例如606a或606b)提供的调制值必须以预定速率(例如86.08MHz)出现以便产生要求的调制载波频率。

现在参照图11，在那里示出用于导出中心在5.38MHz IF的每符号8采样R流(用于产生基带信号)的第一实现方法。从sinx/x补偿器202来的每符号1采样R和I流加到采样速率转换器700。采样速率转换器700上行采样10.76MHz R和I流到21.52MHz。由于21.52MHz的比例恰是10.76MH的两倍，通过利用用于采样转换器700的21.52MHz采样速率时钟和在10.76MHz R和I流的每对连续采样之间插入零值采样，然后用那对的采样值的平均值代替它的零值可以按常规地完成这种转换。

输入到调制器702的载波e^jnπ/2构成以21.52MHz采样频率速率的重复4采样序列1、j、-1、-j的前进流。调制器702独立地用到调制器702的载波输入端的前进流的相应采样乘到调制器702的数据输入上的R和I流的每个采样，提供其每一个包含R和I流的两个积流。但是，调制器包括在其工作上类似于上述多路复用器311的多路复用器，用于分配两个积流的所有R积采样到来自调制器702的R输出流和用于分配两个积流的所有I积采样到来自调制器702的I输出流(来自第一调制器702的R和I输出流中的每一个都是5.38MHz流)，它在21.52采样频率速率被采样。

需要采样速率转换器704来上行采样来自第一调制器702的数据的21.52MHz采样速率R和I数据输出流到来自采样速率转换器704的数据的86.08MHz采样速率R和I数据输出流。通过利用用于采样速率转换器704的86.08MHz采样速率时钟和在21.52MHz R和I流的每对连续采样之间插入3个零值采样，然后用适当的内插采样值代替那对的3个零值的每一个，可按常规地完成这种转换。这导致在86.08MHz采样频率速率来自多标度数字调制器204的R输出流的符号调制数据分量，该分量在来自D/A转换器104输出的模拟信号中产生要求的5.38MHz中频基带。

在第一个被多标度数字调制器204利用的方法中，图11所示的只需单个的复数调制器的实施与图8、9和10所示的每种需要两个级联复数调制器的各个实施不同。但是，在所有这些第一方法的实施中，作为输入从复数调制器502、602a、602b和702加到采样速率转换器504、604a、604b和704(它们将每符号1采样转换到每符号8采样)的复数R和I输入流中的每一个都包含已被数据符号值调制的一个或多个复数载波频率的采样值。

图12所示的被多标度数字调制器利用的第二个方法中，在86.08MHz采样频率速率工作的每符号1采样到每符号8采样转换器800具有作为输入加到那里的来自sinx/x补偿器202的复数±R和±I输入流中的每一个和作为调制输入从其加到复数调制器802的尚未调制的数据符号值的复数±R和±I输出流中的每一个。以86.08MHz采样频率速率工作的复数载波发生器804导出复数±R和±I载波输出流，它们有选择地确定用于频道3的固定幅值-23.08MHz伪载波的采样值(由固定幅值-21.52和-1.56MHz频率的复数积产生)，用于频道4的固定幅值-17.08MHz伪载波的采样值(由固定幅值-21.52和4.44MHz频率的复数积产生)或用于基带的一固定幅值5.38MHz的采样值。来自复数载波发生器804的复数±R和±I载波输出流作为载波输入加到复数调制器802。以86.08MHz采样频率速率出现的从复数载波发生器804的调制数据符号值的复数±R和±I输出流作为输入加到方框806，它只传递±R输出流到无符号转换器206。

一个第一复数发生器804的结构实施例包括图15所示的采样的复数频率发生器，连同图13所示的相位控制装置，其产生5个作为输入加到图15的采样的复数频率发生器的相位控制(即：复数)值的前进流。如图13所示，这5个复数值的前进流(S)包括(1)μ和18μ前进流，它们确定在给定的(即86.08MHz)采样频率Fs出现的所要求的采样正弦频率Fo(即用于频道3的1.56MHz或用于频道4的4.44MHz)的前向±R和±I流的相位值在图15产生所需要的相位控制值，和(2)也由图15的采样的复数频率发生器需要的P_LSB、P_MSB和P_MDSB前进矩形定时波形。

参照图13，常数值J(其中，对于频道3，J＝39；对于频道4，J＝111)作为第一加数加到加法器900。每个从第一加法器900的和输出流的连续值，在被锁存器902延迟1个给定的(即86.08MHz)采样频率Fs的采样周期后，作为输入加到模数K＝538二进制逻辑装置904。从逻辑装置904的输出流的每个值作为第二加数加到第一加法器900和作为第一加数加到第二加法器906。无论在什么时候模数K二进制逻辑装置904的输入值在1和k-1(其中k-1＝537)之间，从那里的输出值等于那个输入值，但是，无论什么时候到那里的输入值高于K-1(例如K≥538)，从那里的输出值等于那个输入值减K(例如K＝538)。于是，第一加法器900、锁存器902和模数K二进制逻辑装置共同工作从装置904导出一个输出值，每个采样周期它按J的正值增加直到正的累积值高于正的K值为止，在这时正K值从这个累积值减去。-K/2(例如-K/2＝-269)作为第二加数加到第二加法器906。所以，从第二加法器906的输出流的各个和值是以0值为中心的(不是具有全正值)落在从-269到+268的范围内并构成到图15所示的采样复数频率发生器的μ相位控制输入流，μ相位控制输入流在方框908中被18乘后形成一个输出流，该输出流构成到图15所示的这个采样复数频率发生器的18μ相位控制输入流。

模数K二进制逻辑904每次它从它的累积值减去K值时将一个轮转时钟作为输入加到2位二进制计数器910和延迟触发器912。从计数器910的最低有效位P_LSB和最高有效位P_MSB输出流的各个二进制状态作为定时输入流加到图15所示的采样复数频率发生器。此外，从计数器910的P_MSB输出流作为输入流加到延迟触发器912，从延迟触发器912的输出流加到异或门914的第一输入端。一个选择的指数符号值，它对应图15中所示的相对于从其±I输出流的相位符号的采样复数频率发生器的±R输出流的所要求的相位符号，被施加到异或门914的第二输入端。从异或门914的输出流构成到图15所示的采样复数频率发生器的P_MDSB定时控制输入流。

现在参照图15，P_MDSB定时控制输入加到9个1采样周期(例如86.08MHz周期)延迟锁存器1000-1到1000-9链；P_LSB定时控制输入加到6个1采样周期锁存器1001-1到1001-6链；P_MSB定时控制输入加到9个1采样周期延迟锁存器1002-1到1002-9链；μ相位控制输入加到7个1采样周期延迟锁存器1003-1到1003-7链；以及18μ相位控制输入加到包括10个1采样周期延迟锁存器1004-1到1004-10的R链。

紧跟着R链的延迟锁存器1004-1、1004-3、1004-6和1004-9中的每一个的是符号(S)电路1005-1、1005-3、1005-6和1005-9中的相应的一个。符号电路1005-1和1005-6中的每一个的符号值按照从延迟锁存器1001-1和1001-6中的相应一个的输出的二进制值确定。由于倒向器1006-3的存在，符号电路1005-3的符号值按照从延迟锁存器1001-3的输出的二进制值的负值确定。符号电路1005-9的符号值按照从延迟锁存器1000-9的输出的二进制值确定。

紧跟着R链的延迟锁存器1004-2、1004-5和1004-8中的每一个的是加法器1007-2、1007-5和1007-8中的相应一个。数值31被加法器1007-2加到从延迟锁存器1004-2的输出值上；数值41被加法器1007-5加到从延迟锁存器1004-5的输出值上；以及，数值26被加法器1007-8加到从延迟锁存器1004-8的输出值上。

紧跟着R链的延迟锁存器1004-4和1004-7中的每一个的是乘法器1008-4和1008-7中的相应一个。乘法器1008-4它执行第一复指数调制函数的R部分，用从延迟锁存器1003-4的输出值乘从延迟锁存器1004-4的输出值，乘法器1008-7，它执行第二复指数调制函数的R部分，用从延迟锁存器1003-7的输出值乘从延迟锁存器1004-7的输出值。从图15的锁存器1004-10的输出值流构成从复数载波发生器802的±R输出流。数字电路设计的专业人员会认识到，一个形式+αμ³+βμ²±κμ+ρ的多项式函数描述从加法器1007-8输出的信号。在图15的示例电路中，α、β、κ和ρ的数值分别是18、31、41和26。在处理链中的最后符号电路1005-9有效地用确定结果信号极性的重复数值序列乘产生的数值。

通过加从延迟锁存器1004-1的输出流18μ(即延迟1采样周期的到图15的18μ输入流)到I链(它除了不存在与延迟锁存器1004-1对应的延迟锁存器外与前述R链对应)，在图15上导出从复数载波发生器802的±I输出流。具体说，I链包括延迟锁存器1009-2到1009-10，符号电路1010-1，1010-3，1010-6和1010-9，加法器1011-2、1011-5和1011-8，以及乘法器1012-4和1012-7。

由于倒相器1006-1和1006-6的存在，符号电路1010-1和1010-6中的每一个的符号值按照从延迟锁存器1001-1和1006-6中的相应一个的输出的二进制值的负数确定。符号电路1010-3的符号值按照从延迟锁存器1001-3的输出的二进制值确定。符号电路1010-9的符号值按照从延迟锁存器1002-9的输出的二进制值确定。

I链的加法器1011-2、1011-5和1011-8执行与R链的加法器1007-2、1007-5和1007-8相同的功能，而I链的乘法器1012-4和1012-7执行与由乘法器1008-4和1008-7执行的R链第一和第二指数调制功能的R部分类似的第一和第二指数调制函数的I部分。可用多项式函数±18μ³±31μ²+41μ+26描述加法器1011-8的输出。符号电路1010-9确定±I输出信号的极性。

在图15所示的采样复数频率发生器的工作中，由从这个采样复数频率发生器±R和±I采样输出流产生的波形的型式由乘μ的数值和加到R和I链的加法器的各个加数值确定。在目前情况下，各个乘μ的数值18和31、41和26(加到R和I链的加法器的加数)是最小假频能量4抽头内插值，它们规定从这个采样复数发生器的±R和±I采样输出流的复数正弦波形。然而，在这些±R和±I采样输出流的采样频率Fs产生的要求频率值Fo由加到图15的μ和18μ输入流的连续采样相位值确定(因为频率等于相位变化的时间速率)。更具体说，只要Fo/Fs≤1/4，比值4Fo/Fs就等于图13中的J/K的整数比。于是，对于J的39数值和对于K的538数值产生用于导出在用于频道3的86.08MHz采样频率的-23.08MHz伪载波的适当要求频率-1.56MHz和-21.52MHz。类似地，对于J的111数值和对于K的538数值产生用于导出在用于频道4的86.08采样频率的-17.08MHz伪载波的适当要求频率4.44MHz和-21.52MHz。此外，通过利用对于J的269整数值和对于K的1076整数值，对Fs＝86.08MHz导出要求的5.38MHz基带载波Fo，借此提供J/K＝1/4。

在某些情况下，通过在第二加法器906和×8方框908之间插入图14所示的再定标器916，可以使实现硬件最少。例如，在能有选择地导出5.38MHz基带载波，适当的用于频道3的载波或适当的用于频道4的载波(其中对于J有选择地利用数值39、11或269)的硬件中，利用再定标器916或许是合乎希望的，再定标器916的利用将增加用于导出用于频道3或频道4的适当载波的从-269延伸到268的数值范围到用于导出5.38MHz基带载波的-538到537。

图13所示相位控制电路的益处是，它可同图15一起使用产生精确的要求频率值，并且它在其硬件实现中不需要相对复杂和花耗大的除法器。

图16示出一个替换的相位控制电路。图16替换相位控制电路的益处是，产生的要求频率值是精确的。

现在参照图16，常数值J作为第一加数加到第一加法器1100a。从第一加法器1100a的和输出流的每个连续值在被锁存器1102a延迟1个采样频率Fs的采样周期后作为输入加到模数4K二进制逻辑1104a。从逻辑1104a的输出流的每个值作为第二加数加到第一加法器1100a，也作为输入加到K除法器1105a。从K除法器1105a的第一输出流规定由那里计算的商数的连续的余数值，并作为第一加数加到第二加法器1106a，它有作为第二加数施加的值-K/2。从第二加法器1106a的输出流的各个和值，它们处在从-K/2到K/2-1的范围，构成到图15的μ相位控制输入，是以值为中心的(不是具有所有正值)。这个从相位控制输入的各个值在被方框1108a用18乘后形成构成到图15的18μ相位控制输入。

K除法器1105a也导出第二输出流，由于4K/K＝4，第二输出流规定由那里计算的商的整数部分值。于是，第二输出流包括规定每个2位整数部分值的最低有效位的二进制状态的P_LSB定时控制流和规定每个2位整数部分值的最大有效位的二进制状态的定时控制P_MSB流，这些定时控制P_LSB和P_MSB流作为输入加到图15和作为第一和第二输入加到异或门1113a。从异或门1113a的输出流作为第一输入加到异或门1114a。作为第二输入加到异或门1114a的是指数符号值，该指数符号值对应于从图15所示采样复数频率发生器的±R输出流的要求相位符号，相对来自那里的±I输出流的相位符号。从异或门1114a的输出流作为P_DMSB定时控制输入流加到图15。

从多标度数字转换器204的采样±R值的输出流在被无符号转换器206转换成全正的(+)R值的输出流后作为数字采样流加到D/A转换器104的输入端。从D/A转换器的模拟输出包含6MHz符号带宽信号，中心在相对中心在伪载波频率(-17.08或-23.08MHz)的6MHz符号带宽信号或中心在5.38MHz的6MHz符号带宽基带信号的采样速率频率(86.08MHz)的镜像频率(对于频道4的69MHz或对于频道3的63MHz)。模拟滤波器具有这样的频率通带，即它通过69MHz中心的频道4信号、63MHz中心的频道3信号和5.38MHz中心的基带信号，但阻止符号调制的-17.08和-23.08MHz伪载波信号。

现在参照图17，该图是在-86.08MHz到86.08MHz频率范围上的sinx/x表达式的归一化幅值图。在图17上进一步表示的是sinx/x表达式对中心在各个感兴趣的频率-69MHz(频道4)、-63MHz(频道3)、-23.08MHz伪载波、-17.08MHz伪载波、-5.38MHz基带、5.38MHz基带、17.08MHz伪载波、23.08MHz伪载波、63MHz(频道3)的6MHz带宽上的幅值的可变影响。只是在每个基带的6MHz带宽上的sinx/x表达式的频谱形状的倾斜率需要在它们的6MHz带宽上的修正x/sinx倾斜，以便成为平的(如图18所示，用x/sinx表达式1300与频道3，频道4和5.38MHz IF基带中的每一个的6MHz带宽相交)。

通过用D/A转换器104改变DC参考幅度获得对5.38、63和59MHz中心频率中的每一个的合适x/sinx增益值。但是，正是出现在调制载波的±R和±I复数采样数据流之前的数字sinx/x补偿器的工作在这些采样数据流的采样频率速率上提供在6MHz带宽上的频谱形状“倾斜度”的适当x/sinx倾斜修正。最好是，如图2所示，sinx/x补偿器202紧靠在多标度调制器204之前，并以10.76MHz的采样频率速率工作。

以10.76MHz采样频率速率工作的sinx/x补偿器202能够进行在6MHz带宽上的5.38、63或69MHz的sinx/x频谱形状的简单但近似的线性斜坡x/sinx倾斜修正，或这些频谱形状中的任何一个的更精确的曲线拟合“倾斜”x/sinx倾斜修正。

用下述3抽头滤波器实现近似处理。3抽头滤波器根据从VSB转换器200到sinx/x补偿器202的±R和±I复数数据输入流中的每一个工作。

$H_{\frac{x}{\sin \left(x\right)}}\left(z\right)=z^{-1}+\mathrm{\α}\·j\·(1-z^{-2})$

该滤波器与后来将由D/A转换器104强加的“sinx/x”“倾斜”相反地预倾斜这些±R和±I复数输入流。但是，这种近似处理不是真正的倒置而导致“被修正的”频带的抛物线畸变。

因为sinx/x频谱形状的实际倾斜形状是非线性的，该近似预倾斜技术是次最佳的，但仍是有效的。具体说，近似预倾斜技术导致结果模拟信号方根引起的余弦形状，但电视接收机的均衡器可补偿这个残余劣化。

在非线性x/sinx预倾斜技术中，D/A转换器104在要被补偿的频道中x/sin(x)特性被分解成围绕其频道中心的偶和奇对称部分。偶对称部分(为弓形)与实系数偶对称滤波器(围绕直流而不是围绕频道中心)匹配。奇对称部分等于{x/sin(x)/((1-2*β)+2*β)+*(cos(2*π*f/fs))}并实际具有横跨在每符号4或更多采样的要求6MHz修正带宽上的残余线性形状(它不仅由加到D/A转换器104的调制载波数据流的每符号8采样满足)。该残余线性形状的奇对称部分与复数系数奇反对称滤波器匹配。

最好是，用级联的偶频谱对称滤波器和奇频谱反对称滤波器在数字sinx/x补偿器202中的滤波以10.76MHz采样频率速率在每符号1采样±R和±I复数直流对中数据流上发生。在6MHz频道带宽以10.76M符号/秒的符号速率，补偿在Z域中产生超过55％的单位周期(z^-1＝e^-jwTs，Ts＝符号时间间隔)。虽然信号在属于特定模拟频道(例如TV频道3或4)的数字sinx/x补偿器202中被修正，和较早在10.76MHz采样频率速率上的每符号一个采样处理预修正，但抵消的影响后来由计时的D/A转换器104以8倍高的86.08MHz采样频率速率引起。

在图19说明级联sinx/x补偿滤波器的示例性电路。它将被理解是2个3抽头横向滤波器的级联。使用大抽头数的滤波器可以得到较大的sinx/x补偿的准确度。

另外，数字sinx/x补偿器202结合在工作上类似于上述VSB转换器200的多路复用器311多路复用器(未示出)。它使得为实数的所有计算的x/sinx值作为±R数据输出流从那里被传递和为虚数的所有计算的x/sinx值作为±I数据输出流从那里被传递。

在数字VSB调制器102的实际硬件实现上，利用2二进制码的补码实现所有计算。另外，虽然本发明的许多上述特点的全部按数字VSB调制器102的环境被描述，但应理解到，这些发明特点中的一个或更多个的子集可以在各种与数字VSB调制器102不同的类型的设备中找到实用性，例如在(QAM)或用(OFDM)调制器中找到应用。因此，意图是本发明只被附加的权利要求的范围限定。

Claims (8)

1.一种用于产生由数字信号调制的载波的数字调制器，其特征在于：

在给定采样速率上出现的数字信号源(202)；

对所说数字信号响应的上行采样器(800)，在比所说给定采样速率更高的采样速率提供采样的输出；

具有耦合到上行采样器的输出的信号输入和具有载波输入的复数调制器(802)；

加到所说载波输入的带有以所说的更高的采样速率出现的各个复数值的重复复数值序列S的源(804)；其中选择该序列的复数值规定该复数调制器(802)提供以伪载波为中心的复数调制，这个伪载波具有与要求频率对应的镜像。

2.权利要求1所述的数字调制器，其特征在于，所说上行采样器(800)和所述复数调制器(802)是再采样器(500、600)、第一调制器(502、602)、第二上行采样器(504、604)和第二调制器(506、606)的级联连接。

3.权利要求2所述的数字调制器，其特征在于，所说再采样器(500，600)按第一比例有效地上行采样，所说第二上行采样器(504、604)按第二比例有效地上行采样，以及该2个比例的乘积对应于所说更高的采样速率对所说给定采样速率的比例。

4.权利要求2所述的数字调制器，其特征在于，所说再采样器是下行采样器，下行采样器按第一比例有效地下行采样，以及所说第二上行采样器按第二比例有效地上行采样。

5.权利要求2所述的数字调制器，进一步包括：

第一重复序列数值的源，各个数值以等值于由所说再采样器提供的采样的出现速率的速率出现，并作为载波信号耦合到所说第一调制器；以及

第二重复序列数值的源，各个数值以等值于由所说第二上行采样器提供的采样的出现速率的速率出现，并作为载波信号耦合到所说第二调制器。

6.权利要求1所述的数字调制器，进一步包括用于只利用复数调制的实数部分作为调制信号的装置。

7.一种产生用复数信号调制的复数载波的方法，其特征在于：

提供所说复数信号作为在给定采样速率出现的复数信号值；

上行采样复数信号值到更高采样速率；

提供重复的附加复数值序列，其中各个所说附加复数值在所说更高采样速率出现；以及

用所说附加复数值调制上行采样的所说复数信号值以提供用复数信号调制的所说复数载波。

8.权利要求7所述的方法，其特征在于，所说上行采样步骤分两个阶段进行和调制在两个上行采样阶段中的每个阶段后进行。

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