KR20010021374A - Ｖｓｂ 디지털 변조기 - Google Patents

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KR20010021374A
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데이비드로웰 맥닐리
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데니스 에이치. 얼백
톰슨 라이센싱 소시에떼 아노님
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Abstract

디지털 방법 및 장치는, 예를 들어 63MHz(채널 3), 69MHz(채널 4) 또는 5.38MHz의 IF(기저 대역)에 선택적으로 중심이 맞추어진 6MHz 대역폭의 텔레비전 신호를 제공하기 위해서, 소스(202)로부터의 디지털화 된 샘플 스트림을 반송파(804)의 디지털 표시에 의해 변조한다. 더욱 상세하게는, 상기 방법은 디지털화된 샘플 스트림을 먼저 재샘플링하는 단계(800)와, 그 후 짧은 반복 복소 값 시퀀스(804)를 갖는 상기 재샘플링된 샘플 스트림을 변조시키는 단계(802)를 포함하는데, 이때 복소 값은 디지털화된 지수 반송파를 나타낸다.

Description

ＶＳＢ 디지털 변조기{VSB DIGITAL MODULATOR}
본 발명은, 디지털 샘플의 진행하는 스트림이 함께 사용될 때 잔류 측파대(VSB: vestigial sideband) 디지털 변조기에서 사용하기에 적합한 이들 진행하는 스트림을 처리하기 위한 다양한 접근 방법에 관한 것인데, 상기 VSB 디지털 변조기는 텔레비전 수신기 보다 자세하게는 고선명 텔레비전(HDTV) 수신기를 위해 선택적으로 63 MHz(채널 3), 69 MHz(채널 4) 또는 5.38 MHz의 중간 주파수(IF)(기저 대역)에 중심이 위치한 6 MHz 대역폭의 입력 신호를 유도한다.
가전 장치에 대한 IEEE 회보(IEEE Transactions on Consumer Electronics)지 의 1998년 8월자 44호 3번 기사로 하우지(Hauge) 등이 기술한 "ATSC 재-변조기 시스템(ATSC Re-modulator System)"이라는 제목의 기사가 참조된다. 상기 기사는 다양한 디지털 제품(예를 들어, 지상 디지털 방송, 위성, 디지털 케이블 셋톱 박스, 케이블 모뎀, DVD, DVCR, PC 등)과 디지털 TV 수상기 사이에서 상호 연결시키기 위한 VSB 디지털 재-변조기의 구현을 개시한다. 그러한 VSB 디지털 재-변조기는 VCR 및 비디오 게임에서 찾아 볼 수 있는 현재의 아날로그 재-변조기와 동일한 디지털 장치이다.
채널 3, 채널 4 또는 기저 대역 신호를 선택적으로 유도하는 VSB 디지털 재-변조기를 집적 회로(IC)로 구현하여 제공할 수 있는, 더 간단하고 그리하여 덜 비싼 접근법이 존재할 필요가 있다.
본 발명은, 예를 들어 63 MHz(채널 3), 69 MHz(채널 4) 또는 5.38 MHz(기저 대역)에 선택적으로 중심이 맞추어진 6 MHz 대역폭의 텔레비전 신호를 제공하도록 반송파를 디지털로 표시하여, 소스로부터의 디지털 샘플 스트림을 변조하기 위한 디지털 방법 및 장치에 관한 것이다. 좀 더 구체적으로 상기 방법은, 디지털화 된 샘플 스트림을 먼저 재샘플링하는 단계와 그 후 짧은 반복 복소 값 시퀀스를 갖는 샘플의 상기 재샘플링 된 스트림을 변조하는 단계를 포함하는데, 여기서 상기 복소 값은 디지털화 된 지수(exponential) 반송파를 나타낸다.
본 명세서의 서문에서, "DC에 중심이 맞추어진"이라는 용어는 DC 진폭에 대해서가 아니고 대략 제로(0)Hz 주파수에 중심이 맞추어졌음을 가리킨다는 것이 인식된다. 일반적으로 본 명세서에서, 상기 용어는 DC에 중심이 맞추어진 신호 변조 대역폭에 관한 것이다.
도 1은 스트림의 소스에서 변조기로 입력되어 진행하는 디지털화된 PCM 샘플 스트림으로부터 HDTV로 입력 신호를 유도하기 위한 VSB 디지털 변조기를 포함하는 장치의 기능적 블록도.
도 2는 도 1에 도시된 VSB 디지털 변조기의 구성 소자를 기능적으로 도시한 블록도.
도 3은 도 2에 도시된 PCM 심볼 당 1샘플-DC에 중심이 맞추어진 VSB 변환기 의 바람직한 실시예를 개략적으로 도시한 도면.
도 4는 도 3에 도시된 분기화되어 다중화 된 N개의 탭 루트 나이키스트 FIR 필터의 세부 요소를 개략적으로 도시한 도면.
도 5, 도 6 및 도 7은 도 4에 도시된 분기화되어 다중화된 N 탭 나이키스트 FIR 필터가 작동하여 VSB 변환기 출력을 발생시키는 방법을 그래프적으로 도시한 도면.
도 8, 도 9, 도 10 및 도 11은 미리 정해진 샘플링 주파수 속도에서 채널 3, 채널 4 및 기저 대역에 대해 각각의 데이터-변조 반송파 주파수를 정의하는 샘플 값 스트림을 유도하기 위한 제 1설계 기법을 사용하는, 도 2의 멀티-스케일 디지털 변조기의 실시예에 대한 도면.
도 12는 미리 정해진 샘플링 주파수 속도에서 채널 3, 채널 4 및 기저 대역에 대해 각각의 데이터-변조 반송파 주파수를 정의하는 샘플 값 스트림을 유도하기 위한 제 2설계 기법을 사용하는, 도 2의 멀티-스케일 디지털 변조기의 실시예를 도시한 도면.
도 13, 도 15 및 도 16은 도 12의 복소 반송파 생성기를 대안적으로 구현한 도면.
도 14는 제 2 합산기(906)와 ×18 블록(908) 사이에 삽입되는 재스케일러(rescaler)를 개략적으로 도시한 도면.
도 17은 D/A 변환기에 의해 출력된 변조된 의사(pseudo) 및 바람직한(desire) 반송파를 도시한 그래프.
도 18은 도 2 및 도 19에 도시된 디지털 sin x/x 보상기에 의해 영향을 받는, 바람직한 반송파를 개선하여 대략적으로 나타낸 그래프.
도 19는 캐스캐이드 sin x/x 보상 필터의 예시적인 회로의 실시예를 도시한 도면.
<도면 주요 부분에 대한 부호의 설명>
202: 디지털 sin x/x 보상기 206: 비부호화 변환기
800: 심볼당 1샘플을 심볼당 8샘플로 변환시키는 변환기
802: 복소 변조기 804: 복소 반송파 생성기
도 1을 참조하면, (1)디지털화 된 펄스-부호-변조(PCM) 신호 샘플 스트림의 소스(100), (2)디지털 잔류 측파대(VSB) 변조기(102), (3)D/A 변환기(104) 및 (4)아날로그 필터(106)가 도시된다. 상기 소스(100)는 디지털 제품을 포함하고, 원하는 추가의 신호 정보를 추가하고/하거나 상기 신호 정보의 형태를 변형시켜, 디지털 VSB 변조기(102)에 대한 입력으로써 인가되는 소스(100)로부터 샘플-스트림 출력을 유도하기 위하여 디지털 처리 수단이 필요하다면, 상기 디지털 제품으로부터 디지털 처리 수단과 함께 초기 신호 정보가 획득된다. 본 발명의 특성을 포함시키는, 디지털 VSB 변조기(102)의 바람직한 실시예가 이후에 자세히 설명된다. 어떠한 경우라도, 디지털 VSB 변조기(102)로부터의 디지털 출력은, 주어진 상대적으로 높은 샘플링-주파수 속도에서 발생하는 변조된 데이터 샘플 스트림을 포함하는데, 상기 스트림은 D/A 변환기(104)에 의해 아날로그 신호로 변환된 후 채널 3, 채널 4 또는 5.38MHz에 중심이 맞추어진 IF 기저 대역 신호를 선택적으로 발생시킨다. D/A 변환기(104)에 의해 아날로그 신호로 변환된 후, 주어진 샘플-주파수 속도 이상의 주파수 대역폭 밖에 존재하는 임의의 결과적인 원치 않는 주파수 성분은 아날로그 필터(106)에 의해 제거된다.
도 2에 도시된 바와 같이, 디지털 VSB 변조기(102)는 PCM 심볼당 1샘플-DC에 중심이 맞추어진 복소 VSB 변환기(200)(도 3 내지 도 7과 관련하여 이후에 상세하게 설명됨), 디지털 sin x/x 보상기(202), 멀티-스케일 디지털 변조기(204)(도 8 내지 도 16과 관련하여 이후에 상세하게 설명됨) 및 비부호화 변환기(unsigned converter)(206)(나중에 좀 더 상세히 기술됨)를 포함한다.
소스(100)로부터의 신호 PCM 샘플 스트림은 VSB 변환기(200)에 대한 입력으로써 인가되고, 상기 변환기는 sin x/x 보상기(202)에 입력으로써 인가되는, 부호가 표시된 실수(R) 및 허수(I)의 복소 형태로 2개의 VSB 출력 스트림을 유도한다. 여전히 부호가 표시된 복소 형태인, 상기 sin x/x 보상기(202)로부터의 상기 2개의 출력 스트림은 멀티-스케일 디지털 변조기(204)에 대한 입력으로써 인가되고, 상기 변조기는 상기 비부호화 변환기(206)를 통해 D/A 변환기(104)에 대한 입력으로써 진행되는, 부호가 표시된 R 형태의 단일 출력 스트림을 유도한다{즉, 비부호 변환 수단(206)에 의해 수행된 동작은 동일하게 주어진 양(+)의 크기 값을 상기 단일 출력 스트림의 각 심볼의 부호 표시(±)된 크기 값에 더하는 것인데, 상기 주어진 양의 크기 값은 상기 비부호 변환 수단(206)으로부터의 출력 스트림의 각 심볼의 크기 값의 합이 양의 값이 되도록 하기에 충분하므로, D/A 변환기(104)에 대한 입력으로써 인가된 모든 심볼 샘플은 오직 양의 값만을 갖는다}.
본 발명의 바람직한 실시예를 설명하기 위하여, 다음과 같이 가정된다. (1)VSB 변환기(200)에 대한 입력으로써 인가된 PCM 심볼 샘플 스트림 각각은 10.76MHz의 샘플-주파수 클록 속도에서 발생하는 3 비트(8 VSB) 또는 4 비트(16 VSB)의 실수 데이터를 한정하는 4비트를 포함한다; (2)VSB 변환기(200)와 디지털 sin x/x 보상기 각각은 10.76MHz의 샘플 -주파수 클록 속도로 동작하고; (3)멀티-스케일 디지털 변조기(204)의 입력 및 출력 샘플-주파수 클록 속도는 각각 10.76 MHz 및 86.08 MHz(즉, 10.76 MHz의 8배)이고, 이때 상기 멀티-스케일 디지털 변조기(204)의 동작 샘플-주파수 클록 속도는 또한 10.76 MHz와 86.08 MHz의 중간에서 발생하는 최소한 하나의 86.08 MHz 서브-고조파를 포함할 수도 있다.
도 3을 참조하면, 입력으로써 VSB 변환기(200)에 인가된 앞서 말한 4-비트 PCM 심볼 샘플 스트림에 추가하여, 상기 VSB 변환기(200)는 또한 좀 더 정확한 PCM 파일럿(pilot) DC 값을 갖는데, 상기 DC 값은 파일럿-톤 진폭(pilot-tone amplitude)을 원하는 레벨로 조정하기 위해 이용될 수 있고 b>4 비트로 한정된다. 이러한 b>4 비트 PCM 파일럿 DC 값이 변조 신호로써 변조기(300-P)에 인가되는 동안, 상기 스트림의 각 4 비트 PCM 심볼 샘플은 변조기(300-S)에 변조 신호로써 인가된다. 10.76MHz 샘플-주파수 속도에서 발생하고 디지털 부호 값으로 구성된 반복 4-비트 시퀀스({1, -1, -1, 1})의 진행 스트림(302)은 변조기(300-P 및 300-S) 모두에 대해 DC에 중심이 맞추어진 반송파로써 인가된다. {1, -1, -1, 1, 1, -1, -1, 1, 1...} 샘플인 상기 진행 스트림(302)은 함수{cos(Π*n/2)-sin(Π*n/2)=1.414cos(Π*n/2 + Π/4)}에 대한 각 연속 싸이클의 4분 값(quadrant value)을 정의하는 것으로 간주될 수 있고, 여기서 1.414는의 유리 근사화 값이고 n은 심볼 인덱스이다. 그러므로, 상기 변조기(300-P)로부터의 변조된 파일럿 출력 스트림(304-P) 및 상기 변조기(300-S)로부터의 변조된 데이터 신호 출력 스트림(304-S)은 코딩된 형태로 복소 신호를 정의하기 위해 사용된 실 신호(real signal)를 구성한다. 즉, 그러한 실 신호는 각 싸이클의 각 4분(quadrant)에서 샘플링 된 진행하는 심볼-변조된 싸인 파를 포함하는데, 이때 "cos"의 실수 성분은 ±부호 표시된 0이 아닌(non-zero) 값을 포함하고, 이 값은 해당하는 복소 신호의 상기 ±부호 표시된 0이 아닌 값의 R 성분을 디코딩 과정 없이 구성한다. 그러나 "sin"의 실수 성분은 해당하는 복소 신호의 제로 값의 ±I 성분을 코딩된 형태로 구성하는 제로 값을 포함한다. 그러므로, 분기화된 다중화된 N-탭 루트 나이키스트 유한 임펄스 응답(FIR) 필터(306)에 대해 입력으로써 인가된, 변조된 파일럿 출력 스트림(304-P) 및 변조된 데이터 신호 출력 스트림(304-S)은 모두 심볼당 1샘플만을 포함하는 DC에 중심이 맞추어진 실 신호이다. 그러나, 도 3에서 도시된 바와 같이, 필터(306)는 DC에 중심이 맞추어진 복소 VSB 심볼 샘플의 진행 스트림을 포함하는 출력을 유도하는데, 상기 스트림의 ±R 및 ±I 성분은 모두 0이 아닌 값을 갖는다.
좀 더 상세하게, N-탭 필터(306)는 홀수 탭(예를 들어 55-탭)을 갖는 단일 필터이다. 그러나, 도 4에 도시된 바와 같이, N-탭 필터(306)는 제 1 입력-가중 (N+1)/2-탭 FIR 서브-필터(308)(즉, 예를 들어 28-탭 서브-필터), 제 2 입력-가중 (N-1)/2-탭 FIR 서브-필터(310)(즉, 예를 들어 27-탭 서브-필터) 및 멀티플렉서(311)로 구성된다.
제 1 서브-필터(308)는 상기 N-탭 필터(306)의 모든 짝수 탭{0, 2, 4....(N-3) 및 (N-1)}을 포함하고, 제 2 서브-필터(310)는 상기 N-탭 필터(306)의 모든 홀수 탭{1, 3, 5,.....(N-4) 및 (N-2)}을 포함한다. 구조적으로, 상기 제 1 서브-필터(308)는 다음을 포함한다. (1)곱셈기 자신의 입력으로써 인가된 대응하는 적절한 하나의 계수(an-1, an-3,...,a2및 a0) 값을 각각 가지는 개별적인 곱셈기 수단(312n-1, 312n-3,..., 3122및 3120), (2)(10.76MHz의 샘플 주파수를 갖는) 1-샘플-주기 지연 래치(latch)(316-11)와 함께 개별적인 2-샘플 주기 지연 래치(314n-1, 314n-3,...,3144및 3142) 및 (3)합산기(summer)(318n-3...3182및 3180). 구조적으로 제2 서브-필터(310)는 다음을 포함한다. (1)곱셈기 자신의 입력으로써 인가된 대응하는 적절한 하나의 계수(an-2, an-4,...및 a1) 값을 각각 가지는 개별적인 곱셈기 수단(312n-2, 312n-4,...및 3121), (2)1-샘플-주기 지연 래치(latch)(31612및 31622)와 함께 개별적인 2-샘플 주기 래치{314n-2, 314n-4,...,3145(미도시) 및 3143(미도시)} 및 (3)합산기(320)와 함께 합산기(318n-4...3181). 게다가, DC에 중심이 맞추어진 데이터 신호 출력 스트림(304-S)의 연속적으로 발생하는 심볼 샘플 각각의 값은, 제 1 서브-필터(308)의 곱셈기 수단(312n-1, 312n-3,..., 3122및 3120) 각각에 모두 하나씩 그리고 제 2 서브-필터(310)의 곱셈기 수단(312n-2, 312n-4,...및 3121) 각각에 모두 하나씩 피승수(multiplicand) 입력으로써 동시에 인가된다. 더욱이, x 클록 지연(322){여기서 x=(중앙 탭 인덱스) mod 4}에 의해 동작되어진 후에, DC에 중심이 맞추어진 파일럿 출력 스트림(304-P)의 연속적으로 발생하는 샘플의 각 값은 합산기(320)에 추가 입력으로써 인가된다.
필터(306)와 그 구성 요소인 서브-필터(308 및 310)는 실수(즉, 복소가 아님) 필터임이 분명해진다. 그럼에도 불구하고, 서브 필터(308), 서브 필터(310) 및 멀티플렉서(311)는 결합하여서 함께 동작해 필터(306)로부터 복소 출력을 발생시킨다. 첫 번째, 서브-필터(308 및 310)는 각각 동작하여, 연속적인 각 4-샘플 시퀀스 형태의 부호 표시된 R 및 부호 표시된 I 샘플 값 모두를 포함하는 샘플링된 데이터 스트림을 출력한다. 두 번째, 서브-필터(308)로부터의 데이터 출력 스트림(324)은, 서브-필터(310)로부터의 데이터 출력 스트림(326)이 겪는 총 지연보다 한 클록 주기가 더 긴 총 지연을 겪는다. 그러므로, 10.76MHz 샘플링-주파수 주기 함수로써, 서브 필터(308)로부터의 데이터 출력 스트림(324)의 ±R 및 ±I 샘플과, 10.76MHz 샘플링-주파수 주기 함수로써, 서브 필터(310)로부터의 데이터 출력 스트림의 ±R 및 ±I 샘플 사이의 상대적 관계는 다음과 같다:
샘플 주기 1 2 3 4 5 ...
출력(324) R -I -R I R ...
출력(326) -I -R I R -I ...
그러나, 도 4에 나타난 바와 같이, 서브-필터(308 및 310)로부터의 데이터 출력 스트림(324 및 326)은 멀티플렉서(311)에 데이터 입력 스트림으로써 인가되고, 상기 멀티플렉서는 (1)각 홀수 샘플 주기 동안에는 ±R 데이터 출력 스트림(328)을, 각 짝수 샘플 주기 동안에는 ±I 데이터 출력 스트림(330)을 상기 서브-필터(308)로부터의 데이터 출력 스트림(324)에 연결시키고 (2)각 짝수 샘플 주기 동안에는 ±R 데이터 출력 스트림(328)을, 각 홀수 샘플 주기 동안에는 ±I 데이터 출력 스트림(330)을 상기 서브-필터(310)로부터의 데이터 출력 스트림(326)에 연결시키기 위해서 10.76MHz의 샘플-주파수 클록 속도로 각 샘플 주기를 토글(toggle)시킨다. 그러므로, 연속적인 샘플 주기 함수로써의 데이터 출력 스트림(330)의 ±R 샘플과 연속적인 샘플 주기 함수로써의 출력(328)의 ±I 샘플 사이의 상대적 관계는 다음과 같다:
샘플 주기 1 2 3 4 5 ...
출력(328) R -R -R R R ...
출력(330) -I -I I I -I ...
도 5, 도 6 및 도 7이 참조된다. 도 5는 제 1 서브-필터(308)로부터의 샘플-스트림 출력(324) 내의 각 연속적인 샘플의 정규화된 크기 값(1)을 Z 영역에서의 관계로써 도시하는데, 상기 샘플-스트림 출력은 실수-허수 평면에서의 샘플 위치 함수로써 볼수 있다{여기서 굵은 선(400)은 표 1의 샘플 주기(1) 동안의 출력(324) 샘플의 위치를 나타낸다}. 도 6은 제 2 서브-필터(310)로부터의 샘플-스트림 출력(326) 내의 각 연속적인 샘플의 정규화된 크기 값(1)을 Z 영역에서의 관계로써 도시하는데, 상기 샘플-스트림 출력은 실수-허수 평면에서의 샘플 위치 함수로써 볼수 있다{여기서 굵은 선(400)은 표 1의 샘플 주기(1) 동안의 출력(326) 샘플의 위치를 나타낸다}. 도 6을 도 5와 비교하면, 도 6은 도 5에서 시계 방향으로 1/4 시퀀스 싸이클만큼 회전(rotation) 되었음을 알 수 있다. 멀티플렉서(311)는 동작하여 제 1 서브-필터(308)로부터의 샘플-스트림 출력(324)과 제 2 서브-필터(310)로부터의 샘플-스트림 출력(326)을 효과적으로 합산한다(sum). 도 7은 상기 합산된 샘플-스트림{표 2의 출력(328 및 330)에 의해 표현된 것처럼}인 각 연속적인 샘플의 정규화 된 값을 Z 영역에서의 관계로 도시한다. 도 7에 도시된 바와 같이, 첫 번째 1/4 시퀀스-싸이클 및 네 번째 1/4 시퀀스-싸이클에서 1로 정규화 된 크기 값은 두 번째 1/4 시퀀스-싸이클 및 세 번째 1/4 시퀀스 싸이클에서 0으로 정규화된 크기 값으로 떨어진다. 그 결과, 상측 VSB 신호 에너지가 포착되는 반면 하측 측파대 에너지는 제거된다. 그러므로, 도 4에 도시된 실수부 출력(328) 및 허수부 출력(330)은 도 3에 도시된 필터(306)의 DC에 중심이 맞추어진 복소 VBS 출력을 구성한다.
상술된, 파일럿 톤 증폭 제어를 갖는, PCM 심볼당 1샘플-DC에 중심이 맞추어진 VSB 변환기는, 파일럿 톤 증폭 제어를 갖는 기존의 PCM 심볼당 2샘플-DC에 중심이 맞추어진 VSB 변환기보다 충분히 덜 복잡하고 하드웨어로 구현하기에도 더 적은 비용이 든다. 첫째, PCM 심볼당 2샘플보다는 대신 PCM 심볼당 1샘플에 대한 필요성은 하드웨어로 구현하는 것을 50% 감소시켜준다. 둘째, 복소 변조기보다는 실수 변조기(300-S 및 300-P)를 사용하면 하드웨어의 구현을 더욱 감소시켜준다. 셋째, 두 개(즉, 복소 실수부 및 허수부)의 n-탭 필터를 사용하는 것보다는 단일의 분기화된 실수부 n-탭 필터를 사용하는 것이 필터 하드웨어 구성에 있어서 추가의 50% 절약을 제공한다. 넷째, 상기 단일의 분기화된 실수부 n-탭 필터를 사용하면 하드웨어에 있어서 추가의 35% 절약을 제공하는 고유한 파일럿 진폭 제어법을 허용한다. 다섯째, 상술된 PCM 심볼당 1샘플-DC에 중심이 맞추어진 VSB 변환기로부터 복소 출력을 생성하는데 복소수 계산이 필요 없다는 사실은 하드웨어 구현을 더욱 감소시킨다.
도 2를 참조하면, 본 발명의 바람직한 실시예에서, 디지털 sin x/x 보상기는, 10.76MHz 샘플-주파수 속도로 발생하는 VSB 변환기(200)로부터의 DC에 중심이 맞추어진 복소 VSB 샘플-스트림 출력과 멀티-스케일 디지털 변조기(204)의 입력 사이에 위치함이 인지될 것이다. 이것은 상기 디지털 sin x/x 보상을 더 높은 샘플-주파수 속도보다는 더 낮은 10.76MHz 샘플-주파수 속도로 구현하는 것이 더 바람직하기 때문인데, 왜냐하면 더 높은 샘플-주파수 속도에서 보상을 하면 일반적으로 더 높은 손실, 더 높은 전류, 및 바람직하지 않은 전자기 간섭(EMI: electromagnetic interference)의 생성이라는 단점을 갖기 때문이다. 그러나, 멀티-스케일 디지털 변조기(204)에서 반송파 상의 복소 ±R 및 ±I 데이터 샘플-스트림을 임의로 실제 변조시키기에 앞서, 시스템에서 디지털 sin x/x 보상이 임의의 샘플 주파수 속도(86.08MHz 포함)로 수행될 수도 있다. 그러므로, sin x/x 보상기(202)가 상세하게 설명되기 전에 멀티-스케일 디지털 변조기(204)가 상세히 설명될 것이다.
멀티-스케일 디지털 변조기(204)는, 10.76MHz의 샘플-주파수 속도로 발생하여 상기 변조기의 입력으로써 인가된 심볼당 1 샘플의 ±R 및 ±I 스트림에 응답하여, 사용자-제어 변조 출력으로써 다음을 선택적으로 유도한다. (1)-23.08MHz의 상대적으로 낮은 의사-반송파 주파수(pseudo-carrier frequency)가 중심인 심볼당 부호 표시된 8 샘플의 ±R 스트림, (2)-17.08MHz의 더욱 낮은 의사-반송파 주파수가 중심인 심볼당 부호 표시된 8 샘플의 R 스트림, (3)5.38MHz의 매우 낮은 반송파 주파수가 중심인 심볼당 부호 표시된 8 샘플의 ±R 스트림. 이 때 모든 출력 스트림은 86.08 MHz의 샘플-주파수 속도에서 발생한다. 비부호화 변환기(206) 및 D/A 변환기(104)에 의해 아날로그로 변환된 후, -23.08MHz 디지털 출력 스트림은, 원치 않은 심볼-스트림 변조된 23.08MHz의 아날로그 신호 및 원하는 심볼-스트림 변조된 63MHz(채널 3)의 아날로그 영상 신호{즉, 63MHz=(86.08-23.08)MHz} 모두를 발생시킨다. 이와 유사하게, -17.08MHz 디지털 출력 스트림은, 원치 않은 심볼-스트림 변조된 17.08MHz의 아날로그 신호 및 원하는 심볼-스트림 변조된 69MHz(채널 4)의 아날로그 영상 신호{즉, 69MHz=(86.08-17.08)MHz} 모두를 발생시킨다. 5.38MHz의 디지털 출력 스트림은 원하는 심볼-스트림 변조된 5.38MHz의 아날로그 신호를 직접 발생시킨다.
멀티-스케일 디지털 변조기(204)는, 이후에 논의될 도 8 내지 도 11에 도시된 제 1의 바람직한 방법 또는 이후에 논의될 도 12 내지 도 16에 도시된 제 2의 바람직한 방법에 따라 구현될 수도 있다. 이러한 두 가지 접근법은 복소 지수 반송파에 의한 변조를 사용하고, 상기 반송파는 도 3에 도시된 짧은 반복 진행 스트림 시퀀스와 어떤 면에서 유사한 짧은 반복 진행 스트림 시퀀스 형태이다. 좀 더 상세하게, 상기 변조기는 지수 반송파가 제공된 복소 변조기의 결과인 변조 신호를 재샘플링하기 위한 재샘플러(resampler)를 포함한다. 재샘플 속도는, 출력 샘플 속도에서 발생하는 비교적 짧은 반복 시퀀스 값에 의해 상기 지수 반송파가 실현되도록 선택된다. 상기 지수 반송파 시퀀스는 보간에 의해 생성될 수도 있다. 반송파를 생성시키기 위한 이상적인 보간 필터는 다음과 같은 함수에 의해 표현된다., 상기 함수는 무한대의 범위로써 일반적인 것은 아니며(non-casual) 단지 이론상으로만 관심의 대상일 뿐이다. 그러나, 짧은 반복 스트림의 진행 시퀀스의 싸이클 특성 및 가정된 무한 범위로 인하여, 일정한 시간에 상기 짧은 반복 진행 스트림 시퀀스에 인가된, 임의의 임펄스 응답 폭을 갖는 임의의 필터 출력은 상기 짧은 시퀀스 샘플에 가중 합산된 값이다. 특정 복소 지수 반송파와 짧은 시퀀스 사이의 관계는 표 3에 도시되고, 이때 n=샘플 인덱스이다:
e±j2nΠ/3 1, -0.5+(±j*0.866), -0.5-(±j*0.866)
e±jnΠ/2 1, +±j, -1, -±j
e±jnΠ/3 1, 0.5+(±j*0.866), -0.5+(j*0.866), -1, -0.5-(j*0.866), 0.5-(j*0.866)
e±jnΠ/4 1, 0.707+(±j*0.707), -(±j), -0.707+(±j*0.707), -1, -0.707-(±j*0.707), -(±j), 0.707-(±j*0.707)
시퀀스의 항의 개수가 4 또는 그 이하라면, 무시할만한 에러가 모든 보간 함수의 선택에서 초래된다. 만일 시퀀스 항의 개수가 6 또는 8이라면, 특정 보간 함수{멀티-스케일 디지털 변조기(204)에 의해 사용된 상술한 제 1 구현법 또는 제 2 구현법 중 하나에서 이용된 보간 함수를 포함한다}에 대해서만 무시할만한 에러가 초래된다.
도 8을 참조하면, 입력으로써 sin x/x 보상기(202)로부터 인가된 심볼당 1 샘플의 ±R 및 I 스트림으로부터의 멀티-스케일 디지털 변조기의 출력으로써, -23.08MHz가 중심인 심볼당 8 샘플의 ±R 스트림(채널 3 신호를 생성하는데 사용하기 위함)을 유도하기 위한 제 1 구현법의 예가 도시된다. 샘플-속도 변환기(500)는 10.76MHz의 샘플 ± R 및 ± I 데이터 스트림을 6.24MHz로 효과적으로 다운 샘플링하는데, 이것은 만일 데이터 스트림이 6.24MHz에서 샘플링 된다면 상기 10.76MHz 샘플이 각각 가져야만 하는 보간 값을 계산하여 이루어진다. 특히, 상기 보간 값은 비율 인자(10.76/6.24)를 수반하는데, 이것은 269/157과 등가이다(즉, 10.76MHz 샘플-주파수 속도에서의 269 샘플 주기 스트링은 6.24MHz 샘플-주파수 속도에서의 단지 156 개의 샘플 주기 스트링의 시간 길이와 등가라는 것을 뜻한다). 그러나, 바람직한 실시예에서, 샘플-속도 변환기(500)의 출력에서의 실제 샘플-주파수 속도의 ±R 및 ±I 스트림{입력으로써 제 1 복소 변조기(502)에 인가됨}은 여전히 10.76MHz에 남아있다.
위의 논의에 따라, 제 1 변조기(502)로의 반송파 입력(e-jnΠ/2)은 10.76MHz의 샘플-주파수 속도에서의 반복 4-샘플 시퀀스(1, -j, -1, j) 진행 스트림을 구성한다. 상기 변조기(502)는 각각 R 및 I 샘플을 모두 포함하는 두 개의 곱(product) 스트림을 제공하기 위해서, 변조기(502)로의 데이터 입력에서의 R 및 I 스트림의 각 샘플을 상기 변조기(502)로의 반송파 입력에서의 대응하는 진행 스트림 샘플과 독립적으로 곱한다. 그러나, 상기 변조기(502)는 상술된 멀티플렉서(311)와 그 작동이 유사한 멀티플렉서를 포함하는데, 이는 두 개의 곱 스트림의 모든 R 곱 샘플을 상기 변조기(502)로부터의 R 출력 스트림으로 분배시키고 상기 두 개의 곱 스트림의 모든 I 곱 샘플을 상기 변조기(502)로부터의 I 출력 스트림으로 분배시키기 위해서이다{이때, 제 1 변조기(502)로부터의 각 R 및 I 출력 스트림 각각은 -6.24/4=-1.56MHz의 스트림을 나타내고, 10.76MHz의 샘플-주파수 속도에서 샘플링된다}.
10.76MHz 샘플-주파수 속도의 심볼당 1 샘플을 86.08MHz 샘플-주파수 속도의 심볼당 8 샘플로 변환시키고 그리고 지시하는(indicative) 제 1-변조된 6.24MHz 스트림을 86.08MHz로 효과적으로 업샘플링하기 위해서, 상기 제 1 변조기(502)로부터의 R 및 I 출력 스트림은 86.08MHz의 클록 및 보간을 사용하는 샘플-속도 변환기(504)에 입력으로써 인가되는데, 이것은 만일 지시하는 상기 제 1-변조된 6.24MHz 스트림이 86.08MHz에서 샘플링 된다면 실제의 각 86.08MHz 샘플이 가져야 하는 보간 값을 계산하여 이루어진다. 특히, 상기 보간 값은 비율 인자(6.24/86.08)를 수반하는데, 이것은 39/538과 등가이다(즉, 6.24MHz 샘플-주파수 속도의 단지 39개의 샘플 주기 스트링은 86.08MHz 샘플-주파수 속도의 538개의 샘플 주기 스트링의 시간 길이와 등가라는 것을 뜻한다). 그러므로, 샘플-속도 변환기(504)로부터의 출력에서의 R 및 I 스트림{제 2 복소 변조기(506)에 입력으로써 인가됨}의 샘플-주파수 속도는 현재 86.08MHz이다.
위의 논의에 따라, 제 2 변조기(506)로 인가된 반송파 입력(e-jnΠ/2)은 86.08MHz의 샘플-주파수 속도에서의 반복 4-샘플 시퀀스(1, -j, -1, j) 진행 스트림을 구성한다. 상기 변조기(506)는 각각 R 및 I 샘플(502)을 모두 포함하는 두 개의 곱(product) 스트림을 제공하기 위해서, 변조기(506)로의 데이터 입력에서의 R 및 I 스트림의 각 샘플을 상기 변조기(506)로의 반송파 입력에서의 대응하는 진행 스트림 샘플과 독립적으로 곱한다{이때, 제 1 변조기(502)로부터의 각 R 및 I 출력 스트림은 -6.24/4=-1.56MHz의 스트림을 나타내고 10.76MHz의 샘플-주파수 속도에서 샘플링된다}. 그러나, 상기 변조기(506)는 상술된 멀티플렉서(311)와 그 작동이 유사한 멀티플렉서를 포함하는데, 이는 두 개의 곱 스트림의 모든 R 곱 샘플을 상기 변조기(506)로부터의 R 출력 스트림으로 분배시키고, 상기 두 개의 곱 스트림의 모든 I 곱 샘플을 "트래시(trash)"로 분배시키기 위해서이고 그리하여 상기 변조기(506)로부터 R 출력 스트림만이 D/A 변환기(104)의 입력으로써 인가된다{도 8의 블록(508)에 의해 표시됨} .
상기 제 1 변조기(502)로부터의 출력 스트림이 상기 변조기로의 e-jnΠ/2반송파 입력의 각 연속적인 4-샘플 시퀀스의 영향으로 인해 지정된 주파수 -6.24/4=-1.56MHz가 중심인 심볼-변조 성분을 포함하기 때문에, 상기제 1 변조기(502)와 직렬로 연결되어 이러한 -1.56MHz가 중심인 심볼-변조 성분을 입력으로써 수신하는 제 2 변조기(506)는 -1.56MHz가 중심인 심볼-변조된 성분을 포함하는 R 출력 스트림, -86.08/4=-21.52MHz 및 최종 상호 변조 주파수(resulting intermodulation frequency)인 -1.56+(-21.52)=-23.08MHz를 유도한다. 멀티-스케일 디지털 변조기(204)로부터의 R 출력 스트림의 이러한 -23.08 MHz 심볼-변조된 성분은, D/A 변환기(104)로부터의 아날로그 신호 출력에 63MHz(채널 3)을 발생시킨다.
샘플 속도 변환기(500)에 의해 사용된 비율 인자(269/156)와 샘플 속도 변환기(504)에 의해 사용된 비율 인자(39/538)가 모두 정수가 아닌 반면, 이러한 비율 인자들의 캐스케이드 곱(269/156*39/538=8)은 정수이고 그 값은 샘플 속도 변환기(504)로부터의 심볼당 8샘플 출력 스트림의 86.08MHz 샘플 주파수 속도 대 샘플 속도 변환기(500)로의 심볼당 1샘플 입력 스트림의 10.76MHz 샘플 주파수 속도의 비의 값과 동일하다. 그러므로, 샘플 속도 변환기(500)에서 6.24MHz 클록이 사용되지 않는다는 사실이 샘플 속도 변환기(504) 또는 제 2 변조기(506)중 하나로부터의 심볼당 8 샘플 출력 스트림의 보간 심볼 값 발생에 영향을 미치지 않는다.
도 9를 참조하면, sin x/x 보상기(202)로부터 입력으로 인가된 심볼당 1 샘플의 R 및 I 스트림에서의 멀티-스케일 디지털 변조기의 출력으로써, -17.08MHz가 중심인 심볼당 8 샘플의 R 스트림을 유도하기 위한(채널 4 신호를 생성하는데 사용되기 위함) 일종의 제 1 구현법이 도시된다. 첫째, 샘플 속도 변환기(600a)는, 10.76MHz의 R 및 I 스트림이 17.76MHz로 효과적으로 업샘플 되는 상술된 샘플 속도 변환기(500)와는 다르다. 즉, 만일 10.76MHz의 샘플 신호에 의해 표시된 신호가 실제로 17.76MHz로 샘플링 된다면 발생되어야 하는 보간 샘플이 계산된다. 특히, 상기 보간 값은 비율 인자(17.76/10.76)를 수반하는데, 이것은 444/269과 등가이다(즉, 17.76MHz 샘플-주파수 속도의 444개의 샘플 주기 스트링은 17.76MHz 샘플-주파수 속도의 단지 269개의 샘플 주기 스트링의 시간 길이와 등가라는 것을 뜻한다). 둘째, 상술된 제 1 변조기(502)로의 e-jnΠ/2반송파 입력과는 달리, 제 1 변조기(602a)로의 반송파 입력은 ejnΠ/2이고, 이것은 4 샘플의 반복 시퀀스(1, j, -1, -j)의 진행 스트림을 구성한다. 셋째, 샘플 속도 변환기(604a)는, 만일 스트림이 86.08MHz에서 샘플링 되었다면 각 17.76MHz 샘플이 가지고 있어야 하는 보간 값을 계산하여 17.76MHz의 R 및 I 스트림이 효과적으로 86.04MHz로 업샘플되는 상술된 샘플 속도 변환기(504)와는 다르다. 특히, 상기 보간 값은 비율 인자(86.08/17.76)를 수반하는데, 이것은 269/111과 등가이다(즉, 지정된 86.08MHz의 샘플-주파수 속도의 269개의 샘플 주기 스트링은 17.76MHz 샘플-주파수 속도의 111개의 샘플 주기 스트링의 시간 길이와 등가라는 것을 뜻한다). 다른 측면에서, 도 9의 요소(600a, 602a, 604a, 606a 및 608a)의 동작은 도 8의 상술된 대응 요소(500, 502, 504, 506 및 508)의 동작과 유사하다.
상기 제 1 변조기(602a)로부터의 출력 스트림이 상기 변조기로의 ejnΠ/2반송파 입력의 각 연속적인 4-샘플 시퀀스의 영향으로 인해 지정된 17.76/4=4.44MHz가 중심인 심볼-변조 성분을 포함하기 때문에, 상기 제 1 변조기(602a)와 직렬로 연결되어 이러한 4.44MHz가 중심인 심볼-변조 성분을 입력으로써 수신하는 제 2 변조기(606a)는 4.44MHz가 중심인 심볼-변조된 성분을 포함하는 R 출력 스트림, -86.08/4=21.52MHz 및 바람직한 최종 상호 변조 주파수(resulting intermodulation frequency)인 4.44+(-21.52)=-17.08MHz을 유도한다. 멀티-스케일 디지털 변조기(204)로부터의 R 출력 스트림의 이러한 -17.08 MHz 심볼-변조 성분은, D/A 변환기(104)로부터의 아날로그 신호 출력으로 자신의 69MHz(채널 4) 영상을 발생시킨다.
도 9에 도시된 종류를 하드웨어로 구현하는데 있어서의 단점은, 명백한 나이키스트의 퍼센트 율이 적기 때문에 샘플-속도 변환기(600a)가 상대적으로 고 품질이어야 한다는 데에 있다. 그러나, 이러한 필요성은 샘플 속도 변환기(600a)를, 10.76MHz를 35.52MHz로 업샘플링 하는데 효과적인 샘플-속도 변환기(600b)로 대신한 도 10의 대체 종류에서 완화되는데, 그렇게 되면 샘플-속도 변환기(604a) 대신에 35.52MHz를 86.08MHz로 업샘플링하는데 효과적인 샘플-속도 변환기(604b)로 대신되도록 허용된다. 그러나, 도 10의 경우에, 샘플 속도 변환기(604b)로의 ejnΠ/4반송파 입력[이때 ejnΠ/4는 86.08MHz의 샘플-주파수 속도의 진행하는 반복 8-샘플 시퀀스{1, 0.707+(±j*0.707), -(±j), -0.707+(±j*0.707), -1,-0.707-(±j*0.707), -(±j), 0.707-(±j*0.707)}를 구성한다]의 사용을 필요로 하는데, 이는 제 2 변조기(606b)로 하여금 4.44MHz가 중심인 심볼-변조 성분을 포함하는 R 출력 스트림, -86.08/4=-21.52MHz 및 바람직한 최종 상호 변조 주파수(resulting intermodulation frequency)인 4.44+(-21.52)=-17.08MHz을 유도하도록 하기 위함이다. 이때, 멀티-스케일 디지털 변조기(204)로부터의 R 출력 스트림의 상기 -17.08 MHz 심볼-변조된 성분은, D/A 변환기(104)로부터의 아날로그 신호 출력에 자신의 69MHz(채널 4) 영상을 발생시킨다.
전술한 장치에서, 요소(600a 또는 600b)와 같은 재샘플러는 재샘플링 된 속도(예를 들어 17.76MHz)에서 샘플을 실제로 제공할 필요는 없다. 요구되는 것은, 만일 상기 속도로 재샘플링 된다면 발생할 다수의 샘플이 생성되어야 한다는 것이다. 그 후, 증가된 개수의 샘플들은 지수 반송파 시퀀스에 의해 연속적으로 변조된다. 이러한 변조는, 연속 샘플들이 연속 시퀀스 값에 의해 변조되는 식으로 반복 반송파 시퀀스를 적용하여 완수된다. 이용 가능한 시간에서 이러한 모든 샘플의 변조가 완수될 수 있는데, 이것은 메모리에 저장된 후 임의의 샘플 속도로 변조하기 의해 판독되는 값 예컨대 업샘플링된 값을 생성하도록 샘플의 보간을 달성하기에는 86.08MHz의 클록이 유용하기 때문이다. 그러므로, 예를 들어 재샘플러(604a 또는 604b)의 보간이 임의의 샘플 속도로 또한 수행될 수 있는데, 이는 (입력 샘플당) 요구되는 수의 샘플이 (실 시간 동작을 실현시키기 위해서,) 입력 샘플 주기에 대응하는 구간 동안에 발생되는 한 이루어진다. 그러나, 출력 변조기(예를 들어, 606a 또는 606b)에 의해 제공된 변조 값은 원하는 변조 반송파 주파수를 발생시키기 위해서 미리 정해진 속도(본 예에서는 86.08MHz)로 발생되어야 한다.
도 11을 참조하면, 5.38MHz의 중간 주파수(IF)에 중심이 맞추어진 심볼당 8 샘플의 R 스트림을 유도하기 위한(기저 대역 신호를 생성시키는데 사용하기 위함) 제 1 구현법이 도시된다. sin x/x 보상기(202)로부터의 심볼 당 1 샘플의 R 및 I 스트림이 샘플 속도 변환기(700)에 인가된다. 샘플-속도 변환기(700)는 10.76MHz의 R 및 I 스트림을 21.52MHz로 업샘플링 한다. 21.52MHz라는 속도는 정확하게 10.76MHz의 2배이기 때문에, 기존에 이러한 변환은 샘플 변환기(700)에 대해 21.52MHz의 샘플-속도 클록을 사용하고, 10.76MHz의 R 및 I 스트림의 각 연속 샘플 쌍 사이에 제로-값 샘플을 삽입한 후에 그 제로 값을 상기 쌍의 평균 샘플 값으로 대체하여 수행될 수 있다.
변조기(702)로의 반송파 입력(ejnΠ/2)은 21.52MHz의 샘플-주파수 속도로 반복 4-샘플 시퀀스(1, j, -1, -j)의 진행 스트림을 구성한다. 상기 변조기(702)는 각각 R 및 I 샘플을 모두 포함하는 두 개의 곱 스트림을 제공하기 위해서, 변조기(502)로의 데이터 입력에서의 R 및 I 스트림의 각 샘플을 상기 변조기(702)로의 반송파 입력에서의 대응하는 진행 스트림 샘플과 독립적으로 곱한다. 그러나, 상기 변조기(702)는 상술된 멀티플렉서(311)와 그 작동이 유사한 멀티플렉서를 포함하는데, 이는 두 개의 곱 스트림의 모든 R 곱 샘플을 상기 변조기(702)로부터의 R 출력 스트림으로 분배시키고, 상기 두 개의 곱 스트림의 모든 I 곱 샘플을 상기 변조기(702)로부터의 I 출력 스트림으로 분배시키기 위해서이다{이때, 제 1 변조기(702)로부터의 각 R 및 I 출력 스트림 각각은 5.38MHz의 스트림을 나타내고 21.52MHz의 샘플-주파수 속도에서 샘플링된다}.
샘플 속도 변환기(704)는, 상기 제 1 변조기(702)로부터의 데이터인 21.52MHz 샘플-속도 R 및 I 출력 스트림을 샘플 속도 변환기(704)로부터의 데이터인 86.08MHz 샘플 속도의 R 및 I 출력 스트림으로 업샘플하는 것을 필요로 한다. 이러한 변환은 기존에 샘플 속도 변환기(704)에 대해 86.08MHz 샘플 속도 클록을 사용하고, 21.52MHz의 R 및 I 스트림의 각 연속 샘플 쌍 사이에 3개의 제로-값 샘플을 삽입한 후에 이러한 쌍의 각 3개의 제로 값을 적절한 보간 샘플 값으로 대체하여 수행될 수 있다. 그 결과, 86.08MHz의 샘플-주파수 속도로 멀티-스케일 디지털 변조기(204)로부터의 R 출력 스트림의 심볼 변조 데이터 성분은 D/A 변환기(104)로부터의 아날로그 신호 출력으로 바람직한 5.38MHz의 IF 기저 대역을 발생시킨다.
멀티-스케일 디지털 변조기(204)에 의해 사용된 제 1 구현법에서, 단지 단일 복소 변조기만을 필요로 하는 도 11에 도시된 구현은, 각각 두 개의 직렬 복소 변조기를 필요로 하는 도 8내지 도 10에 도시된 각 구현법과는 다르다. 그러나, 이러한 모든 제 1구현법에서, (심볼당 1샘플을 심볼당 8샘플로 변환하는) 샘플-속도 변환기(504, 604a, 604b 및 704)에 대한 입력으로써 각각 인가되는, 복소 변조기(502, 602a, 602b 및 702)로부터의 각 복소 R 및 I 입력 스트림은 이미 데이터-심볼 값에 의해 변조된 하나 또는 그 이상의 복소 반송파 주파수의 샘플 값을 포함한다.
멀티-스케일 디지털 변조기(204)에 의해 사용된 제 2 구현법에서, 도 12에 도시된 바와 같이, 86.08MHz의 샘플-주파수 속도로 동작하는, 심볼당 1샘플을 심볼당 8샘플로 변환시키는 변환기(800)는 상기 변환기에 입력으로써 인가된 sin x/x 보상기(202)로부터 복소 ±R 및 ±I 입력 스트림 각각을 갖고, 복소 변조기(802)에 변조 입력으로써 인가된 상기 변환기로부터의 ±R 및 ±I 출력 스트림은 각각 아직까지는 변조되지 않은 데이터 심볼 값이다. 86.08MHz의 샘플 주파수 속도에서 동작하는 복소 반송파 생성기(804)는, 채널 3에 대해 (일정 크기의 -21.52MHz와 -1.56MHz 주파수의 복소 곱에 의해 생성된) 일정-크기의 -23.08MHz 의사-반송파 샘플 값, 채널 4에 대해 (일정 크기의 -21.52MHz와 4.44MHz 주파수의 복소 곱에 의해 생성된) 일정-크기의 -17.08MHz 의사-반송파 샘플 값 또는 기저 대역에 대해 일정 크기의 5.38MHz 샘플 값을 선택적으로 정의하는 복소 ±R 및 ±I 반송파-출력 스트림을 유도한다. 복소 반송파 생성기(804)로부터의 복소 ±R 및 ±I 반송파 출력 스트림은 반송파 입력으로써 복소 변조기(802)에 인가된다. 86.08MHz 샘플-주파수 속도에서 발생하는 복소 반송파 생성기(804)로부터의 변조 데이터-심볼 값의 복소 ±R 및 ±I 출력 스트림은 입력으로써 블록(806)에 인가되고, 상기 블록은 오직 ±R 출력 스트림만을 비부호화 변환기(206)로 전달한다.
복소 생성기(804)의 제 1 구조적 실시예는, 도 13에 도시된 위상 제어 수단과 함께, 도 15에 도시된 샘플링된 복소 주파수 생성기를 포함하는데, 상기 위상 제어 수단은 도 15의 샘플링된 복소 주파수 생성기에 입력으로 제공되는 위상 제어값의 5개의 진행 스트림을 생성한다. 도 13에 도시된 바와 같이, 상기 5개의 진행 스트림은, (1)주어진 샘플링 주파수(FS)(즉, 86.08MHz)에서 발생하는 샘플링된 원하는 싸인 주파수(F0)(즉, 채널 3에 대해 1.56MHz 또는 채널 4에 대한 4.44MHz)의 진행 ±R 및 ± I 스트림의 위상 값을 도 15에서 생성하는데 필요한 위상-제어 값을 정의하는 진행 스트림인 μ 및 18μ, 및 (2)도 15의 샘플링된 복소 주파수 생성기가 또한 필요로 하는 진행하는 구형의 타이밍 파형인 PLSB, PMSB및 PMDSB를 포함한다.
도 13을 참조하면, 상수 값인 J(채널 3에서는 J=39 이고 채널 4에서는 J=111)는 제 1 가수(addend)로써 제 1합산기(900)에 인가된다. 래치(902)에 의해 주어진 샘플 주파수(FS)(즉, 86.08MHz)가 1샘플 주기만큼 지연된 후에, 상기 제 1합산기(900)로부터의 연속적인 출력 스트림의 각 합산(sum) 값은 계수가 K=538인 2진 논리 수단(904)에 대한 입력으로써 인가된다. 논리 수단(904)으로부터의 각 출력 스트림의 값은 제 1 합산기(900)에 대한 제 2 가수로써 인가되고 제 2 합산기(906)에 대한 제 1 가수로써 인가된다. 계수가 K인 2진 논리 수단(904)에 대한 입력값이 1과 K-1 사이(여기서 K-1=537)의 값일 때마다, 상기 수단으로부터의 출력 값은 그 입력 값과 동일하지만, 상기 수단으로의 입력값이 K-1보다 더 크다면(예를 들어, K≥538), 상기 수단으로부터의 출력값은 그 입력값에서 K를 뺀 것과 동일하다(예를 들어, K=538). 그러므로, J의 조합, 제 1 합산기(900), 래치(902) 및 계수가 K인 2진 논리 수단(904)은 수단(904)으로부터 출력 값을 유도하기 위하여 협력하는데, 상기 출력 값은 축적된 양의 값이 양의 K값보다 더 클 때가지 J개의 각 샘플 주기의 양의 값만큼 증가하고, 이때 상기 양의 K값은 상기 축적된 값에서 감해진다. -K/2(예를 들어 -K/2=-269)는 제 2 가수로써 제 2합산기(906)에 인가된다. 그러므로, -269에서 +268 사이의 범위의 값이고 도 15에 도시된 샘플링된 복소 주파수 생성기로의 μ위상-제어 입력 스트림을 구성하는, 제 2합산기(906)로부터의 출력 스트림인 각 합산 값은 (모든 양의 값을 갖기 보다는) 대략 0값에 중심이 맞추어진다. 블록(908)에서 18이 곱하여진 후에, 상기 μ위상-제어 입력 스트림의 각 값은, 도 15에 도시된 상기 샘플링된 복소 주파수 생성기로 18μ위상-제어 입력 스트림을 구성하는 출력 스트림을 형성한다.
계수가 K인 2진 논리(904)는 축적된 값에서 양의 K값을 감할 때마다 2-비트 2진 카운터(910) 및 지연 플립-플롭(912)의 입력으로써 랩 클록(wrap clock)을 인가한다. 카운터(910)로부터의 최하위 비트(PLSB) 및 최상위 비트(PMSB) 출력 스트림의 각 2진 상태는 도 15에 도시된 상기 샘플링된 복소 주파수 생성기에 타이밍-제어 입력 스트림으로써 인가된다. 게다가, 상기 카운터(910)로부터의 PMSB출력 스트림은 지연 플립-플롭(912)에 입력 스트림으로써 인가되고, 상기 지연 플립-플롭(912)으로부터의 출력 스트림은 배타적 논리합 게이트(914)의 제 1 입력으로써 인가된다. 도 15에 도시된 샘플링된 복소 주파수 생성기로부터의 ±I 출력 스트림의 위상 부호에 대응하는 상기 생성기로부터의 ±R 출력 스트림의 원하는 위상 부호에 해당하는 선택된 지수 부호 값은 상기 배타적 논리합 게이트(914)의 제 2 입력에 인가된다. 상기 게이트(914)로부터의 출력 스트림은 도 15에 도시된 샘플링된 복소 주파수 생성기로의 타이밍-제어 입력 스트림인 PMDSB를 형성한다.
도 15를 참조하면, PMDSB타이밍-제어 입력은 9개의 한 샘플-주기(예를 들어, 86.08MHz 주기) 지연 래치(1000-1 내지 1000-9) 체인에 인가되고, PLSB타이밍-제어 입력은 6개의 한 샘플-주기 지연 래치(1001-1 내지 1001-6) 체인에 인가되고, PMSB타이밍-제어 입력은 9개의 한 샘플-주기 지연 래치(1002-1 내지 1002-9) 체인에 인가되고, μ위상-제어 입력은 7개의 한 샘플-주기 지연 래치(1003-1 내지 1003-7) 체인에 인가되고, 18μ 위상-제어 입력은 10개의 한 샘플-주기 지연 래치(1004-1 내지 1004-10)를 포함하는 R체인에 인가된다.
R 체인의 지연 래치(1004-1, 1004-3, 1004-6 및 1004-9)의 바로 다음에 오는 각각은 부호(S) 회로(1005-1, 1005-3, 1005-6 및 1005-9)에 해당한다. 부호 회로(1005-1, 1005-6)의 각 부호 값은 대응하는 지연 래치(1001-1, 1001-6)로부터의 2진 출력 값에 따라 결정된다. 인버터(1006-3)의 존재로 인하여, 부호 회로(1005-3)의 부호 값은 지연 래치(1001-3)로부터의 음의 2진 출력 값에 따라 결정된다. 부호 회로(1005-9)의 부호 값은 지연 래치(1000-9)로부터의 2진 출력 값에 따라 결정된다.
R 체인의 지연 래치(1004-2, 1004-5 및 1004-8)의 바로 다음에 오는 각각은 합산기(1007-2, 1007-5 및 1007-8)에 해당한다. 합산기(1007-2)에 의해 지연 래치(1004-2)의 출력 값에 값(31)이 합하여진다; 합산기(1007-5)에 의해 지연 래치(1004-5)의 출력 값에 값(41)이 합하여진다; 합산기(1007-8)에 의해 지연 래치(1004-8)의 출력값에 값(26)이 합하여진다.
R 체인의 지연 래치(1004-4, 1004-7)의 바로 다음에 오는 각각은 곱셈기(1008-4, 1008-7)에 해당한다. 제 1 복소 지수 변조 함수의 R 부분을 계산하는 곱셈기(1008-4)는 지연 래치(1004-4)로부터의 출력 값에 지연 래치(1003-4)로부터의 출력 값을 곱하고, 제 2 복소 지수 변조 함수의 R 부분을 계산하는 곱셈기(1008-7)는 지연 래치(1004-7)로부터의 출력 값에 지연 래치(1003-7)로부터의 출력 값을 곱한다. 도 15의 래치(1004-10)로부터의 출력 값 스트림은 복소 반송파 생성기(802)로부터의 ±R 출력 스트림을 구성한다. 상기 합산기(1007-8)로부터의 신호 출력은형태의 다항 함수에 의해 설명된다는 것은, 디지털 회로 설계 분야의 당업자에게는 인식될 것이다. 도 15의 예시적 회로에서,, κ 및 ρ의 값은 각각 18, 31, 41 및 26이다. 처리 체인에서 마지막 부호 회로(1005-9)는 생성된 값에 최종 신호의 극성을 결정하는 반복 시퀀스 값을 효과적으로 곱한다.
복소 반송파 생성기(802)로부터의 ±I 출력 스트림은 지연 래치(1004-1)로부터의 출력 스트림인 18μ(즉, 1 샘플 주기만큼 지연되어 도 15로 입력되는 18μ스트림)를, 지연 래치(1004-1)에 대응하는 지연 래치의 부재를 제외하면 앞서 언급한 R 체인과 일치하는 I 체인에 인가하여 도 15에서처럼 유도된다. 상세하게, 상기 I 체인은 지연 래치(1009-2 내지 1009-10), 부호 회로(1010-1, 1010-3, 1010-6 및 1010-9), 합산기(1011-2, 1011-5 및 1011-8), 및 곱셈기(1012-4 및 1012-7)를 포함한다. 인버터(1006-1 및 1006-6)의 존재로 인하여, 부호 회로(1010-1, 1010-6)의 각 부호 값은 대응하는 지연 래치(1001-1 및 1001-6)로부터의 음의 2진 출력 값에 따라 결정된다. 부호 회로(1010-3)의 부호 값은 지연 래치(1001-3)로부터의 2진 출력 값에 따라 결정된다. 부호 회로(1010-9)의 부호 값은 지연 래치(1002-9)로부터의 2진 출력 값에 따라 결정된다.
I 체인의 합산기(1011-2, 1011-5 및 1011-8)는 R 체인의 합산기(1007-2, 1007-5 및 1007-8)와 동일한 함수를 계산하고, I 체인의 곱셈기(1012-4, 1012-7)는 곱셈기(1008-4, 1008-7)에 의해 계산된 R 체인의 제 1 및 제 2 지수 변조 함수와 유사한 제 1 및 제 2 지수 변조 함수의 I 부분을 계산한다. 합산기(1011-8)의 출력은형태의 다항 함수에 의해 설명될 수 있다. 부호 회로(1010-9)는 ±I 출력 신호의 극성을 결정한다.
도 15에 도시된 샘플링 된 복소 주파수 생성기의 동작에서, 상기 샘플링된 복소 주파수 생성기로부터의 ±R 및 ±I 샘플링된 출력 스트림에 의해 생성된 파형의 유형은 μ에 곱해지는 값, 및 R 과 I 체인의 합산기에 인가된 각각의 가수 값에 의해 결정된다. 본 경우에 있어서, μ에 곱하여지는 각각의 값(18), 및 R 과 I 체인의 합산기에 인가된 가수인 31, 41 및 26은 상기 샘플링된 복소 주파수 생성기로부터의 ±R 및 ±I 샘플링된 출력 스트림에 대한 복소 싸인 파형을 한정하는 최소의 앨리어스(alias) 에너지 4-탭 보간 값이다. 그러나, 상기 ±R 및 ±I 샘플링된 출력 스트림의 샘플링 주파수(FS)에서의 원하는 생성 주파수 값(F0)은 도 15에 인가된 μ와 18μ입력 스트림의 연속적인 샘플링된 위상 값에 의해 결정된다(주파수는 위상 변화의 시간 비율과 동일하기 때문에). 좀 더 상세하게는, 비율 4F0/FS는 F0/FS≤1/4인 한, 도 13에서의 정수 비율 J/K와 동일하다. 그러므로, 채널 3에 대해 86.08MHz의 샘플링 주파수로 -23.08MHz의 의사-반송파를 유도하기 위한 -1.56MHz 및 -21.52MHz의 원하는 적절한 주파수는 J에 대한 39의 값과 K에 대한 538의 값에 의해 생성된다. 유사하게, 채널 4에 대해 86.08MHz의 샘플링 주파수로 -17.08MHz의 의사-반송파를 유도하기 위한 4.44MHz 및 -21.52MHz의 원하는 적절한 주파수는 J에 대한 111의 값과 K에 대한 538의 값에 의해 생성된다. 더욱이, 필요한 5.38MHz의 기저 대역 반송파(F0)는, J에 대한 269의 정수 값과, K에 대한 1076의 정수 값을 사용하여 J/K=1/4가 되도록 함으로써, FS=86.08MHz에 대해 유도된다.
몇몇 경우에 있어서, 하드웨어 구현은 도 14에 도시된 재스케일러(rescaler)를 제 2 합산기(906)와 ×18 블록(908) 사이에 삽입하여 최소화될 수 있다. 예를 들어, 5.38MHz의 기저 대역 반송파, 채널 3에 대한 적절한 반송파 또는 채널 4에 대한 적절한 반송파(여기서 J값은 39, 111 또는 269가 선택적으로 사용된다)를 선택적으로 유도할 수 있는 하드웨어에서, 채널 3 또는 채널 4 중 하나에 대한 적절한 반송파를 유도하는데 사용되는 범위값(-269 내지 268), 5.38MHz의 기저 대역 반송파를 유도하는데 사용되기 위한 범위값(-538 내지 537)을 증가시키기 위해 상기 재스케일러(916)를 사용하는 것이 바람직할 것이다.
도 13에 도시된 위상 제어 회로의 이점은, 원하는 정확한 주파수값을 생성하기 위해 도 15와 함께 사용될 수 있다는 것과 상기 회로를 하드웨어로 구현할 때 상대적으로 복잡하고 고가인 디바이더(divider)가 필요치 않다는 것이다.
도 16에 대안적 위상 제어 회로가 도시된다. 도 16의 대안적 위상 제어 회로의 이점은, 생성된 원하는 주파수가 정확하다는 것이다.
도 16을 참조하면, 상수 값(J)이 제 1 합산기(1100a)에 제 1 가수로써 인가된다. 래치(1102a)에 의해 샘플 주파수(FS)의 1 샘플 주기만큼 지연된 후에, 상기 제 1 합산기(1100a)로부터의 연속적인 각 합산 출력 스트림 값은 계수가 4K인 2진 논리(1104a)에 입력으로써 인가된다. 논리(1104a)로부터의 각 출력 스트림 값은 제 1 가산기(1100a)에 제2 가수로써 인가되고, K 디바이더(1105a)에 입력으로써 인가된다. 상기 디바이더에 의해 계산된 몫의 연속적인 나머지 값을 정의하는, K 디바이더(1105a)로부터의 제 1 출력 스트림은 제 2 합산기(1106a)에 제 1 가수로서 인가되고, 상기 제 2 합산기는 제 2 가수로써 인가된 값(-K/2)을 갖는다. -K/2에서 K/2 -1 사이의 범위의 값이고 도 15로의 μ위상-제어 입력을 구성하는, 제 2합산기(1106a)로부터의 각 출력 스트림 합산 값은 (모든 양의 값을 갖기 보다는) 약 0값에 중심이 맞추어진다. 블록(1108a)에 의해 18이 곱하여진 후에, 상기 각 μ위상-제어 입력 값은 도 15로의 18μ위상 제어 입력을 구성하는 위상-제어 출력 스트림을 형성한다.
K 디바이더(1105a)는 또한, 상기 디바이더에 의해 계산된 몫의 연속적인 2-비트 정수-부분값을 정의하는 제 2 출력 스트림을 유도하는데, 이것은 4K/K=4이기 때문이다. 그러므로, 상기 제 2 출력 스트림은 각 2-비트 정수-부분 값의 최하위 비트의 2진 상태를 정의하는 PLSB타이밍-제어 스트림, 각 2-비트 정수-부분 값의 최상위 비트의 2진 상태를 정의하는 PMSB타이밍-제어 스트림을 포함하고, 상기 타이밍-제어 스트림(PLSB, PMSB)은 모두 도 15에 입력으로써 인가되고 배타적 논리합 게이트(1113a)에 제 1 및 제 2 입력으로써 인가된다. 상기 배타적 논리합 게이트(1113a)로부터의 출력 스트림은 배타적 논리합 게이트(1114a)의 제 1 입력으로써 인가된다. 지수 부호 값이 상기 배타적 논리합 게이트(1114a)의 제 2 입력에 인가되는데, 상기 부호 값은 도 15에 도시된 샘플링된 복소 주파수 생성기로부터의 ±I 출력 스트림의 위상 부호에 대응하는 상기 생성기로부터의 ±R 출력 스트림의 원하는 위상 부호에 해당한다. 상기 게이트(1114a)로부터의 출력 스트림은 도 15에 도시된 샘플링된 복소 주파수 생성기로의 PMDSB타이밍-제어 입력 스트림으로써 인가한다.
비부호화 변환기(206)에 의해 모든 양(+)의 R값 출력 스트림이 변환된 후에, 멀티-스케일 디지털 변환기(204)로부터의 샘플링된 ±R 값의 출력 스트림은 D/A 변환기(104)의 입력으로 디지털 샘플 스트림으로써 인가된다. D/A 변환기(104)로부터의 아날로그 출력은 5.38MHz에 중심이 맞추어진 6MHz 심볼 대역폭 기저 대역 신호 또는 의사-반송파 주파수(-17.08 또는 -23.08MHz)에 중심이 맞추어진 6MHz 심볼 대역폭 신호의 샘플링-속도 주파수(86.08MHz)에 대해 영상 주파수(채널 4에 대해서는 69MHz 또는 채널 3에 대해서는 63MHz)에 중심이 맞추어진 6MHz 심볼 대역폭 신호를 포함한다. 아날로그 필터(106)는, 69MHz에 중심이 맞추어진 채널 4 신호, 63MHz에 중심이 맞추어진 채널 3 신호 및 5.38MHz에 중심이 맞추어진 기저 대역 신호를 통과하지만 심볼 변조된 -17.08과 -23.08 MHz의 의사-반송파 신호 모두를 거부(reject)하는 주파수 통과 대역을 갖는다.
-86.08 MHz에서 86,08 MHz 사이의 주파수 범위에 걸친 sin x/x 식의 정규화된 크기의 그래프가 도 17에 참조된다. 도 17에 추가로 도시된 것은, 채널 4에 대해 -69MHz, 채널 3에 대해 -63MHz, -23.08MHz의 의사-반송파, -17.08MHz 의사-반송파, -5.38MHz 기저 대역, 5.38 MHz 기저 대역, 17.08MHz 의사-반송파, 23.08MHz 의사-반송파, 채널 3에 대한 63 MHz의 주요한 각 주파수들에 중심이 맞추어진 6MHz의 대역폭에 위에서 sin x/x 식의 크기에 대한 가변 효과이다. 각 기저 대역의 6MHz 대역폭에 걸친 sin x/x 식의 스펙트럼 형태의 "기울기(slope)"만이 {채널 3, 채널 4 및 5.38 MHz IF 기저 대역 각각의 6 MHz 대역폭을 갖는 x/sin x 식(1300)의 교차점에 의해 도 18에서 도시된 것처럼} 평탄하게 되도록, 6 MHz의 대역폭에 위에서 x/sin x 틸트(tilt) 정정을 필요로 한다. 5.38, 63 및 69 MHz의 중심 주파수 각각에 대한 적당한 x/sin x 이득 값은 D/A 변환기(104)에 의해 사용된 DC 기준 크기를 변화시킴으로써 획득된다. 그러나, 상기 동작은 반송파를 변조시키는 ±R 및 ±I 복소 샘플링된 데이터 스트림보다 앞서 발생하는 디지털 sin x/x 보상기에 의한 것으로, 상기 보상기는 상기 샘플링된 데이터 스트림의 샘플링 주파수 속도에서 6MHz의 대역폭 위에서 스펙트럼-형태 "기울기"의 적절한 x/sin x 틸트 정정을 제공한다. 바람직하게, 도 2에서 도시된 바와 같이, sin x/x 보상기(202)는 멀티-스케일 변조기(204)의 바로 앞에 위치하여서 10.76MHz의 샘플링 주파수 속도로 작동한다.
10.76 MHz의 샘플링 주파수 속도에서 동작하는 sinx/x 보상 수단(202)은 단순하지만 적절한, 6 MHz 대역폭 위에서 5.38, 63 및 69 MHz의 sinx/x 스펙트럼 형태의 선형 기울기의 x/sinx 틸트 정정 또는 임의의 이들 스펙트럼 형태의 보다 정확한 곡선에 알맞은 "기울기"의 x/sinx 틸트 정정을 수행할 수 있다.
근사법은 다음의 3-탭 필터로서 구현되며, VSB 변환기(200)로부터 sin x/x 보상기(202)에 대한 ±R 및 ±I 복소 데이터 스트림 각각에 대해 동작한다.
상기 필터는 이러한 ±R 및 ±I 복소 데이터 입력 스트림을 "sin(x)/x"가 나중에 D/A 변환기(104)에 의해 겪게될 "틸트"와 반대로 사전-틸트시킨다. 그러나, 이러한 근사 방법은 정확한 반전(inverse)은 아니어서 "정정된 " 대역의 포물선 왜곡을 초래한다.
sin x/x 스펙트럼-형태의 실제 기울기의 형태는 비선형적이기 때문에, 근사적인 사전-틸트 기술은 약간의 최적성(sub-optimal)을 갖고 있지만 여전히 효과적이다. 특히, 상기 근사화 사전-틸트 기술은 최종 아날로그 신호의 루트-상승 코사인 형태의 왜곡을 초래하지만, 텔레비전 수상기의 이퀄라이저(equalizer)는 이러한 남아있는 손상을 보상할 수 있다.
이러한 비선형 x/sinx 사전-틸트 기술에 있어서, 보상되어야 할 채널 내의 D/A 변환기(104)의 x/sin(x) 특성은 채널 중심에 대해 짝수 및 홀수 대칭 부분으로 분해된다. 활 형태인 짝수 대칭 부분은 실시 계수의 짝수 대칭 필터와 부합된다(채널 중심이 아니라 DC에 대해). 홀수 대칭부는 {x/sin(x)/((1-2*β)+2*β*cos(2*π*f/fs))}와 동일하고, 심볼당 4 이상의 샘플{D/A 변환기(104)에 인가된 변조 반송파 데이터 스트림의 심볼당 8샘플에 의해 충족된 것보다는 좀 더 많은 샘플}에서 원하는 6MHz의 정정 대역폭을 통해 잔류하는 선형 형태를 효과적으로 갖는다. 이러한 잔류 선형의 홀수 대칭부는 복소 계수의 홀수 비-대칭 필터와 부합된다.
바람직하게, 디지털 sin x/x 보상기(202)에서 짝수 스펙트럼 대칭 필터 및 그와 직렬로 위치한 홀수 스펙트럼 반-대칭 필터에 의한 필터링은 ± R및 ±I 복소 DC 중심 데이터의 심볼당 1 샘플 스트림 샘플 상에서 10.76MHz의 샘플링-주파수 속도로 발생한다. 6MHz의 채널 대역폭에서 10.76Msym/sec의 심볼 속도로, 보상은 z 영역(z-1=e-jωTs, Ts=시간 상의 심볼 간격)에서의 단위 싸이클의 55% 이상에서 발생한다. 디지털 sin x/x 보상기(202)에서 정정되는 신호가 특정 아날로그 채널(예를 들어, TV 채널 3 또는 4)에 속하고, 10.76MHz의 샘플링-주파수 속도로 심볼당 1샘플을 처리하여 더 빨리 사전-정정되고 있을지라도, 그에 의해 취소될 효과는 86.08MHz의 8배 더 높은 샘플링-주파수 속도로 클록되는 D/A 변환기(104)에 의해 나중에 야기된다.
직렬의 sin x/x 보상 필터의 예시 회로가 2개의 3-탭 횡단 필터(3-tap transversal filter)의 직렬로 이해될 도 19에 도시된다. sin x/x 보상에서 더 높은 정확성이 더 많은 수의 탭을 가진 필터를 사용하여 달성된다.
더욱이, 디지털 sin x/x 보상기(202)는 VSB 변환기(200)의 상술된 멀티플렉서(311)의 동작과 유사한 멀티플렉서(미도시)를 구비하는데, 이는 실수의 모든 계산된 x/sin x 값은 그 값으로부터의 ±R 데이터 출력 스트림으로써 전달되고 허수의 모든 계산된 x/sin x 값은 그 값으로부터의 ±I 데이터 출력 스트림으로써 전달되도록 하기 위함이다.
디지털 VSB 변조기(102)의 실제 하드웨어 구현에서, 2개의 2진 코드의 보수(complement)는 모든 계산을 효율적으로 하기 위해 사용되었다. 더욱이, 본 발명의 모든 다수의 상술된 특성이 디지털 VSB 변조기(102)의 환경에서 설명되는 반면, 본 발명의 하나 또는 그 이상의 특성의 하위-셋은 QAM 또는 OFDM 변조기에서와 같은 디지털 VSB 변조기(102)와는 다른 다양한 장치 유형에서 일반적인 효용이 있음이 이해되어야 한다. 그러므로, 본 발명은 첨부된 청구항의 범주에 의해서만 제한됨을 나타낸다.

Claims (11)

  1. 디지털 신호에 의해 변조된 반송파를 생성하기 위한 복소 디지털 변조기에 있어서,
    주어진 샘플 속도에서 발생하는 디지털 신호 소스(202);
    상기 주어진 샘플 속도보다 더 높은 샘플 속도에서 샘플을 제공하는 출력을 가지며, 상기 디지털 신호에 응답하는 업샘플러(800);
    반송파 입력을 구비하며, 상기 업샘플러의 출력에 연결된 신호 입력을 구비하는 복소 변조기(802);
    상기 더 높은 샘플 속도에서 발생하는 각 복소 값을 갖고 상기 반송파 입력에 인가되는, S 복소 값의 반복 시퀀스 소스(804)를 특징으로 하되,
    상기 복소 시퀀스 값은 의사-반송파(pseudo-carrier)에 중심이 맞추어진 복소 변조를 상기 변조기가 제공하도록 하는 것을 조건으로 하여 선택되고, 상기 의사-반송파는 원하는 주파수에 대응하는 영상을 갖는, 복소 디지털 변조기.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 업샘플러 및 상기 변조기는 재샘플러(resampler)(500, 600a), 제 1 변조기(502, 602a), 업샘플러(504, 604a), 및 제 2 변조기(506, 606a)와 직렬 연결된 것을 특징으로 하는, 디지털 변조기.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 재샘플러는 제 1 비율만큼 효과적으로 업샘플링 하고, 상기 업샘플러는 제 2 비율만큼 효과적으로 업샘플링하며, 두 비율의 곱(product)은 상기 더 높은 샘플 속도 대 상기 주어진 샘플 속도의 비율에 해당하는 것을 특징으로 하는, 디지털 변조기.
  4. 제 2항에 있어서, 상기 재샘플러는 제 1 비율만큼 효과적으로 다운 샘플링하는 다운샘플러이고, 상기 업샘플러는 제 2 비율만큼 효과적으로 업샘플링하는 것을 특징으로 하는, 디지털 변조기.
  5. 제 2항에 있어서,
    각 값은 상기 재샘플러에 의해 제공된 샘플 발생 속도와 동일한 속도로 발생하고, 상기 제 1 변조기에 반송파 신호로써 연결된 제 1 반복 시퀀스 값 소스; 및
    각 값은 상기 업샘플러에 의해 제공된 샘플 발생 속도와 동일한 속도로 발생하고, 상기 제 2 변조기에 반송파 신호로써 연결된 제 2 반복 시퀀스 값 소스를 더 특징으로 하는, 디지털 변조기.
  6. 제 1항에 있어서, 상기 복소 변조의 실수부만을 변조 신호로써 사용하기 위한 수단을 더 특징으로 하는, 디지털 변조기.
  7. 주어진 샘플 속도에서 발생하는 복소 신호 값으로써 상기 복소 신호를 제공하는 단계;
    상기 복소 신호 값을 더 높은 샘플 속도로 업샘플링하는 단계;
    각 추가적인 복소 값이 상기 더 높은 샘플 속도에서 발생하는, 상기 추가적인 복소 값의 반복 시퀀스를 제공하는 단계; 및
    복소 신호와 함께 변조된 상기 복소 반송파를 제공하기 위해 상기 추가 복소 값을 갖는 업샘플된 상기 복소 신호 값을 변조하는 단계를 특징으로 하는, 복소 신호와 함께 변조된 복소 반송파를 생성하는 방법.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 업샘플링 단계는 두 스테이지(stage)를 거쳐 수행되고, 변조는 각 스테이지 후에 수행되는 것을 특징으로 하는, 방법.
  9. 연속 샘플 스트림은 미리 정해진 샘플링-주파수 값의 속도에서 발생하고 샘플링된 반송파는 특정 반송파 주파수 값을 가지는 데이터에 의해 변조된 샘플링된 반송파를 정의하는 디지털 샘플 스트림 값을 출력으로써 유도하기 위한 디지털 회로; 디지털/아날로그(D/A) 변환기; 및 상기 미리 정해진 샘플링-주파수의 상기 속도에서 상기 디지털 샘플 스트림 값을 상기 D/A 변환기로의 입력으로써 인가하여 상기 D/A 변환기의 출력이 아날로그 신호를 구성하는 수단을 포함하는, 데이터에 의한 특정 주파수 대역폭을 통해 변조된 바람직한 주어진 반송파 주파수 값을 포함하는 아날로그 신호를 유도하기 위한 장치에 있어서,
    상기 디지털 회로에 의해 유도된 상기 샘플링된 반송파의 상기 특정 주파수 값과 상기 미리 정해진 샘플링-주파수 값 사이의 관계는 상기 바람직한 주어진 반송파 주파수 값을 상기 샘플링된 반송파의 상기 특정 주파수 값의 영상으로 만들기 위한 것을 특징으로 하고, 여기서 상기 데이터-변조 샘플링된 반송파는 데이터-변조 샘플링된 의사-반송파로 간주될 수 있는, 장치.
  10. 제 9항에 있어서, 상기 바람직한 주어진 반송파 주파수 값은 6MHz 대역폭을 갖는 주어진 텔레비전 채널의 중심 주파수인 것을 특징으로 하는, 장치.
  11. 제 9항에 있어서, 상기 디지털 회로는:
    상기 디지털 회로로부터의 상기 샘플링된 데이터-변조 반송파 출력으로서 모든 양(+)의 샘플 값을 포함하는 단일 데이터-변조 샘플링된 R 스트림을 유도하기 위해서, 변조기에 변조-신호 입력으로써 인가된 데이터 샘플 값의 DC에 중심이 맞추어진 실수(±R) 및 허수(±I)의 샘플링된 데이터 스트림에 응답하는 디지털 복소 변조기를 포함하는 것을 특징으로 하는, 장치.
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