TW516293B

TW516293B - VSB digital modulator

Info

Publication number: TW516293B
Application number: TW089116117A
Authority: TW
Inventors: David Lowell Mcneely
Original assignee: Thomson Licensing Sa
Priority date: 1999-08-24
Filing date: 2000-08-10
Publication date: 2003-01-01
Also published as: US6466277B1; MY120854A; CN1708038A; CN1285686A; DE60032075D1; EP1079574A3; MXPA00008270A; KR20010021374A; KR100650129B1; EP1079574B1; EP1079574A2; CN1708038B; CN1229950C; JP4562105B2; JP2001111638A; EP1079574A8; BRPI0003751B1; BR0003751A; DE60032075T2

Description

516293 ：；- .:..吐二 v …‘ . . ,： A7 :— — B7 五、發明説明（1 ) 本發明關於處理進行中之數位取樣流之不同方法，當共同使用時，可適用於一殘邊帶（VSB)數位調變器中，其可獲得以63 MHz (頻道3)，69 MHz (頻道4)或5.38 MHz IF(基帶）為中心之6 MHz帶寬之輸入信號供電視接收機之用，或一壓縮數位電視接收機，如機上盒之用。參考由Hauge等所著之” ATSC再調變器系統"，發表於 IEEE Transactions on Consumer Electronics，第 44卷，第 3 期，1998年8月。此文揭示VSB數位再調變器之實施以便在各數位產品（即地面數位廣播，衛星，數位電纜機上盒，有線數據機，DVD，DVCR，PCs等）與數位電視接收機之間之内聯。此種VSB數位再調變器與在VCR/s及視頻電玩中之類比再調變器為等值產品。因此有必要一種簡單而較價廉之裝置以提供VSB數位再調變器之積體電路（1C)實施，其可選擇性獲得一頻道3，頻道4或基帶信號。本發明係關於一數位方法及裝置以由載波之數位代表調變自一源之數位化取樣流，以提供如63 MHz (頻道3)，69 MHz (頻道4)或5.3 8 MHz IF (基帶）為中心之6 MHz，帶寬電視信號。本方法特別包括數位化取樣之第一次再取樣，於是，以複數值之重複短順序調變取樣之再取樣流，該複數值為載波之一數位化指數載波。圖式元件符號說明： 100 數位化脈波碼調變(PCM)信號取樣之流源 -4- 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) 516293

A7 B7 五、發明説明（2 ) 102 數位化殘邊帶(VSB)調變器 104 類比至數位(D/A)轉換器 106 類比濾波器 200 DC-中心複VSB轉換器 202 Sinx/x補償器 204 多刻度數位調變器 206 無符號轉換器 300-S 調變器 300-P 調變器 302 進行中之流 304-S 調變後資料信號輸出流 304-P 調變後導引輸出流 306 N抽頭根奈奎特有限脈衝響應(FIR)濾波器 308 第一子濾波器 310 第二子濾波器 311 多工器 312〇乘法器裝置 3122 乘法器裝置 312“ 乘法器裝置 312n_3 乘法器裝置 3142 2-取樣期間延遲鎖存器 3144 2-取樣期間延遲鎖存器 314^ 2-取樣期間延遲鎖存器 314n.2 2-取樣期間延遲鎖存器 -5- 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐） 516293

五、發明説明（3 ) 314n.3 2-取樣期間延遲鎖存器 314“ 2-取樣期間延遲鎖存器 316-π 1-取樣期間延遲鎖存器 316-12 1-取樣期間延遲鎖存器 316-22 1-取樣期間延遲鎖存器 318〇加法器 318! 加法器 3182 加法器 318n.3 加法器 318n_4 加法器 320 加法器 322 X時脈延遲 324 資料輸出流 326 資料輸出流 328 ±R資料輸出流 330 ±1資料輸出流 400 粗線 500 取樣率轉換器 502 第一調變器 504 取樣率轉換器 506 第二調變器 508 R輸出流 600a 取樣率轉換器 600b 取樣率轉換器 -6-本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐） S291 A7 B7 ;補充丨五、發明説明（4 ) 602a 第一調變器 602b 第一調變器 604a 取樣率轉換器 604b 取樣率轉換器 606a 第二調變器 606b 第二調變器 608a R輸出流 608b R輸出流 700 取樣率轉換器 702 調變器 704 取樣率轉換器 708 R輸出流 800 取樣率轉換器 802 複調變器 804 複載波產生器 806 段 900 第一加法器 902 鎖存器 904 模數K=538二進制邏輯裝置 906 第二加法器 908 乘法器段 910 2-位元二進制記數器 912 延遲正反器 914 互排或閘本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐） 516293 ,.9ΐ· ! f A7 B7 五、發明説明（5 ) 916 再計數器裝置 1000-1 1取樣期間延遲鎖存器 1000-9 1取樣期間延遲鎖存器 1001-1 1取樣期間延遲鎖存器 1001-6 1取樣期間延遲鎖存器 1002-1 1取樣期間延遲鎖存器 1002-9 1取樣期間延遲鎖存器 1003-1 1取樣期間延遲鎖存器 1003-7 1取樣期間延遲鎖存器 1004-1 1取樣期間延遲鎖存器 1004-2 延遲鎖存器 1004-5 廷遲鎖存器 1004-8 延遲鎖存器 1004-10 1取樣期間延遲鎖存器 1005-1 符號電路 1005-3 符號電路 1005-6 符號電路 1005-9 符號電路 1006-1 反相器 1006-3 反相器 1006-6 反相器 1007-2 加法器 1007-5 加法器 1007-8 加法器 -8- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 x 297公釐） 516293 、 ,91. 1ζ ： Α7 五、發明説明（6 ) 1008-4 乘法器 1008-7 乘法器 1009-1 延遲鎖存器 1009-10 延遲鎖存器 1010-1 符號電路 1010-3 符號電路 1010-6 符號電路 1010-9 符號電路 1011-2 加法器 1011-5 加法器 1011-8 加法器 1012-4 乘法器 1012-7 乘法器 1100a 第一加法器 1102a 鎖存器 1104a 模數4K二進位邏輯 1105a K除法器 1106a 第二加法器 1108a 乘法器段 1113a 互斥OR閘 1114a 互斥OR閘 a〇係數 ai 係數 a2 係數 -9-本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 x 297公釐) 51^293^% 9ί· 6· 12 補右Ί A7 - -二- 」 B7 五、發明説明（7 ) ^n-l 係數 an-2 係數 ^n-3 係數 an«4 係數 Plsb 時序控制流(最低有效位元） Pdmsb 時序控制輸入流(延遲之最高有效位元) Pmsb 時序控制流(最高有效位元）圖式簡略說明圖1為裝置之功能方塊圖，包括VSB數位調變器以自一數位化PCM取樣流獲得一輸入信號至HDTV，作為自流源至調變器之輸入。圖2為圖1所示之VSB數位化調變器之各組件之功能方塊圖。圖3為圖解說明每個PCM符號1取樣至圖2中所示之DC-中心之VSB轉換器之一較佳實施例，及圖4圖解說明圖3中之分支多工N抽頭根奈奎斯FIR濾波器之細節。圖5，6及7為共同以曲線說明圖4中之分支多工N抽頭根奈奎斯FIR濾波器之作業方式以產生VSB轉換器輸出。圖8，9，10及11為圖2之多刻度數位調變器之實施例，其使用第一設計方法以獲得一預定取樣-頻率速率及限定頻道3，頻道4或基帶之各資料-調變之載波頻率。圖12顯示圖2之多刻度數位調變器之實施例，其利用第二設計方法以獲得一預定取樣-頻率速率，及供頻道3及頻 -10- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X 297公釐) 516293— 雜/ A7 B7 ?u_iii6ii7號專利申請案 w書修正頁(91年11月） 8 五、發明説明（道4及基帶之限定各資料_調變之載波頻率之取樣值流。圖13 , 15及16顯示圖12之複載波產生器之另一實施例。圖14係顯tf圖13之複載波產生器實施例的變化。圖17為一曲線，說明由類比至數位轉換器輸出之調變之偽及理想載波。圖18為一曲線’說明由圖2及圖19之siri χ/χ補償器達成之理想載波之改進之圖解代表。圖1 9為級聯sin X/X補償濾波器之一範例電路。注意’在說明開始時，” DC為中心，f 一詞代表以〇沿頻率為中心’而非指DC波幅。在此說明中，其係指以dc為中心之信號調變帶寬。參考圖1，顯示之（1)為數位化脈波碼調變（pCM)信號取樣100之流源’（2)為數位化殘邊帶（vsb)調變器1〇2，（3)為一類比至數位（D/A)轉換器1〇4，（4)為類比濾波器1〇6。源 100包括數位產品，自該產品與數位處理電路，一起獲得原始信號資訊，以便增加額外之理想信號資訊及/或修改信號資訊之形式，以自源100獲得取樣流輸出，加至數位化VSB調變器102作為輸入。數位化VSB調變器102之較佳實施例，其併入本發明之特性，稍後將予詳述。無論如何，自數位VSB調變器102之數位輸出包括以相當高之抽樣頻率速率發生之調變資料取樣流，其在由D/A轉換器 104轉換為類比信號後，引起以5·38 MHz為中心之至頻道 3，頻道4或IF基帶信號，在由D/A轉換器1〇4轉換為信號後，任何在固定取樣頻率似率以上之頻率帶寬以外之不理想頻率成份，均被類比濾波器106移除。 -11 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐） 516293 1年乳

A7 B7 五、發明説明

如圖2所示，數位VSB調變器102包含每PCM符號1取樣至 DC-中心複VSB轉換器200 (稍後將配合圖3-7詳述），數位 sin x/x補償器，多刻度數位調變器204 (稍後將配合圖8-16 詳述），及無符號轉換器206 (稍後詳述）。自源100之信號PCM取樣流加至VSB轉換器200作為輸入，轉換器產生有符號實數型（R)及虛數型（I)之2 VSB輸出流，加至sin x/ X補償器202為輸入。自sin x/ X補償器202之輸出流，仍為有符號複數型式，加至多刻度數位調變器為 204作為輸入，求產生有符號之R型式信號輸出流，經由無符號轉換器206至D/ A轉換器104作為輸入（無符號轉換器 206之作業為加一正（+ )號值至信號輸出流之每一符號之有符號數值（土），其中之每一正數值足可導致自無符號之轉換器206之輸出流之每一符號之數值為正，因此，加至 D/A轉換器104為輸入之所有符號取樣均為正值）。為說明之目的，本發明較佳實施例之說明時，假定（1)加至VSB轉換器200之PCM符號取樣流包含4位元，其限定以 10.76 MHz之取樣頻率時脈率發生之3位元（8 VSB)或4位元 (16VSB)實數資料；（2)每一VSB轉換器200及數位sin x/x補償器均操作於10.76 MHz之取樣頻率時脈速率，及（3)多刻度數位調變器204之輸入及輸出取樣頻率時脈速率分別為 10.76 MHz 及 86.08 MHz (10.76 MHz之 8倍），而多刻度數位調變器204之作業取樣頻率時脈速率亦可能包括至少一中間 10.76 MHz與 86.08 MHz之一次諧波 86.08 MHz。參考圖3除加至VSB轉換器200作為輸入之4位元PCM符號 -12- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐)

裝訂

k 516293 Α7 Β7 補充五、發明説明（10· 取樣之流外，VSB轉換器200亦有更精確之由b>4位元限定之PCM導引DC值，以便調節導引音調波幅至理想位準。此b>4位兀PCM導引DC值加至一調變器300-P作為調變信號，而流之每一 4位元PCM符號取樣則加至調變器3〇〇-5作為調變信號。一進行中之流302，發生在、由數位符號值{1， -1，-1，1}組成之重複4位元順序之10 76 MHz取樣頻率速率，加至調變器300·Ρ及300-S作為DC中心之載波。此進行中义流302 ’其為{ 1，-u，i，i ]，义l h }取樣，被認為可限足函數(：03(π*η/2)-4η(π*η/2)=ι·414*ο〇3 (π*η/2 + π/4) 之每一連續週期之象限值，其中1414為W之合理近似值，及η =符號指數。因此，自調變器3〇〇_ρ之調變後導引輸出流304-Ρ，及自調變器300_s之調變後資料信號輸出流 304-S構成實數信號，其用來限定加碼型式之複數信號；此實數信號包含在每一週期之每一象限取樣之進行中符號調變正弦波，其中實數”cos”成份包含士有符號之非零值，该值在未解碼時，構成對應複數信號之±有符號值R成份，但實數” Sin”成份包含零值，其為加碼型式，構成對應複數信號之零值±I成份。因此，調變號導引輸出流3〇4_ P及調變後資料輸出流304-S，此二流加在分支多工N抽頭根奈奎特有限脈衝響應（FIR)濾波器3〇6，並且為包含每符號一取樣之實數DC中心信號。但，如圖3所示，滤波器 3〇6獲得一包含複數DC中心之VSB符號取樣之進行流之輸出，其中，±11及±1成份具有非零值。特別是，N抽頭濾波器306為一具有奇數抽頭之單一濾波 -13- 516293 —一工：

ίΙ . p •‘丄朴 I 丨丨,·ν a ， i *· I. , A7 1 丨一.-..—' ;' B7 五、發明説明（11 ) 器（如55個抽頭）。但，如圖4所示，N抽頭濾波器306被組成為第一輸入加權（N+ I)/2·抽頭FIR子濾波器308 (即28個抽頭子濾波器），第二輸入加權（N-1)/2抽頭FIR子濾波器 3 10 (即27個抽頭子濾波器）及多工器311。第一子濾波器308包含N-抽頭濾波器306之所有偶數抽頭 0, 2, 4,…（N-3)及（N-1)，而第二子濾波器310包含N-抽由頭 306之所有奇數抽頭丨，3, 5…（N-4)及（N-2)。結構上，第一子濾波器308包括（1)各別乘法器裝置312卜〖，312n_2, 312 n_3, ....3122 及3 12〇，每一具有作為乘法器輸入之對應一係數an l，an. 3,…a2及a〇之適當值，（2)各別2-取樣期間延遲鎖存器3 14n_ 1，314 n_3,…3144及3142及1-取樣期間延遲鎖存器316n (取樣頻率為10.76 MHz)及（3)加法器318n.3，…3 182及3 18。。結構上，第二子濾波器310包括（1)各乘法器312n_2, 312n，4，… 及3 12〖，每一均有作為乘法器輸入之對應一係數心_2，an. 4，…及a!，（2)各別2-取樣期間延遲鎖存器314n_2，314n_ 4，...3145 (未示出）及3143 (未示出）與1-取樣期間鎖存器 31612及 3 1622 及（3)加法器 318n.4，···3181與加法器 320。此外，DC-中心之資料信號輸出流304-S之每一連續發生符號取樣為同時加至第一子濾波器308之每一乘法器裝置312“ 312n·3，...3122及312g作為乘數輸入，及加至第二子濾波器 310之每一乘法器裝置312n-2，312n-4，…及3%。此外， DC-中心之導引輸出流304-P之每一連續發生之取樣值，在 X時脈延遲322 (其中X等於中心抽頭索引）處理後，被加在加法器320作為被加數。 -14- 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐)

516293 _______

非常明顯遽波器3 06及其每一組件子濾波器3 〇8及3丨〇為實數（非複數）濾波器。但，子濾波器3〇8，子濾波器31〇及多工器311之組合共同操作時，可提供自濾波器3〇6之複數輸出。第一，每一子濾波器3〇8及31〇之作業，可在其輸出產生取樣之資料流，其輸出包括以連續4-取樣順序型式之有符號R及有符號I取樣值。第二，自子濾波器3〇8之資料輸出流324受到一總延遲，其為較自子濾波器31〇之資料輸出流326所受之總延遲之時脈期間為長。因此，自子濾波器308之資料輸出流324之土尺及±1取樣間之相互關係為 10.76 MHz取樣頻率期間之函數，及自子濾波器31〇之資料輸出流326之士R及土I取樣為10 76 mHz取樣頻率期間之函數，其關係如下所述：

取樣期間 1 2 3 4 5 輸出324 R -I -R I R 輸出326 -I -R I R -I 表1 但，如圖4所示，自子濾波器3〇8及3 1〇之資料輸出流324 及〇26作為資料輸出流加至多工器3丨1，其以取樣頻率時脈速率10.76 MHz觸發每一取樣期間，以（1)在每一奇數取樣期間’連接自子濾波器308之資料輸出流324至±R資料輸出流328，及在每一偶數取樣期問，連接至±1資料輸出流 330，及（2)在每一奇數取樣期間，連接自子濾波器3 1〇之資料輸出流326至土1資料輸出330，及在每一偶數取樣期間’連接至士R資料輸出流328。因此，作為連續取樣期間 -15- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) 516293 i邱.

A7 B7 五、發明説明（η 函數之資料輸出流330之±1取樣，與作為連續取樣期間之之土R取樣間之關係如下··

取樣期間 1 2 3 厂· 4 5 輸出328 R -R -R R R 輸出330 -I -I I I -I 表2 現在參考圖5，6及7。圖5顯示，作為在實數-虛數平面 (其中之粗線4〇〇代表表1中取樣期間，輸出324之位置）中該取樣位置函數之第一子濾波器308之取樣流輸出324中，每一連序取樣之正常化數值1之Ζ區域中之關係。圖6顯示’作為在實數-虛數平面（其中之粗線400現在代表表1中取樣期間輸出326之位置）中該取樣位置之函數之第二子濾波器310之取樣流輸出326中，每一連續取樣正常化數值i 之Z區域中之關係。比較圖6及圖5，明顯看出圖6代表圖5 中反時針方向之1/4順序週期旋轉。多工器311之作業有效的將來自第一子濾波器308之取樣流輸出324，與來子第二子濾波器3 10之取樣流輸出326彼此相加。圖7顯示此相加 (如表2之輸出328及330所代表）之取樣流中，每一連續取樣之正常化數值之Z區域中之關係。如圖7所示，順序週期之第一個1/4及順序週期之第四個1/4中之一之正常化數值，在順序週期之第二個1/ 4及順序週期之第三個1/ 4降低為正常化數值0。結果可使上方之VSB信號能量可以獲得，而下側帶能量則被消除。因此，實數輸出328及虛數輸出330，如圖4，構成如圖3所示之濾波器306之DC為中心值 -16- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐） 516293 11芗 ‘/ο補充 A7 B7 五、發明説明（14 ) 之複數VSB輸出。上述之每PCM符號1取樣至具有導引音調波幅控制之DC-中心之VSB轉換器，較傳統之每PCM 2取樣至具有導引音調控制之DC-中心之VSB轉換器，在硬體實施上較為簡單及價廉。第一，每PCM符號僅需一取樣而非每PCM二取樣之需求，可降低硬體實施50%。第二，使用實數調變器 3 00-S及3 00-P，而不用複數調變器，進一步降低硬體實施。第三，使用單一分支實數η-抽頭濾波器，而不用二 (即複實數及虛數）η-抽頭濾波器，可提供在濾波器硬體上 50%之節省。第四，使用單一分支實數η-抽頭濾波器可提供一獨特之導引波幅控制方法，其可提供额外35%之濾波器硬體節省。第五，不需要複雜數學以自所述之每PCM符號至DC中心VSB轉換器產生複數輸出，進一步降低實施硬體。返回圖2，可見本發明之較佳實施例中，數位sin x/ X補償器係位於自VSB轉換器200之DC中心複數VSB取樣流輸出，其發生在10.76 MHz取樣頻率速率，與至多刻度數位調變器204之輸入之問。此係因為，最好在較低之10.76 MHz取樣頻率速率實施數位sin x/x補償，而非以較高取樣頻率速率實施。以較高取樣頻率速率補償之缺點為較高之耗損，較高電流，及產生更不理想之電磁干擾（EMI)。但，在多刻度數位調變器204中載波上之複數土 R及土 I之資料取樣流之實際調變前，數位sin X/ X補償可在系統中任何取樣頻率速率（包括86.08 MHz)之下實施。因此，多刻度 -17- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐）

裝訂

線 516253

修正補充 A7 B7 五、發明説明（彳5 ) 數位調變器204在sin x/x補償器202詳細說明前，將予以詳細說明。；· 裝

多刻度數位調變器204，響應以取樣頻率速率10.76 MHz 發生之所加之輸入，每符號土 R及土 I流1取樣，該調變器 204選擇性產生用互控制調變輸出，（1)每符號土R流以相當低之偽載波頻率之-23.08 MHz有符號之8取樣，（2)每符號R 流以較低偽載波頻率-17.08 MHz有符號之8取樣，或（3)每符號±R流以極低載波頻率5.38 MHz，為中心之有符號8取樣，以上所有輸出流均發生在取樣頻率速率86.08 MHz。 -23.08 MHz數位輸出流，在無符號轉換器206及D/A轉換器 104轉換為類比後，產生一不理想符號流調變之23.08 MHz 類比信號，及理想之符號流調變之63 MHz (頻道3)類比影像信號（即，63 MHz = (86.08 -23.08) MHz)。同理，-17.08 MHz數位輸出流產生一不理想符號流調變之17.08 MHz類比信號，及一理想符號流調變之69 MHz (頻道4)類比影像信號（即，69 MHz = (86.08 -17.08) MHz)。此 5.3 8 MHz數位輸出流直接產生一理想符號流調變之5.38 MHz類比信號。多刻度數位調變器204可根據圖8-11所示之將討論之第一較佳方法實施，或圖12-16所示，以下將討論之第二較佳方法實施。二方法係利用一複指數載波調變，其型式為與圖3之重複短順序之進行流之某些特性相似之重複短順序之進行流。特別是，此調變器含一再取樣器，以便再取樣調變信號，其後為一備有一指數載波之複調變器。再取樣比例加以選擇，俾指數載波可由以輸出取樣率發生之各 -18- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) 516293

值之重複相當短順序實現。此指數載波順序可由插值法產生。產生載波之理想插值濾波器為：

Sin (π . 1) 由函數--代表’其為無限範圍，非-臨時，並僅為理論上目的。但，由於重複短順序之進行流之週期性及假定之無限範圍，在固定時間加至此一重複短順序進行流I任何脈衝響應寬度之濾波器之輸出，為此短順序之取樣之加權和。某些複指數載波與短順序間之關係如下表3 中表示，其中取樣指數: ^±』2ηπ/3 1，_〇.5 + (土j*0.866)，-0·5_(土i*0.866、 e±jnW2 1，土j，-1，-(土j) e±jnTt/3 1, 0.54-(±j*〇.866)? -0.5+(j*〇 866), -1, -0.5-(j*0.866\ 0.5-(j*0 866) e±jnTc/4 1，0.707+(士j*0.707)，-±(j)，-0.707+ (土j*0.707)，-1，-0.707- (±j*0.707), -±(i), 0.707-(±i*0.707) 如在順序中之項目數為4或少於4，插值法函數之所有選擇將發生可忽視之誤差。如順序中之項目數為6或8，某些插值法函數將遭致可忽視之誤差（其包括用於上述由多刻度數位調變器204使用之第一或第二實施方法中之插值函數）。現在參考圖8，其中顯示第一實施法之一例，以供以 - 23.08 MHz (用以產生頻道3信號）為中心之每符號土R流之8 取樣，作為自sin x/x補償器202加至該處之輸入之每符號土R及I流一取樣之多刻度數位調變器之輸出。取樣率轉換 -19- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐)

線 516293

B7 五、發明説明（17 ) 器500有效向下取樣10.76 MHz 土 R及土1資料流至6.24 MHz，其方法為計算每一 10.76 MHz取樣，如資料流係以 6.24 MHz取樣時應有插值之值。特別是，此等插值之值涉及比例因數10.76/6.24，此因數為269/ 156之等值（此為以 10.76 MHz取樣頻率速率之269取樣期間之一串，與6.24 MHz取樣頻率速率之僅156取樣週期串之時間長度相等）。但，在較佳實施例中在取樣率轉換器500輸出之±R及±1之實際取樣頻率速率（該輸出作為資料輸入加至第一調變器 502)仍然保持為10.76 MHz。根據以上討論，至第一調變器502之載波輸入Ρηπ/2構成一以10.76 MHz取樣頻率速率之重複4取樣順序1，-j，-1，j之進行流。調變器502在調變器502之資料輸入，以R及I流之每一取樣，乘以進行流之對應取樣，以提供二乘積流，每一乘積流，包括R及I取樣。但，調變器502包括一多工器，其作業於上述之多工器3 11相似，以供自調變器502分配所有乘積流之R乘積取樣至R輸出流，及分配乘積流之所有I乘積取樣自調變器502至I輸出流（自第一調變器502 之每一 R及I輸出流代表-6.24/4 = -1.56 MHz流，其係在 10.76 MHz取樣頻率速率所取樣）。自第一調變器502之R及I輸出流加在取樣率轉換器504之輸入，該轉換器利用86.08 MHz時脈，及插值法以轉換 10.76 MHz取樣頻率速率之每符號1取樣為86.08 MHz取樣頻率速率之每符號8取樣，及有效向上取樣第一調變6.24 MHz 流至86.08 MHz，其方法為計算如第一調變之6.24 MHz流 -20- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐)

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51微艾一 — 汾！ Z f：r "" J A7 !..........................................................1 B7 五、發明説明（18 ) 係以86.08 MHz取樣時，每一實際86.08 MHz取樣應有之插入值。特別是，此種插入值涉及比例因數6.24/86.08，其為39/ 538之等值（此為以6.24 MHz取樣頻率速率之僅39頻率期間之一串，等於以86.08 MHz取樣頻率速率之538取樣期間串之時問長度）。因此，在取樣率轉換器504輸出之R 及I流（該輸出加至複數第二調變器506之資料輸入）之取樣頻率速率現在為86.08 MHz。根據以上討論，加至第二調變器506之載波輸入e”n7t/2構成一以取樣頻率速率86.08 MHz之重複4取樣順序1，-j，-l，j 之進行流。調變器506將資料輸入至調變器506之每一 R及I 流取樣，乘以調變器506載波輸入之進行流之對應取樣，以提供二乘積流，每一乘積流包括R及I取樣502 (自第一調變器502之每一 R及I輸出流為一-6.24/4 = -1.56 MHz流，其係以10.76 MHz所取樣）。但，調變器506含一多工器，其作業與上述之多工器3 11相似，以自調變器506分配乘積流之R乘積取樣至R輸出流，及自分配乘積流之I乘積取樣至 ” trash”，俾僅有自調變器506之R輸出流被傳輸至D/A轉換器104作為輸入（如圖8之段508所示）。由於自調變器502之輸出流包括，因輸入之e”n7t/2載波之每一連續4-取樣順序影響，以指示頻率-6.24/4= -1.56 MHz 為中心之符號調變成份，第二調變器506，其與第一調變器 502為串級，接收此-1.56 MHz為中心之符號調變成份為輸入，因而獲得一 R輸出流，其含以-1.56 MHz，-86.08/4=-21.52 MHz為中心之符號調變成份，及合成之互調變頻率- -21- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X 297公釐) 516293

A7 B7 五、發明説明1： 19 1.56 + (-21.52) = -23.08 MHz。此一自多刻度數位調變器 204之R輸出流之-23.08 MHz之符號調變成份，引起自D/A 轉換器104之類比信號輸出中63 MHz (頻道3)影像。應注意，取樣率轉換器500所用之比值因數269/ 156及取樣率轉換器504所用之比值因數39/ 538均非整數，此二比例因數之級聯乘積269/ 156*39/538 = 8為整數，其值等於自取樣率轉換器504至每符號輸入流1取樣之10.76 MHz取樣頻率速率，至取樣率轉換器500之每符號輸出流8取樣之 86.08 MHz取樣頻率速率之比值。因此，並無6.24 MHz時脈與取樣率轉換器500共用之事實，並不影響自取樣率轉換器504或第二調變器506之每符號輸出流，之8取樣插值符號值之準確性。現在參考圖9，其中顯示一種第一個實施方法用以獲得，其以-17.08 MHz (用來產生頻道4信號）為中心之每符號R流8取樣，作為自sin x/x補償器202作為輸入所加之每符號R及I流之1取樣之多刻度數位調變器之輸出。第一，取樣率轉換器600a與上述之取樣率轉換器500不同，因為，10.76 MHz R及I流被有效向上取樣至17.76 MHz。即，如由10.76 MHz取樣信號所代表之信號，實際上以 17.76 MHz取樣而計算時，將發生插值取樣。特別是，該插值之值涉及比值因數17.76/ 10.76，其與444/269等值（其為以17.76 MHz取樣頻率速率之444取樣期問之一串，其時間長度與以17.76 MHz取樣頻率速率之僅269取樣期問串之時間長度相等）。第二，並非將e〜nW2載波輸入上述之第一 -22- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(21〇x 297公釐)

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k 51629^- 修正i 補充 A7 B7 五、發明説明（2〇 ) 調變器502，輸入至第一調變器602a之載波為&ηπ/2，其構成重複4取樣順序1，j，-1，-j之進行流。第三，取樣率轉換器604a與上述之取樣率轉換器504不同，因為17.76 MHz R 及I流被有效向上取樣至86.04 MHz，如取樣流以86.08 MHz取樣，計算每一 17.76 MHz取樣具有之插值之值而得。特別是，此一插值之值涉及比例因數86.08/ 17.76，其為269/ 1 1 1之等值（即，以86.08 MHz取樣頻率速率之一串 269取樣期間，其時問長度等於以17.76 MHz取樣頻率速率之111取樣期間之一串之時間長度相等）。在其他方面，圖 9之元件600a，602a，604a，606a及608a之作業與圖8中之對應元件500，502，504，506及508之作業相似。由於自第一調變器602a之輸出流，因為ejn7t/2載波輸入之每一連續4取樣之影響，包括以指示頻率17.76/4二4.44 MHz為中心之一符號調變成份，第二調變器606a，其與第一調變器602a為級聯，並接收此4.44 MHz為中心之符號調變成份作為輸入，獲得一 R輸出流，該輸出流包括以4.44 MHz，-86.08/4 = -21.52 MHz及結果之理想互調變頻率4.44 + (-21.52)=- 17.08 MHz之符號調變成份。此來自多刻度數位調變器204之R輸出流之-17.08 MHz符號調變成份，引起在 D/A轉換器104之類比信號輸出中之69 MHz (頻道4)影像。圖9中所示之一種硬體實施之缺點為，取樣率轉換器 600a必需為相當高之品質，因為奈奎特之一小部份為透明的。但，此一需求被圖10中之一備選所緩和，因為將取樣 -23- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(2i0 X 297公釐） 516293 丨 9ΐ: 6· ι2 A7 五、發明説明（21 ) 率轉換器600a置換，其可有效為取樣率轉換器600b向上取樣10.76 MHz至35.52 MHz，因此，可使取樣率轉換器 6〇4b，其可有效向上取樣35.52 MHz至86.08 MHz，以置換取樣率轉換器604a。但，在圖10之情況下，必須利用ejnW4 載波輸入至取樣率轉換器604b (其中&ηπ/4為構成以取樣頻率速率86.08 MHz之進行中重複8取樣順序，即，1，0.707 + (土j*0.707)，-(土j)，-0.707+(土j*0.707)，-l，-0.707-(土j*0.707)， -(±』），0刀07-(±」*0.7〇7)以取樣頻率速率86.08 乂《^)以便使第二調變器6 0 6 b獲得R輸出流，其包括以4.4 4 Μ Η z， -86.08/4=-21.52 MHz為中心之符號調變，及自多刻度數位調變器204之R輸出流之符號調變成份之理想互調變頻率 4.44 + (-21.52) = -17.08 MHz，其引起 D/A轉換器 104之類比信號輸出中之69 MHz (頻道4)影像。在上述裝置中，再取樣器如元件600a及600b不需以再取樣率（如17.76 MHz)提供取樣。所需者為產生數個取樣，如以該速率再取樣，則可發生。數目增加之取樣於是連續與指數載波順序被調變。此一調變係由施加重複載波順序而完成，俾連續取樣被連續順序值所調變。所有調變可在可用時間完成，因為有86.08 MHz時脈可用，以實施取樣之插值，以產生向上取樣值，該值可儲存於記憶體中以備讀出，以供以任意取樣率調變。亦可以任何取樣率實施再取樣器604a及604b之插值，只要必需數目之取樣（每輸入取樣）在對應輸入取樣期間（以實現真時作業）間隔產生即可。但，由輸出調變器（606a，606b)提供之調變值必須在預 -24- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐）五、發明説明（22 ) 定速率（此例為86.08 MHz)發生，以產生理想之調變載波頻率。現在參考圖11，其中顯示一第一實施方法，以獲得以 5.3 8 MHz IF (用於產生侧帶信號）為中心之每一符號R流之 8個取樣。自sin x/x補償器202每一符號R及I流之1取樣被加至取樣率轉換器700。取樣率轉換器700向上取樣10.76 MHz，R及I流至21.52 MHz。因為21.52 MHz之比值恰為 10.76 MHz之二倍，此一轉換可由傳統方式完成，即利用 21.52 MHz取樣率供700之用，再插入零值取樣於10.76 MHz R及I流之每一對連續取樣之間，於是構成該對之零值之平均取樣值。至調變器702之載波輸入ejn7t/2構成一以取樣頻率速率 21.52 MHz之4-取樣順序1，j，-1，-j之進行流。調變器702單獨將在調變器502資料輸入之R及I流之每一取樣，乘以在調變器702之載波輸入之進行流之對應取樣，以產生二乘積流，每一乘積流均包含R及I取樣。但調變器702包含一多工器，其作業與上述之多工器311相似，用以分配乘積流之所有R乘積取樣至調變器702之R輸出流，及分配乘積流之所有I乘積取樣至調變器702之I輸出流（每一自調變器 702之R及I輸出流為5.38 MHz流，其係在21.52取樣頻率速率所樣）。取樣率轉換器704需要將自第一調變器702之21.52 MHz 取樣率R及I資料輸出流，向上取樣至86.08 MHz取樣率之自取樣率轉換器704之R及I資料輸出流。此一轉換可由傳 -25- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐）

516293 五、發明説明（23 ) 統方式完成，即利用86.08 MHz取樣率時脈供取樣率轉換器704之用，及插入3個零值取樣於21.52 MHz R及I流之每對連續取樣之間，於是以適當之插入取樣值置換該對之3零值。因而導致自多刻度數位調變器204之R輸出流之86.08 MHz之符號調變資料成份，因而獲得理想之5.38 MHz IF基帶自D/A轉換器104之類比信號輸出。在多刻度數位調變器204中所用之第一方法中，即圖11 所示之實施，其僅需要一單一複調變器，與圖8，9，10中所示之實施不同，因其每一實施需要二級聯複調變器。但在第一實施方法中，自複調變器502，602a，602b及702之每一複R及I輸入流，輸入至取樣率轉換器504，604a， 604b及704 (其將每符號1取樣轉換為每符號8取樣）包含一或多個複載波頻率之取樣值，其已被資料符號值所調變。在多刻度數位調變器204所用之第二方法，如圖12所示，每符號1取樣至每符號8取樣轉換器800以86.08 MHz取樣頻率速率作業，並有自sin x/x補償器202加入為輸入之每一複土R及±1輸入流，及未調變之資料符號值複±11及±1 輸出流加至複調變器802作為輸入。複載波產生器804以 86.08 MHz取樣頻率速率作業，自其獲得複±尺及土1載波輸出流，其選擇性限定恆值-23.08 MHz偽載波（由恆值-2 1.52 及-1.56 MHz頻率之複乘積產生)之取樣值以供頻道3之用，恆值-17.08 MHz偽載波（由恆值-21.52及4.44 MHz頻率之複乘積產生）之取樣值供頻道4之用，或恆值5.38 MHz之取樣值供基帶之用。自複載波產生器804之複土R及土 I載波輸出 -26- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐）

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線 516293 _________ 修正

年月曰> A 辦ί 3補充丨 g 五、發明説明（24 ) 流被加至複調變器802作為載波輸入。自複載波產生器804 之調變後資料符號值複土尺及±1輸出流，其發生在86.08 MHz取樣頻率速率，被加至段8〇6作為輸入，該段僅將土r 輸出流傳送至無符號轉換器206。複產生器804之第一結構實施例包含如圖15所示之取樣複頻率產生器，與圖13所示之相位控制裝置，其產生向位控制值之5個進行流加至圖15所示之取樣複頻率產生器作為輸入。如圖13所示，此等5個進行流包含（1)#及18//進行流限定向位控制值，此等值供圖丨5中產生理想取樣正弦頻率F。（即供頻道3之1.56 MHz)，或以已知（86.08 MHz)取樣頻率 Fsi4.44 MHz 供頻道 4 之用，及（2) PLSB，PMSB&PMDSB 進行矩形時序波形亦為圖15中取樣複頻率產生器所需。參考圖13，恆值J (其中J = 39供頻道3，j = l 11供頻道4)加至第一加法器900作為加數。自第一加法器9〇〇之總和輸出流之每一連續值，在被鎖存器902延遲固定（86.08 MHz)取樣頻率Fs之1取樣期間後，被加至模數κ=53 8二進制邏輯裝置904為輸入。自邏輯裝置904之輸出流之每一值均被加至第一加法器900作為第二加數，及加至第二加法器906作為第一加數。當輸入至模數Κ二進制邏輯裝置904之輸入值，在1與Κ-1之間時（其中K-l=537)，其輸出值等於輸入值，但，當輸入值高於Κ-1 (即Κ2538)，其輸出位等於輸入值減去Κ (Κ = 538)。因此，將J結合，第一加法器9〇〇，鎖存器902及模數Κ二進制邏輯裝置904合作，以自裝置9〇4產生輸出值，其在每一取樣期間增加J之正值，直到正積聚 -27- 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) Α4規格(210X 297公釐) 516293 车修正丨 un m補无1五、發明説明（25 ) A7 B7 !· 之值高於正K值，此時，正K值自此積聚值減除。-K/2 (即，-K/2=-269)加在第二加法器9〇6作為第二加數。因此，自第二加法器906之輸出流之各別總和值，其位於· 269至+268之間，及構成//相位控制輸入流輸至圖15中之取樣複頻率產生器，該總和值以0值為中心（並非具有全正值）。此//相位控制輸入流之各值，在段908中被18相乘之後，構成一輸出流，其形成18 μ相位控制輸入流至圖15中之取樣複頻率產生器。裝訂線模數Κ二進制邏輯904，在每次自其積聚值中減去之正κ 值時，加一包封時脈至二2-位元二進制計數器91〇及延遲正反器912。自計數器910之最低有效位元pLSB及最有效位元Pmsb之各二進位狀態，作為時序控制輸入加至圖15中之取樣複頻率產生器。此外，自計數器910之pMSB輸出流加至互斥OR閘9 14之第一輸入。一選擇之指數符號值，其對應圖15中之自取樣複頻率產生器之土尺輸出流之理想相位符號，其與± I輸出流之相位符號有關，被加至互斥〇R閘 914之第二輸入。互斥〇R閘914之輸出流構成p讓μ時序控制輸入流，輸入至圖15中之取樣複頻率產生器。現在參考圖15，PDMSB時序控制輸入被加至一串九個樣期間（86.08 MHz期間）延遲鎖存器1〇〇〇-1至1〇〇〇-9 ; ha 時序控制輸入被加至一串六個i取樣期間延遲鎖存器1〇〇1_ 1至1001-6 ; PMSB時序控制輸入被加至一串九個樣期間延遲鎖存器⑺们-丨至⑺们巧；#相位控制輸入加至一率七個1取樣期間延遲鎖存器1003-1至1003-7及18/2相位控制輸 28- 516293 91年6]2! 修A MJl A7 B7

入加至一含十個相位期間延遲鎖存器1〇〇4-1至l〇〇4-1〇之R 串。在R鏈之每一延遲鎖存器1〇〇4-1，1004-3，1004-6及 1004-9之後，為對應之符號（S)電路1005-1，1005-3，1005-6及1005-9。每一符號電路1005-1及1005-6之符號值係根據自對應之一延遲鎖存器1001-1及1001_6之輸出之二進位值所決定。由於反相器1〇06-3之存在，符號電路1005-3之符號值根據自延遲鎖存器1001_3之輸出之二進位值之負號所決定。符號電路1005_9之符號值根據延遲鎖存器1000-9輸出之二進位值所決定。在R鏈之每一延遲鎖存器1004-2，1004-5及1004-8之後為對應之加法器1007-2，1007-5及1007-8。由加法器1007-2 將值3 1自延遲鎖存器1004-2加至其輸出值；加法器1007-5 自延遲鎖存器1004-5將值41加至輸出值，及由加法器1007-8將值26自延遲鎖存器1004-8加至其輸出值。在R鏈之每一延遲鎖存器1004-4及1004-7之後為對應之一乘法器1008-4及1008-7。乘法器1008-4其執行第一複指數調變功能之R部份，將自延遲鎖存器1004-4之輸出值乘以自延遲鎖存器1003-4及乘法器1008-7之輸出值，該乘法器 1008-7，執行第二複指數調變功能之R部份，將自延遲鎖存器1004-7之輸出值乘以自延遲鎖存器1003-7之輸出值。自圖15之鎖存器1004-10之輸出值流構成自複載波產生器 802之土 R輸出流。對精於此技藝人士將了解數位電路設計，自加法器1007-8之信號輸出，係由一多項式函數所表 -29 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) 516m 年月曰修正;補充 A7 B7 五、發明説明（27 達’其型式為+ 在圖15之範例電路中’ a ’ /3，/c及p之值分別為18，31，41及26。在處理鏈中之最後符號電路1005-9有效的將產生之值乘以決定結合信號極性之重複順序值。自複載波產生器802之土1輸出流在圖15中之獲得，係將延遲鎖存器1004-1 (即，圖15中之18 β输入流而由1取樣期間延遲）之輸出流18 #加至一 I鏈，該鏠與上述之r鏈對應，但對應延遲鎖存器1004-1之延遲鎖存器並不存在。特別是’ I鏈包含延遲鎖存器1009-1至1009-10，符號電路 1010-1 ’ 1010-3，10 10-6及 1010-9，加法器 1〇11-2，1011-5 及 1011-8及乘法器 1〇12-4，及 1012-7。由於反相器1〇〇6_1及1006-6之存在，符號電路1010-1及 1010-6之符號值係根據自對應之延遲鎖存器10〇1-1及1〇〇1-6輸出之二進制之負號決定。符號電路1010_3之符號值由延遲鎖存器1001-3之輸出之二進位值決定。符號電路 1010-9之符號值由延遲鎖存器1002-9之二進位值決定。 I鏈之加法器1011-2，1011-5及1011-8執行與R鏈之加法器1007-2，1〇〇7_5及1007-8相同之功能，I鏈之乘法器1012-4，1012-7執行第一及第二指數調變功能之I部份，與乘法器 1008-4及1008-7執行之R鏈之第一及第二指數調變功能相似。加法器1011-8之輸出可由多項式函數土 18 μ3 土 31 #2平41 //+26。所表示。符號電路1010-9決定±1輸出信號之極性。

圖15中顯示取樣複頻率產生器之作業，此頻率產生器之 ±尺及土 I取樣輸出流之波形型式，由乘以μ之值及加至R及I -30- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) Α4規格(210 X 297公釐) 516293 A7 I 4 v ..*· 、，b'.:'….. B7 五、發明説明（28 ) 鏈之加法器之加數之值決定。在本狀況下，各別值18，其乘以//及31，41及26，其為加至R及I鏈之加法器之加數，為最小能源4抽頭插入值，其限定自此取樣複頻率產生器之土 R及± I取樣輸出流之複正弦波形。但，以此等土 R及土 I 取樣輸出流之取樣頻率Fs產生之理想頻率值F。，由加至圖 15 (因頻率等於相位交換之時間速率）之μ及18//之輸入流之連續取樣相位所決定。特別是，比值4FQ/FS等於圖13之 1/〖之整數比值，只要？。邙31/4。因此，以取樣頻率86.08 MHz供頻道3而產生-23.08 MHz偽載波之適當理想頻率-1.56 MHz及-21.52 MHz，由J之值39及K之值538所產生。同理，以供頻率4之取樣頻率86.08 MHz以產生-17.08 MHz 偽載波之適當理想頻率4.44 MHz及-21.52 MHz，由J之值 111及K之值538所產生，此外，Fs=86.08 MHz之理想5.38 MHz基帶載波FQ，係利用J之整數值269及K之整數值1076 而獲得，因此，提供J/K=l/4。在某些情況下，實施硬體可為最小，即插入一再定標器 916，如圖14所示，於第二加法器906與xl8段908之間。例如，在能選擇性產生5.3 8 MHz基帶載波，供頻道3之適當載波及供頻道4之適當載波（其中，值39，111或269被選擇供J之用）之硬體中，利用再定標器916以增加值範圍自-269 擴展至268，甚為適當用以產生頻道3或頻道4之適當載波，及由-538至537以用來獲得5.38 MHz基帶載波。圖13所示之相位控制電路之優點為，其可用來與圖15產生一確實理想頻率值，及此電路不需相當複雜及昂貴之除 -31 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X 297公釐） 516293 五、發明説明（29 ) 法器於硬體實施。圖16所示之另一相位控制電路之優點為，其產生之理想頻率值甚為準確。現在參考圖16, 一悝值j作為第一加數加在第一加法器 1100a。自第一加法器1100a之總和輸出流之每一連續值，在由鎖存器U〇2a延遲取樣頻率匕之1取樣期間後，被加至模數4K二進位邏輯1104a之輸入。自邏輯丨1〇4a之輸出流之每一值加在第一加法器1100a作為第二加數，及加至反除法器1105 a作為輸入。自K除法器1105 a之第一輸出流，限定計算之商數之連績餘值，被加至第二加法器n〇6a作為第一加數，其具有一值-K/2作為第二加數。自第二加法器 1106a之輸出流之各總和值，其位於範圍·κ/ 2至+ κ/ 2-1之間’並構成Α相位控制輸入至圖15，該總和值以〇值為中心（而非具有正值）。此μ相位控制輸入之各值，在由段 1108a乘以18後，形成一相位控制輸出流，該輸出流構成輸入至圖15之18 #相位控制輸入。 K除法器n〇5a亦獲得第二輸出流，其限定計算商數之2 位元整數部份值，因為，4K/K=4。因此，第二輸出流包含Plsb時序控制流，其限定每一 2位元整數部份值之最低有效位元之二進位狀態，該時序控制pLSB及Pmsb流加至圖 15作為輸入，及加至互斥〇R閘m3a作為第一及第二輸入。加至互斥OR閘1114a之第二輸入為一指數符號值，其對應圖15中之取樣複頻率產生器之土 R輸出流之理想相位符號，與±1輸出流之相位符號有關。自互斥〇R閘n 14a之 -32- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐） 516293 1 年月 91

A7 B7 五、發明説明（3〇 ) 輸出流加至圖15a，作為PDMSB時序控制輸入流。多刻度數位轉換器204之取樣±R-值輸出流，在被無符號轉換器206轉換為所有正（+) R-值輸出流後，被加至D/ A轉換器104之輸入作為數位取樣流。自D/A轉換器104之類比輸出包括6 MHz符號帶寬信號，以圖像頻率（頻道4之69 MHz或頻道3之63 MHz)為中心，與以偽載波頻率（-17.08或 -23.08 MHz)或以5.3 8 MHz為中心之6 MHz符號帶寬信號之取樣率頻率（86.08 MHz)有關。類比濾波器106有一頻率通過帶，其可通過以69 MHz為中心之頻道4信號，63 MHz為中心之頻道3信號及5.38 MHz為中心之基帶信號，但該濾波器互斥符號調變之_17.08及-23.08 MHz偽載波信號。現在參考圖17，顯示一 sin x/x自頻率範圍-86.08 MHz擴展至86.08 MHz表示之正常化曲線。圖17亦顯示sin x/x數 .值表示在以各頻率-69 MHz (頻道4)，-63MHz (頻道3)，-23.08 MHz偽載波，-17.08 MHz偽載波，-5.38 MHz基帶， 5.38 MHz基帶，17.08 MHz偽載波，23.08 MHz偽載波，63 MHz (頻道3)為中心之6 MHz帶寬之可變影響。僅sin x/x表示在每一基帶之之6 MHz帶寬上之頻譜形狀之"斜率’’，需要一在6 MHz上之改正x/sinx傾斜，以使其變平（如圖18所示，x/sinx表示13 00與頻道3，頻道4之6 MHz基帶，及 5.38MHz IF基帶之交叉）。每一 5.3 8，63及69 MHz中心頻率之適當x/sinx增益值，可由D/A轉換器104所用之DC參考值之改變而達成。但係發生在調變一載波之土R及±1之複取樣資料流之前，數位 -33- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X 297公釐）

裝訂

線 516293_ —Ί

修正I 氛是A補充I B77_ 五、發明説明（31 ) sin x/ X補償器之作業，以取樣資料流之取樣頻率速率，提供了頻譜形狀在6 MHz帶寬之x/sinx傾斜改正。最妤，如圖2所示，sin x/x補償器202位於多刻度調變器204之前，並以取樣頻率速率10.76 MHz作業。

Sin x/x補償器202，以10.76 MHz之取樣頻率速率作業，為一能實施5.3 8，63或69 MHz sin x/x頻譜形狀在6 MHz帶寬之單一線性斜率x/sinx傾斜改正，或任何此等頻譜形狀之更確實之曲線擬合”斜率” x/sinx傾斜改正。此近似方法係與隨後之3-抽頭濾波器實施，其作業於每一土 R及±1複資料輸入流自VSB轉換器200至sin x/x補償器 202 ·· H^>(z)=z'l+« * j * (1-z'2) 此濾波器預先傾斜此等土 R及± I複資料輸入流，其與D/ A轉換器104所施加之”傾斜，，，稍後加在” sin(x)/x，，之傾斜相反。但，此近似方法並非一真實反轉，並引起”改正，，之拋物線失真。因為sm x/x之頻譜形狀之實際斜率形狀為非線性，近似預傾斜技術並非最佳，但仍然有效。特別是，此近似預傾斜技術會導致合成類比信號根部升起之餘弦形狀之失真，但電視接收機之等化器可不償此一缺失。在非線性x/sm X預傾斜技術中，可在頻道中補償之d/a 轉換器104之x/sln(x)特性，被分解為以其頻道中心之偶數及奇數對稱部份。偶數對稱部份為弓形，與實係數偶數對稱濾波器（以DC而非頻道中心）匹配。奇數對稱部份等於 _ -34- 本紙張尺度適㈤t目时料(CNS) ---- 516293

A7 B7 五、發明説明（32 {x/sin(x)((l-2* 沒）+ 2*ti*COS (2*;c*f/fs))}及具有一每符號4 或更多取樣（加在D/A轉換器104之調變載波資料流之每符號8取樣更為滿意）跨理想6 MHz改正帶寬之剩餘線性形狀。此剩餘線性形狀之奇數對稱部份與複係數奇數反對稱滤波器匹配。取好’由偶數頻譜對稱遽波器在數位sin x/ X補償器202 中之滤波，及級聯之奇數頻譜反對稱濾波器，以取樣頻率速率10.76 MHz發生在每符號土R及±1複DC中心資料流之J 取樣。在頻道帶寬6 MHz之符號率10.76 Msym/秒時，在z 區域發生（z-Le-jMs，Ts =時間上符號間隔）中單位元之超過55%之補償。雖然在數位sin x/x補償器202中，改正之信號屬於一特殊類比頻道（即，電視頻道3或4)，並以取樣頻率速率10.76 MHz之每符號1取樣處理，作較早之預先改正，所消除之影響係由以8倍高出取樣頻率速率86.08 MHz 之時脈，由D/A轉換器104造成。圖19說明級聯sin x/ X補償濾波器之範例電路，該電路為二個3抽頭橫向遽波器之級聯。sin x/ X補償之較高準確性可利用具有多個抽頭之濾波器達成。此外，數位sin x/x補償器202將上述之VSB轉換器200之多工器3 11相似之多工器（未示出）併入，以促使所有計算之x/ sinx值為實數時，則以±尺資料輸出流傳送，所有計算之x/ sinx值為虛數時，則以土 I資料輸出流傳送。在數位VSB調變器102之實際硬體實施中，使用附加之二進位碼以實施所有計算。此外，以上本發明之所有特性 -35- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐） 516293

A7 B7 五、發明説明（33 均以數位VSB調變器102之環境加以說明，吾人應了解，此等新穎特性之一或多個子組，可利用於與數位VSB調變器102不同之裝置中，如QAM或OFDM調變器。因此，本發明並不受限於以下之申請專利範圍。 36 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐)

Claims

516293 A B c D 六、申請專利範圍 1. 一種複數位調變器，用以由數位信號產生一載波調變，包含：一數位信號源（202)以固定取樣率發生；一向上取樣器（800)響應該數位信號，具有一輸出可提供以高於該固定取樣率之取樣；一複調變器（802)具有一信號輸入耦合至向上取樣器之輸出，並具有一載波輸入；一 S複數值之重複順序之一源（804)，以發生在較高取樣率之各複數值，加至該載波輸入；其中順序之複數值加以選擇以調整調變器，以提供以偽載波為中心之複調變，該偽載波有一對應理想頻率之影像。 2. 如申請專利範圍第1項之數位調變器，其中該向上取樣器及調變器為一再取樣器（500，600)，第一調變器 (502，602)，一向上取樣器（504，604)及第二調變器 (506，606)之級聯。 3·如申請專利範圍第2項之數位調變器，其中該再取樣器有效以第一比例向上取樣，該向上取樣器有效以第二比例向上取樣，及二比例之乘積對應該較高取樣比例與該固定取樣比例之比例。 4. 如申請專利範圍第2項之數位調變器，其中該再取樣器係向下取樣器，其有效以第一比例向下取樣，及該向上取樣器有效的以第二比例向上取樣。 5. 如申請專利範圍第2項之數位調變器，尚含：第一重複值順序源，各值在一等於該再取樣器提供 -37 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X 297公釐）六、申請專利範圍之取樣發生率之速率發生，耦合至該第一調變器作為載波信號；及第二重複順序值之一源，各值以該向上取樣提供之取樣發生率相等之速率發生，耦合至第二調變器作為載波信號。 6. 如申專利範圍弟1項之數位調變器’尚包含一裝置僅利用該複調變之實數部份作為調變信號。 7. —種用以產生以複信號調變之複載波之方法，包含：提供該複信號作為以固定取樣率發生之複信號值；向上取樣該複信號值至較高取樣率；提供另一複值之重複順序，其中該各別另一複值發生在較高取樣率；及以該另一複值調變向上取樣之該複信號值，以提供以複信號調變之複載波。 8·如申請專利範圍第7項之方法，其中該向上取樣步騾係在二階段内執行，及調變在每階段之後執行。 9. 一種獲得一類比信號之裝置，其包含以資料之某一頻率帶寬調變之理想固定載波頻率值，其中該裝置包含數位電路以獲得一輸出數位取樣值流，該數位取樣值限定由該資料調變之取樣載波，其中，該流之連序取樣以預定取樣頻率值之速率發生，該取樣載波有一載波頻率值；一數位之類比（D/ A)轉換器；及一裝置用以施加數位取樣值之該流，以該預定取樣頻率速率加至該D/A轉換器作為輸入，因而自該D/A轉換器之輸出構 -38- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210x 297公釐) 516293 91 年 6.¾ 4 正充 A8 B8 C8 D8 々、申請專利範圍成該類比信號，該裝置尚含：自該數位電路獲得之取樣載波之該頻率值，與預定取樣頻率值間之關係，為可使該理想固定載波頻率值為該取樣載波之某頻率值之一影像；因而該資料調變取樣載波可被認為資料調變取樣之偽載波。 10. 如申請專利範圍第9項之裝置，其中該理想固定載波頻率值為具有6 MHz帶寬之電視頻道之中心頻率。 11. 如申請專利範圍第9項之裝置，其中該數位電路包含：一數位複調變器響應，加至該處作為調變信號輸入之資料取樣值之以DC中心之實數（土 R)及虛數（± I)取樣資料流，以產生包含所有正（+)取樣值之單一資料調變取樣之R流，作為自數位調變器電路之取樣資料調變載波輸出。本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) 516293 第089116117號專利申請案中文圖式修正頁(91年6月）

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處數

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