DE69819673T2

DE69819673T2 - Anordnung zur Symbolsynchronisierung in einem OFDM-Übertragungssystem unter Verwendung der Eigenschaften eines Kommunikationskanals

Info

Publication number: DE69819673T2
Application number: DE69819673T
Authority: DE
Inventors: Keiichi Atsugi-shi Kaneko
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1998-01-19
Filing date: 1998-01-19
Publication date: 2004-09-30
Anticipated expiration: 2018-01-20
Also published as: EP0930751A1; EP0930751B1; DE69819673D1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Empfang eines orthogonal frequenzmultiplexten Signals (OFDM-Signals). Die Erfindung betrifft auch eine Vorrichtung zum Empfang eines orthogonal frequenzmultiplexten Signals (OFDM-Signals).
Einige Systeme für die Übertragung digitaler Informationssignale wie digitale Videosignale in begrenzten Frequenzbändern verwenden orthogonales Frequenzmultiplexen (orthogonal frequency division multiplexing = OFDM). Beispiele für digitale Informationssignale, die durch OFDM basierende Übertragungssysteme bearbeitet werden, sind Mehrfachwert-Modulationssignale oder 256-QAM(quadrature amplitude modulation = Quadraturamplitudenmodulation)-Signale. Im Allgemeinen eignet sich die OFDM-basierte Übertragung gut für die Unterdrückung von Geisterbildern und Störsignaleffekten. Des Weiteren hat die auf OFDM basierende Übertragung eine gute Frequenznutzungs-Effizienz.
Orthogonales Frequenzmultiplexen (OFDM) verwendet Mehrfachträger, die orthogonal in Bezug zueinander sind. Die Mehrfachträger werden jeweils in Übereinstimmung mit digitalen Informationsteilen moduliert, die übertragen werden sollen. Die aus der Modulierung resultierenden Mehrfachträger werden zu einem OFDM-Signal kombiniert, welches eine Form aufweist wie ein Zufallssignal. Im Allgemeinen wird die inverse schnelle Fouriertransformation (inverse fast Fourier transform = IFFT) bei der Erzeugung eines OFDM-Signals verwendet. Die "orthogonalen" Mehrfachträger bedeuten, dass die Spektren von Trägern, die zu einem Träger benachbart sind, auf der Frequenz des letzteren Trägers Null betragen.
Es ist ein erstes Ziel der Erfindung, ein verbessertes Verfahren zum Empfang eines orthogonal frequenzmultiplexten Signals (OFDM-Signals) zu bereitzustellen.
Es ist ein, zweites Ziel der Erfindung, eine verbesserte Vorrichtung zum Empfang eines orthogonal frequenzmultiplexten Signals (OFDM-Signals) bereitzustellen.
Ein erstes Ziel der Erfindung sieht ein Verfahren zum Empfang eines orthogonal frequenzmultiplexten Signals (OFDM-Signals) vor, das Information und ein Referenzsignal umfasst, wobei das Verfahren die Schritte umfasst, dass: ein OFDM-Signal über eine Übertragungsleitung empfangen wird; ein Symbol-Sync-Signal in Ansprechen auf das empfangene OFDM-Signal erzeugt wird; ein Zeitfenster für jedes Symbol in Ansprechen auf das erzeugte Symbol-Sync-Signal gesetzt wird; ein Zeitsegment des empfangenen OFDM-Signals extrahiert wird, das sich in dem Zeitfenster erstreckt; das extrahierte Zeitsegment des empfangenen OFDM-Signals einer diskreten Fouriertransformation unterzogen wird, um übertragene Information und ein Referenzsignal rückzugewinnen; Koeffizienten, die für die Charakteristiken der Übertragungsleitung repräsentativ sind, aus dem rückgewonnenen Referenzsignal periodisch berechnet werden; ungefähre Phasendifferenzen zwischen Trägern in jeweiligen Paaren unter Trägern des empfangenen OFDM-Signals auf der Basis der berechneten Koeffizienten periodisch berechnet werden; ein Akkumulationswert der berechneten ungefähren Phasendifferenzen periodisch berechnet wird; der gegenwärtig berechnete Akkumulationswert und der vorher berechnete Akkumulationswert verglichen werden; und die Phase des Zeitfensters relativ zu einem Symbol in Ansprechen auf ein Ereignis des Vergleichs zwischen dem gegenwärtig berechneten Akkumulationswert und dem vorher berechneten Akkumulationswert gesteuert wird.
Ein zweiter Aspekt der Erfindung sieht ein Verfahren zum Empfang eines orthogonal frequenzmultiplexten Signals (OFDM-Signals) vor, das Information, ein Symbolordnungszahlsignal und ein Referenzsignal umfasst, wobei das Symbolordnungszahlsignal eine Beziehung zwischen dem OFDM-Signal und dem Referenzsignal darstellt, wobei das Verfahren die Schritte umfasst, dass: ein OFDM-Signal über eine Übertragungsleitung empfangen wird; ein Symbol-Sync-Signal in Ansprechen auf das empfangene OFDM-Signal erzeugt wird; ein Zeitfenster für jedes Symbol in Ansprechen auf das erzeugte Symbol-Sync-Signal gesetzt wird; ein Zeitsegment des empfangenen OFDM-Signals extrahiert wird, das sich in dem Zeitfenster erstreckt; das extrahierte Zeitsegment des empfangenen OFDM-Signals einer diskreten Fouriertransformation unterzogen wird, um übertragene Information und ein Symbolordnungszahlsignal rückzugewinnen; ein Referenzsignal aus einem Ergebnis der diskreten Fouriertransformation in Ansprechen auf das Symbolordnungszahlsignal rückgewonnen wird; Koeffizienten, die für Charakteristiken der Übertragungsleitung repräsentativ sind, aus dem rückgewonnenen Referenzsignal periodisch berechnet werden, wobei die berechneten Koeffizienten Koeffizienten umfassen, die eine Rate einer Informationsübertragung von einem Realteil eines senderseitigen Trägers zu einem Realteil eines empfängerseitigen Trägers, eine Rate einer Informationsübertragung von einem Imaginärteil des senderseitigen Trägers zu einem Imaginärteil des empfängerseitigen Trägers, eine Rate eines Informationslecks von dem Realteil des senderseitigen Trägers zu dem Imaginärteil des empfängerseitigen Trägers und eine Rate eines Informationslecks von dem Imaginärteil des senderseitigen Trägers zu dem Realteil des empfängerseitigen Trägers angeben; ungefähre Phasendifferenzen zwischen Trägern in jeweiligen Paaren unter Trägern des empfangenen OFDM-Signals auf der Basis der berechneten Koeffizienten periodisch berechnet werden; ein Akkumulationswert der berechneten ungefähren Phasendifferenzen berechnet wird; der gegenwärtig berechnete Akkumulationswert und der vorher berechnete Akkumulationswert verglichen werden; und die Phase des Zeitfensters relativ zu einem Symbol in Ansprechen auf ein Ergebnis des Vergleichs zwischen dem gegenwärtig berechneten Akkumulationswert und dem vorher berechneten Akkumulationswert gesteuert wird.
Ein dritter Aspekt der Erfindung sieht eine Vorrichtung zum Empfang eines orthogonal frequenzmultiplexten Signals (OFDM-Signals) vor, das Information und ein Referenzsignal umfasst, wobei die Vorrichtung umfasst: ein Mittel zum Empfang eines OFDM-Signals über eine Übertragungsleitung; ein Mittel zur Erzeugung eines Symbol-Sync-Signals in Ansprechen auf das empfangene OFDM-Signal; ein Mittel zum Setzen eines Zeitfensters für jedes Symbol in Ansprechen auf das erzeugte Symbol-Sync-Signal; ein Mittel zur Extraktion eines Zeitsegments des empfangenen OFDM-Signals, das sich in dem Zeitfenster erstreckt; ein Mittel, um das extrahierte Zeitsegment des empfangenen OFDM-Signals einer diskreten Fouriertransformation zu unterziehen und damit gesendete Information und ein Referenzsignal rückzugewinnen; ein Mittel zur periodischen Berechnung von Koeffizienten, die für Charakteristiken der Übertragungsleitung repräsentativ sind, aus dem rückgewonnenen Referenzsignal; ein Mittel zur periodischen Berechnung ungefährer Phasendifferenzen zwischen Trägern in jeweiligen Paaren unter Trägern des empfangenen OFDM-Signals auf der Basis der berechneten Koeffizienten; ein Mittel zur periodischen Berechnung eines Akkumulationswertes der berechneten ungefähren Phasendifferenzen; ein Mittel zum Vergleich des gegenwärtig berechneten Akkumulationswertes und des vorher berechneten Akkumulationswertes; und ein Mittel zur Steuerung der Phase des Zeitfensters relativ zu einem Symbol in Ansprechen auf ein Ergebnis des Vergleichs zwischen dem gegenwärtig berechneten Akkumulationswert und dem vorher berechneten Akkumulationswert.
Ein vierter Aspekt der Erfindung bietet eine Vorrichtung zum Empfang eines orthogonal frequenzmultiplexten Signals (OFDM-Signals), das Information, ein Symbolordnungszahlsignal und ein Referenzsignal umfasst, wobei das Symbolordnungszahlsignal eine Beziehung zwischen dem OFDM-Signal und dem Referenzsignal darstellt, wobei die Vorrichtung umfasst: ein Mittel zum Empfang eines OFDM-Signals über eine Übertragungsleitung; ein Mittel zur Erzeugung eines Symbol-Sync-Signals in Ansprechen auf das empfangene OFDM-Signal; ein Mittel zum Setzen eines Zeitfensters für jedes Symbol in Ansprechen auf das erzeugte Symbol-Sync-Signal; ein Mittel zur Extraktion eines Zeitsegmentes des empfangenen OFDM-Signals, das sich in dem Zeitfenster erstreckt; ein Mittel, um das extrahierte Zeitsegment des empfangenen OFDM-Signals einer diskreten Fouriertransformation zu unterziehen und damit gesendete Informationen und ein Symbolordnungszahlsignal rückzugewinnen; ein Mittel zur Rückgewinnung eines Referenzsignals aus einem Ergebnis der diskreten Fouriertransformation in Ansprechen auf das Symbolordnungszahlsignal; ein Mittel zur periodischen Berechnung von Koeffizienten, die für Charakteristiken der Übertragungsleitung repräsentativ sind, aus dem rückgewonnenen Referenzsignal, wobei die berechneten Koeffizienten Koeffizienten umfassen, die eine Rate einer Informationsübertragung von einem Realteil eines senderseitigen Trägers zu einem Realteil eines empfängerseitigen Trägers, eine Rate einer Informationsübertragung von einem Imaginärteil des senderseitigen Trägers zu einem Imaginärteil des empfängerseitigen Trägers, eine Rate eines Informationslecks von dem Realteil des senderseitigen Trägers zu dem Imaginärteil des empfängerseitigen Trägers und eine Rate eines Informationslecks von dem Imaginärteil des senderseitigen Trägers zu dem Realteil des empfängerseitigen Trägers angeben; ein Mittel für die periodische Berechnung ungefährer Phasendifferenzen zwischen Trägern in jeweiligen Paaren unter Trägern des empfangenen OFDM-Signals auf der Basis der berechneten Koeffizienten; ein Mittel zur periodischen Berechnung eines Akkumulationswertes der berechneten ungefähren Phasendifferenzen; ein Mittel zum Vergleich des gegenwärtig berechneten Akkumulationswertes und des vorher berechneten Akkumulationswertes; und ein Mittel zur Steuerung der Phase des Zeitfensters relativ zu einem Symbol in Ansprechen auf ein Ergebnis des Vergleichs zwischen dem gegenwärtig berechneten Akkumulationswert und dem vorher berechneten Akkumulationswert.
1 ist ein Zeitbereichsdiagramm, in welchem ein Beispiel der Wellenform eines Basisband-OFDM-Signals dargestellt ist.
2 ist ein Zeitbereichsdiagramm eines Symbolintervalls "ta", eines Schutzintervalls "gi" und eines effektiven Symbolintervalls "ts".
3 ist ein Zeitbereichsdiagramm einer gewünschten Welle, einer Geisterwelle und eines Symbol-Sync-Signals.
4 ist ein Blockdiagramm einer Signalübertragungsvorrichtung, die orthogonales Frequenzmultiplexen (OFDM) gemäß einer Ausführungsform der Erfindung verwendet.
5 ist ein Blockdiagramm einer Signalempfangsvorrichtung, die orthogonales Frequenzmultiplexen (OFDM) gemäß der Ausführungsform der Erfindung verwendet.
6 ist ein Blockdiagramm einer DFT-QAM-Dekodierschaltung in 5.
7 ist ein Diagramm der Beziehung zwischen den Phasen θ₊₁₀ und θ₊₁₀ der auf einer Empfängerseite rückgewonnenen 10. und 20. positiven Träger.
8 ist ein Blockdiagramm einer Schutzintervall verarbeitenden Schaltung in 5.
9 ist ein Zeitbereichsdiagramm verschiedener Signale in der Signalempfangsvorrichtung von 5.
10 ist ein Blockdiagramm einer Abgleichschaltung in 8.
11 ist ein Flussdiagramm eines Programms für eine CPU in der DFT-QAM-Dekodierschaltung in 6.
12 ist ein Zeitbereichsdiagramm eines Symbolintervalls, eines Vor-Schutzintervalls "C", eines effektiven Symbolintervalls "B" und eines Nach-Schutzintervalls "A".
Hintergrund
Der Hintergrund der Erfindung wird unten stehend für ein besseres Verständnisses der Erfindung erklärt.
Ein Basisband-OFDM-Signal besteht aus orthogonalen Basisband-Mehrfachträgern, die in Übereinstimmung mit übertragenen Informations teilen moduliert wurden. Das Basisband-OFDM-Signal weist eine Zeit-Basiswellenform auf, wie in 1 dargestellt.
Auf OFDM basierende Datenübertragung (Informationsübertragung) wird Symbol für Symbol ausgeführt. Wie in 2 dargestellt, besteht jeder OFDM-Übertragungssymbolintervall "ta" aus einem Schutzintervall "gi" und einem effektiven Symbolintervall "ts". Der Schutzintervall "gi" geht dem effektiven Symbolintervall "ts" voraus. Der Schutzintervall "gi" wird zur Verringerung von Echos verwendet. Der effektive Symbolintervall "ts" wird für die Übertragung von Information (Daten) verwendet. Die Wellenform eines Zeitsegments eines während des Schutzintervalls "gi" übertragenen OFDM-Signals ist eine Kopie eines Teils (zum Beispiel ein Endteil oder ein späterer Teil) der Wellenform eines Zeitsegments des OFDM-Signals, das während des effektiven Symbolintervalls "ts" übertragen wird.
Die Frequenzintervalle zwischen den Mehrfachträgern in dem Basisband-OFDM-Signal entsprechen dem Kehrwert des effektiven Symbolintervalls "ts". Um an jeweiligen Abtastpunkten, die in Perioden, welche gleich dem effektiven Symbolintervall "ts" geteilt durch N beabstandet sind, effektive Signalamplituden bereitzustellen, unterzieht eine Senderseite N komplexzahlige Datenteile einer N-Punkt-IDFT (inverse diskrete Fouriertransformation) im Frequenzbereich für jeden Symbolintervall "ta". Dadurch erzeugt die Senderseite jedes 1-Symbol-entsprechende Zeitsegment eines die Datenteile enthaltenden OFDM-Basisband-Signals.
Eine Empfängerseite tastet wiederholt ein Basisband-OFDM-Signal in einer dem effektiven Symbolintervall "ts" geteilt durch N gleichen Periode ab und erzeugt dadurch N Abtastungen des Basisband-OFDM-Signals für jeden Symbolintervall "ta". Die Empfängerseite unterzieht die N Signalabtastungen einer N-Punkt-DFT (diskreten Fouriertransformation) für jeden Symbolintervall "ta", berechnet die Phasen und die Amplituden jeweiliger Trägerkomponenten und gewinnt dadurch N komplexzahlige Datenteile zurück.
Die Empfängerseite setzt ein Zeitfenster für jeden Symbolintervall "ta". Im Allgemeinen wird das Zeitfenster als das DFT-Fenster bezeichnet. Die Empfängerseite wendet DFT auf in jedem DFT-Fenster verfügbare Signalabtastungen an. Die Empfängerseite kennzeichnet die Zeitposition jedes DFT-Fensters relativ zum entsprechenden Symbolintervall "ta" in Ansprechen auf ein Symbol-Sync-Signal.
Ein Beispiel für eine Art der Erzeugung eines Symbol-Sync-Signals verwendet die folgende Technik. Beabstandete Symbole, die an einer gegebenen Periode auftreten, werden als Nullsymbole (signallose Intervalle) verwendet. Ein Symbol-Sync-Signal wird in Ansprechen auf die Nullsymbole rückgewonnen. Im Allgemeinen darf ein rückgewonnenes Symbol-Sync-Signal einen Fehler von weniger als mehrere Abtastungen in Bezug auf die Grenzen zwischen Symbolen aufweisen.
Es wird davon ausgegangen, dass eine Empfängerseite eine gewünschte Welle und auch eine Geisterwelle, die eine Verzögerung gegenüber der gewünschten Welle aufweist, empfängt, wie in 3 dargestellt. Normalerweise wird ein Symbol-Sync-Signal "sa" erzeugt, das eine Abfolge von Impulsen aufweist, deren Timing den Startmomenten "a" von effektiven Symbolintervallen "ts" der gewünschten Welle entspricht. Ein DFT-Fenster wird in Ansprechen auf jeden Impuls des Symbol-Sync-Signals "sa" gekennzeichnet. Die Signalabtastung für jedes Symbol beginnt im Startmoment "a" eines effektiven Symbolintervalls "ts" und wird fortgesetzt, bis das DFT-Fenster endet (d. h., das effektive Symbolintervall "ts" endet). Für jedes Symbol wird DFT auf in dem DFT-Fenster verfügbare Signalabtas tungen angewendet.
Unter Bezugnahme auf 3 beginnt, was die Geisterwelle betrifft, jeder Symbolintervall "ta" in Momenten "b". Ein Symbol "n" in der gewünschten Welle empfängt während des Intervalls zwischen den in Beziehung zueinander stehenden Momenten "b" und "a" keine Interferenz von einem vorangehenden Symbol "n – 1". Demgemäß kann das Symbol-Sync-Symbol "sa" durch ein Symbol-Sync-Signal "sb" ersetzt werden, das eine Abfolge von Impulsen aufweist, deren Timing gleich ist wie das der Startmomente "b" von Symbolintervallen "ta" der Geisterwelle. Darüber hinaus ist ein weiteres Symbol-Sync-Signal nützlich, das eine Abfolge von Impulsen aufweist, deren Timing gleich dem vorhandener Punkte zwischen den Momenten "b" und "a" ist.
Im Allgemeinen wird der Schutzintervall "gi" länger als die Verzögerungszeit einer Geisterwelle in Bezug auf eine gewünschte Welle gesetzt. In diesem Fall ist ein großer Timingfehler in einem Symbol-Sync-Signal erlaubt.
Die europäische Patentanmeldung EP 0765059 A2 offenbart, dass eine Senderseite einem OFDM-Signal mit Information, die übertragen werden soll, ein Referenzsignal hinzufügt. Das Referenzsignal stellt bekannte Referenzdaten dar. Die Senderseite überträgt das OFDM-Signal und das hinzugefügte Referenzsignal über eine Übertragungsleitung zu einer Empfängerseite. Die Empfängerseite gewinnt das Referenzsignal aus dem OFDM-Signal zurück. Die Empfängerseite erkennt die Charakteristiken der Übertragungsleitung durch Bezugnahme auf das Referenzsignal. Fehler eines rückgewonnenen, in Phase befindlichen Signals (eines rückgewonnenen I-Signals) und eines rückgewonnenen Quadratursignals (eines rückgewonnenen Q-Signals) hängen von den Charakteristiken der Übertragungsleitung ab. Daher korrigiert die Empfängerseite das rückgewonnene I-Signal und das rückgewonnene Q-Signal in Ansprechen auf die erkannten Charakteristiken der Übertragungsleitung. Diese Korrektur ermöglicht die genaue Rückgewinnung der Information.
In der europäischen Patentanmeldung EP 0765059 A2 zur Verringerung nachteiliger Auswirkung von Rauschen auf ein empfangenes Referenzsignal wird das Referenzsignal unter Verwendung vieler benachbarter Träger übertragen. Koeffizienten mit den Charakteristiken der Übertragungsleitung werden jeweils in Relation zu den benachbarten Trägern berechnet. Die berechneten Koeffizienten werden gemittelt oder in eine Angabe der erkannten Charakteristiken der Übertragungsleitung gefiltert.
Solche auf verschiedene Träger bezogene Koeffizienten weisen eine nichtlineare Beziehung zueinander auf. Demgemäß leitet sich der einfache Mittelwert unter den Koeffizienten aus einem korrekten Wert für die Charakteristiken der Übertragungsleitung ab. Eine solche Beziehung unter Koeffizienten, die auf verschiedene Träger bezogen sind, hängt beispielsweise von Fehlern von Symbol-Sync-Positionen ab.
In einem durch 512-Punkt-IFFT erzeugten OFDM-Signal besitzt ein n-ter Träger "n" Perioden während eines jeden effektiven Symbolintervalls "ts". Mit anderen Worten, der n-te Träger hat eine Phasenverschiebung von 2π·n rad für jeden effektiven Symbolintervall "ts". Somit hat der n-te Träger eine Phasenverschiebung von (2π·n)/512 rad für jede Abtastung. Demgemäß ist es wünschenswert, bei einem Fehler in einer Abtastung die Phase des n-ten Trägers um (2π·n)/512 zu korrigieren. Ein (n + 1)-ter Träger besitzt "n + 1" Phasen während eines jeden effektiven Symbolintervalls "ts". In anderen Worten, der (n + 1)-te Träger hat eine Phasenverschiebung von 2π·(n + 1) rad für jeden effektiven Symbolintervall "ts". Somit beträgt die Phasenverschiebung des (n + 1)-ten Trägers {2π·(n + 1)}/512 rad für jede Abtastung. Demgemäß ist es wünschenswert, bei einem Fehler in einer Abtastung die Phase des (n + 1)-ten Trägers um {2π·(n + 1)}/512 zu korrigieren. Die Differenz zwischen den Phasenkorrekturwerten bezogen auf den n-ten Träger und den (n + 1)-ten Träger ist wie folgt gegeben. [{2π·(n +1}/512] – {(2π·n)/512} = 2π/512 (rad)
Wenn X Abtastungsfehler vorliegen, beträgt die Differenz zwischen den Phasenkorrekturwerten bezogen auf den n-ten Träger und den (n + 1)-ten Träger X mal 2π/512 rad.
In dem Fall, wo der einfache Mittelwert unter Koeffizienten, die auf verschieden Träger bezogen sind, als Angabe der Charakteristiken der Übertragungsleitung verwendet wird, ist es wichtig, die Symbol-Sync-Fehler zu verringern, um die Angabe korrekt zu machen.
Demgemäß ist es ein vorrangiges Ziel der Erfindung, Symbol-Sync-Fehler zu verringern.
Ausführungsform
4 stellt eine Signalübertragungsvorrichtung, die orthogonales Frequenzmultiplexen (OFDM) gemäß einer Ausführungsform der Erfindung verwendet, dar. Digitale Daten, die von der Signalübertragungsvorrichtung der 4 gesendet werden, sind zum Beispiel gleich einer Kombination aus einem komprimierten Videosignal und einem komprimierten Audiosignal.
OFDM verwendet Mehrfachträger, die eine orthogonale Beziehung zuein ander aufweisen. Bei der OFDM-Datenübertragung werden unabhängige digitale Informationsteile unter Verwendung jeweiliger Mehrfachträger übertragen. Da die Träger orthogonal zueinander sind, werden die Niveaus der Spektren von Trägern, die an einen vorhandenen Träger grenzen, an einem der Frequenz des vorhandenen Trägers entsprechenden Punkt aufgehoben.
Eine IDFT(inverse diskrete Fouriertransformation)-Schaltung wird verwendet, um einen Satz orthogonaler Mehrfachträger zu erzeugen. Ein Basisband-OFDM-Signal kann durch Ausführen der inversen diskreten Fouriertransformation (IDFT) unter Verwendung von N komplexen Zahlen während eines Zeitintervalls T erzeugt werden. Punkte der IDFT entsprechen dabei jeweils Modulationssignalausgaben.
Ein Beispiel für Basisspezifikationen der Signalübertragungsvorrichtung der 4 lautet wie folgt. Die zentrale Trägerfrequenz in einem Hochfrequenzband beträgt 100 MHz. Die Anzahl der Träger für die Datenübertragung beträgt 248. Es ist anzumerken, dass diese Anzahl von Trägern lediglich ein Beispiel darstellt. Der Modulation ist vom Typ 256-QAM-OFDM. Die Anzahl der verwendeten Träger beträgt 257. Die verwendeten Träger sind in gleichen Frequenzintervallen beabstandet. Ein Zentralfrequenzträger unter den 257 Trägern wird als ein Träger mit einer Frequenz F0, welche die Mitte unter den Frequenzen der 257 Träger ist, definiert. Die 128 Träger, die sich an einer oberen Seite des Zentralfrequenzträgers im Frequenzbereich erstrecken, werden als die positiven Träger bezeichnet. Die 128 Träger, die sich an einer unteren Seite des Zentralfrequenzträgers im Frequenzbereich erstrecken, werden als die negativen Träger bezeichnet.
Unter Bezugnahme auf 4 wird ein digitales Informationssignal in Form einer Bitabfolge über einen Eingangsanschluss 1 einer Eingangsschaltung 2 zugeführt. Das digitale Informationssignal stellt die zu übertragende Hauptinformation dar. Das digitale Informationssignal resultiert zum Beispiel aus der Komprimierung eines Audioinformationssignals, eines Videoinformationssignals oder eines Video-/Audio-Informationssignals gemäß eines MPEG-Kodierverfahrens. Die Eingangsschaltung 2 fügt dem digitalen Informationssignal in Ansprechen auf ein Taktsignal, das von einer ein Taktsignal erzeugenden Schaltung 3 zugeführt wird, einen Fehlerkorrekturcode (error correction code = ECC) hinzu.
Die Eingangsschaltung 2 unterzieht das resultierende digitale Informationssignal, dem der ECC hinzugefügt wurde, in Ansprechen auf das Taktsignal, das von der ein Taktsignal erzeugenden Schaltung 3 zugeführt wird, einer Konvertierung von seriell zu parallel (serial-to-parallel = S/P). Während der S/P-Konvertierung wird das digitale Informationssignal in Blöcke aufgeteilt, die dem Modulationssignal für 256-QAM entsprechen. Die Eingangsschaltung 2 gibt die Modulationssignale aus. In Übereinstimmung mit 256-QAM werden 16 verschiedene Niveaus in einer Amplitudenrichtung definiert, während 16 verschiedene Niveaus in einer Winkelrichtung definiert werden. Zusätzlich werden den 256 Niveaus (16 Niveaus multipliziert mit 16 Niveaus) jeweils 256 verschiedene digitale Zustände zugeordnet.
Wie vorstehend beschrieben, werden zum Beispiel 248 Träger unter den 257 Trägern für die Übertragung von Hauptdaten (Hauptinformation) verwendet. Die 9 verbleibenden Träger werden für die Übertragung von weiteren Signalen mit einem Symbolordnungszahlsignal und Pilotsignalen verwendet.
Die Eingangsschaltung 2 gibt 248-Byte digitale Daten für jeden 1-Symbol- Intervall aus. In größerem Detail gibt die Eingangsschaltung 2 einen ersten Satz von 248 parallelen digitalen Signalen mit jeweils 4 Bits und einen zweiten Satz von 248 parallelen digitalen Signalen mit jeweils 4 Bits für jeden 1-Symbol-Intervall aus. Der erste Satz und der zweite Satz entsprechen jeweils einem Realteil und einem Imaginärteil (einem in Phase befindlichen Signal und einem Quadratursignal, d. h. einem I-Signal und einem Q-Signal).
Die 248 Ausgangssignale von der Eingangsschaltung 2 in jedem von dem Realteil und dem Imaginärteils werden einer IDFT (inverse diskrete Fouriertransformations)-Vorrichtung 4 zugeführt. Die IDFT-Vorrichtung 4 arbeitet in Ansprechen auf ein von der ein Taktsignal erzeugenden Schaltung 3 zugeführtes Taktsignal. Die IDFT-Vorrichtung 4 ist von der Art, die in der Lage ist, N parallele Signale zu verarbeiten, wobei N eine natürliche Zahl gleich 512 bezeichnet, die als eine Periode definiert ist. Ein Hauptabschnitt der IDFT-Vorrichtung 4 weist einen Satz von 512 Eingangsanschlüssen für den Realteil und ebenso einen Satz von 512 Eingangsanschlüssen für den Imaginärteil auf. Die 248 Ausgangssignale von der Eingangsschaltung 2 in dem Realteil werden jeweils auf 248 Eingangsanschlüsse der IDFT-Vorrichtung unter den 512 Eingangsanschlüssen für den Realteil angewendet. Die 248 Ausgangssignale von der Eingangsschaltung 2 in dem Imaginärteil werden jeweils an 248 Eingangsanschlüsse der IDFT-Vorrichtung unter den 512 Eingangsanschlüssen für den Imaginärteil angelegt. Was den Realteil wie auch den Imaginärteil betrifft, so besteht ein überwiegender Teil der Tätigkeit der IDFT-Vorrichtung 4 darin, die 248 Träger den 256-QAM, die jeweils auf die 248 Ausgangssignale von der Eingangsschaltung 2 ansprechen, zu unterziehen. Was die 248 Ausgangssignale von der Eingangsschaltung 2 betrifft, so erzeugt die IDFT-Vorrichtung 4 die 248 aus der Modulation resultierenden Signale in jedem, dem Realteil wie auch dem Imaginärteil. Die IDFT-Vorrichtung 4 kombiniert die 248 aus der Modulation resultierenden Signale und weitere aus der Modulation resultierende Signale des Realteils zu einem aus dem Multiplexen resultierenden Signal, das dem Realteil entspricht. Die IDFT-Vorrichtung 4 gibt das dem Realteil entsprechende aus dem Multiplexen resultierende Signal aus. Auch kombiniert die IDFT-Vorrichtung 4 die 248 aus der Modulation resultierenden Signale und weitere aus der Modulation resultierende Signale des Imaginärteils in ein aus dem Multiplexen resultierendes Signal, das dem Imaginärteil entspricht. Die IDFT-Vorrichtung 4 gibt das dem Imaginärteil entsprechende aus dem Multiplexen resultierende Signal aus.
Die 512 Eingangsanschlüsse des Hauptabschnitt der IDFT-Vorrichtung 4 für den Realteil wie auch für den Imaginärteil, entsprechen jeweils 512 verschiedenen Trägern. Realteilinformationsstücke, die an die Eingangsanschlüsse des Hauptabschnittes der IDFT-Vorrichtung 4 für den Realteil angelegt werden, und Imaginärteilinformationsstücke, die an die Eingangsanschlüsse des Hauptabschnittes der IDFT-Vorrichtung 4 für den Imaginärteil angelegt werden, werden jeweils von den entsprechenden Trägern übertragen.
Die 512 Eingangsanschlüsse des Hauptabschnittes der IDFT-Vorrichtung 4 für jeden, den Realteil und den Imaginärteil sind aufeinander folgend als "n = 0, 1, 2, 3, ..., 510, 511" nummeriert. Die 0-ten Eingangsanschlüsse (n = 0) des Hauptabschnittes der IDFT-Vorrichtung 4 für den Realteil und den Imaginärteil entsprechen dem Zentralfrequenzträger. An die 0-ten Eingangsanschlüsse (n = 0) des Hauptabschnittes der IDFT-Vorrichtung 4 für den Realteil und den Imaginärteil wird eine vorhandene Gleichstromspannung angelegt, um dem Zentralfrequenzträger zu ermöglichen, ein Referenzfrequenzsignal darzustellen. Die 1-sten Eingangsanschlüsse (n = 1) bis zu den 128-sten Eingangsanschlüssen (n = 128) des Hauptab schnittes der IDFT-Vorrichtung 4 für den Realteil und den Imaginärteil entsprechen den 128 Trägern, die in einer oberen Seite von dem Zentral- frequenzträger angeordnet sind, d. h. sie entsprechen den 128 positiven Trägern. Die 384-sten Eingangsanschlüsse (n = 384) bis zu den 511-ten Eingangsanschlüssen (n = 511) des Hauptabschnittes der IDFT-Vorrichtung 4 für den Realteil und den Imaginärteil entsprechen den 128 Trägern, die in einer unteren Seite von dem Zentralfrequenzträger angeordnet sind, d. h. sie entsprechen den 128 negativen Trägern. Die 128-sten Eingangsanschlüsse (n = 128) und die 384-sten Eingangsanschlüsse (n = 384) des Hauptabschnittes der IDFT-Vorrichtung 4 für den Realteil und den Imaginärteil entsprechen Randfrequenzträgern mit vorhandenen einfachen Beziehungen zu einer Nyquist-Frequenz. Eine fixe Spannung wird an die 128-sten Eingangsanschlüsse (n = 128) und die 384-sten Eingangsanschlüsse (n = 384) des Hauptabschnittes der IDFT-Vorrichtung 4 für den Realteil und den Imaginärteil angelegt, um den Randfrequenzträgern zu ermöglichen, Pilotsignale darzustellen. Die 248 Ausgangssignale von der Eingangsschaltung 2 in dem Realteil werden jeweils an 248 Eingangsanschlüsse unter den 1-ten Eingangsanschlüssen (n = 1) zu den 127-sten Eingangsanschlüssen (n = 127) und den 385-sten Eingangsanschlüssen (n = 385) zu den 511-ten Eingangsanschlüssen (n = 511) des Hauptabschnittes der IDFT-Vorrichtung 4 für den Realteil angelegt. Die 248 Ausgangssignale von der Eingangsschaltung 2 in dem Imaginärteil werden jeweils an 248 Eingangsanschlüsse unter den 1-ten Eingangsanschlüssen (n = 1) zu den 127-sten Eingangsanschlüssen (n = 127) und den 385-sten Eingangsanschlüssen (n = 385) zu den 511-ten Eingangsanschlüssen (n = 511) des Hauptabschnittes der IDFT-Vorrichtung 4 für den Imaginärteil angelegt. Somit werden die 248 Ausgangssignale von der Eingangsschaltung 2 in jedem, dem Realteil und dem Imaginärteil, jeweils durch die 248 Träger übertragen. Für jeden, den Realteil und den Imaginärteil wird an die 129-sten Eingangsanschlüsse (n = 129) bis 383 sten Eingangsanschlüsse (n = 383) des Hauptabschnittes der IDFT-Vorrichtung 4 ein Massepotenzial oder ein Signal "0" angelegt, um die entsprechenden Träger aufzuheben.
Eine Symbolzahl-zählende Schaltung 5 zählt Symbolen entsprechende Impulse eines Taktsignals, das von der ein Taktsignal erzeugenden Schaltung 3 zugeführt wird, und erzeugt dadurch ein 8-Bit-Signal, das eine Symbolordnungszahl darstellt, die für jedes Symbol aktualisiert wird. Insbesondere variiert die durch das 8-Bit-Signal dargestellte Symbolordnungszahl periodisch und zyklisch als "0", "1", "2", "3", ..., "255", "0", "1", "2", "3", .... Die Symbolzahl-zählende Schaltung 5 gibt das 8-Bit-Symbolordnungzahlsignal an eine Schaltung 6 aus, die ein Referenzsignal einsetzt. Hier werden 256 aufeinander folgende Symbolintervalle "ta" als ein 1-Rahmen-Intervall definiert. Demgemäß entspricht ein Zyklus der Symbolordnungszahl einem 1-Rahmen-Intervall.
Die Symbolzahl-zählende Schaltung 5 halbiert das 8-Bit-Symbolordnungszahlsignal in 4-Bit-Symbolordnungszahlsignale. Die Symbolzahl-zählende Schaltung 5 legt die 4-Bit-Symbolordnungszahlsignale an Realteil- und Imaginärteil-Eingangsanschlüsse in einem festgelegten Paar unter Paaren der Realteil- und Imaginärteil-Eingangsanschlüsse der IDFT-Vorrichtung 4, die den jeweiligen 256 Trägern, die andere als der Zentralfrequenzträger sind, entsprechen, an. Dadurch wird ein festgelegter Träger (zum Beispiel der erste Träger) unter den 256 Trägern, die andere als der Zentralfrequenzträger sind, dem Symbolordnungszahlsignal zugewiesen. Somit wird der festgelegte Träger unter den 256 Trägern für die Übertragung des Symbolordnungszahlsignals verwendet.
Die 256 Realteil-Eingangsanschlüsse und die 256 Imaginärteil- Eingangsanschlüsse des Hauptabschnittes der IDFT-Vorrichtung 4 sind 256 Paare, die den jeweiligen 256 Trägern, die andere als der Zentralfrequenzträger sind, entsprechen. Für jedes Symbol wählt die Schaltung 6, die ein Referenzsignal einsetzt, zwei Eingangsanschlusspaare unter den 256 Eingangsanschlusspaaren in der IDFT-Vorrichtung 4 aus. Die zwei ausgewählten Eingangsanschlusspaare entsprechen einem positiven Träger und einem negativen Träger, die im Frequenzbereich symmetrisch in Bezug auf die Zentralträgerfrequenz F0 sind. Die ein Referenzsignal einsetzende Schaltung 6 ändert die zwei ausgewählten Paare unter den 256 Eingangsanschlusspaaren sequenziell und zyklisch in Ansprechen auf die 7 höheren Bits des 8-Bit-Symbolordnungszahlsignals. Mit anderen Worten, die zwei ausgewählten Eingangsanschlusspaare werden durch die 7 höheren Bits des 8-Bit-Symbolordnungszahlsignals bestimmt. Demgemäß werden die zwei ausgewählten Eingangsanschlusspaare in einer 2 Symbolen entsprechenden Periode wiederholt von zwei Paaren zu anderen zwei Paaren geändert.
Die ein Referenzsignal einfügende Schaltung 6 erzeugt zwei vorbestimmte Referenzsignale, die jeweils gegebene Werte X und Y darstellen. Die gegebenen Werte X und Y unterscheiden sich voneinander. Für jedes geradzahlige Symbol legt die ein Referenzsignal einfügende Schaltung 6 das Referenzsignal, welches den gegebenen Wert X darstellt, an die Realteil-Eingangsanschlüsse in den zwei ausgewählten Eingangsanschlusspaaren in der IDFT-Vorrichtung 4 an, an Stelle von Signalen, die normalerweise daran angelegt werden. Für jedes geradzahlige Symbol legt die ein Referenzsignal einfügende Schaltung 6 das Referenzsignal, welches den gegebenen Wert Y darstellt, an die Imaginärteil-Eingangsanschlüsse in den zwei ausgewählten Eingangsanschlusspaaren in der IDFT-Vorrichtung 4 an, an Stelle von Signalen, die normalerweise daran angelegt werden. Für jedes ungeradzahlige Symbol legt die ein Referenzsignal einfügende Schal tung 6 das Referenzsignal, welches den gegebenen Wert X darstellt, an die Imaginärteil-Eingangsanschlüsse in den zwei ausgewählten Eingangsanschlusspaaren in der IDFT-Vorrichtung 4 an, an Stelle von Signalen, die normalerweise daran angelegt werden. Für jedes ungeradzahlige Symbol übernimmt die ein Referenzsignal einfügende Schaltung 6 das Referenzsignal, welches den gegebenen Wert Y darstellt, an die Realteil-Eingangsanschlüsse in den zwei ausgewählten Eingangsanschlusspaaren in der IDFT-Vorrichtung 4 an, an Stelle von Signalen, die normalerweise daran angelegt werden. Die das Referenzsignal einfügende Schaltung 6 führt diesen symbolabhängigen Wechsel des Anlegens des Referenzsignals in Ansprechen auf das niedrigste Bit des 8-Bit-Symbolordnungszahlsignals durch.
Alle zwei aufeinander folgenden geradzahligen und ungeradzahligen Symbole werden die Referenzsignale durch Verwendung eines Paares positiver und negativer Träger unter den 256 Trägern, die andere als der Zentralfrequenzträger sind, übertragen. Das für die Übertragung der Referenzsignale verwendete Trägerpaar wird jedes Mal, wenn ein 2-Symbol-Intervall durch einen nachfolgenden 2-Symbol-Intervall ersetzt wird, von einem Paar zu einem anderen Paar geändert. Während aller 256 aufeinander folgenden Symbole werden die Referenzsignale durch Verwendung der 256 Träger, die andere als der Zentralfrequenzträger sind, übertragen. Jeder der 256 Träger enthält intermittierend, in einer 256 Symbolen entsprechenden Periode, die Referenzsignale.
Die Ausgangssignale der IDFT-Vorrichtung 4 werden Symbol für Symbol in einen Speicher innerhalb einer Pufferschaltung 7 gespeichert. Während jeder einem Schutzintervall "gi" entsprechenden Periode fragt die Pufferschaltung 7, in Ansprechen auf ein von der ein Taktsignal erzeugenden Schaltung 3 zugeführtes Taktsignal, vorhandene Abschnitte (zum Beispiel vorhandene spätere Abschnitte) von 1 Symbol entsprechenden Signalsegmenten aus dem internen Speicher ab. Während jeder einem effektiven Symbolintervall "ts" entsprechenden Periode fragt die Pufferschaltung 7, in Ansprechen auf ein von der ein Taktsignal erzeugenden Schaltung 3 zugeführtes Taktsignal, die Gesamtheiten von 1 Symbol entsprechenden Signalsegmenten 1 aus dem internen Speicher ab. Die Pufferschaltung 7 gibt die Abfragesignale aus.
Die Ausgangssignale der Pufferschaltung 7 werden einem D/A-Wandler 8 zugeführt und dadurch in entsprechende analoge Signale umgewandelt. Der D/A-Wandler 8 ist in Ansprechen auf ein Taktsignal, das von der ein Taktsignal erzeugenden Schaltung 3 zugeführt wird, wirksam. Der D/A-Wandler 8 gibt die sich ergebenden analogen Signale an einen Tiefpassfilter (low pass Filter = LPF) 8A aus. Nur Komponenten der Ausgangssignale des D/A-Konverters 8 in einem gewünschten Frequenzbereich durchlaufen den LPF 8A.
Die Ausgangssignale des LPF 8A, die dem Realteil und dem Imaginärteil entsprechen, werden einem Quadraturmodulator 9 als Basisbandsignale zugeführt. Ein lokaler Oszillator 10 gibt ein Signal einer vorhandenen Frequenz, zum Beispiel ein 10,7-MHz-Signal, an den Quadraturmodulator 9 aus. Die Frequenz des Ausgangssignals des lokalen Oszillators 10 entspricht einer vorhandenen Zwischenfrequenz (intermediate frequency = IF). Auch gibt der lokale Oszillator 10 das vorhandene Frequenzsignal an einen 90°-Phasenschieber 11 aus. Die Vorrichtung 11 verschiebt die Phase des vorhandenen Frequenzsignals um 90° und gibt das aus der Phasenverschiebung resultierende Signal an den Quadraturmodulator 9 aus. Auf diese Weise wird dem Quadraturmodulator 9 ein Paar vorhandener Frequenzsignale, die zueinander in einer Phasenquadraturbeziehung stehen, zugeführt. In dem Quadraturmodulator 9 werden die Quadratur signale einer gegebenen Frequenz in Übereinstimmung mit den von dem LPF 8A ausgegebenen Basisbandsignalen moduliert, so dass die Basisbandsignale in ein Zwischenfrequenz-OFDM-Signal (intermediate frequency OFDM signal = IF-OFDM-Signal) umgewandelt werden. Das IF-OFDM-Signal weist orthogonale IF-Mehrfachträger auf, die als Angaben der Ausgangsbasisbandsignale des LPF 8A moduliert werden.
Das IF-OFDM-Signal wird von dem Quadraturmodulator 9 an einen Frequenzwandler 12 ausgegeben. Das IF-OFDM-Signal wird von dem Frequenzwandler 12 in ein Hochfrequenz-OFDM-Signal (RF-OFDM-Signal) in einem gewünschten Frequenzband für die Übertragung umgeformt. Die Zentralfrequenz des RF-OFDM-Signals ist z. B. gleich 100 MHz. Das RF-OFDM-Signal weist orthogonale RF-Mehrfachträger auf, die jeweils als Angaben des Ausgangsbasisbandsignals des LPF 8A moduliert werden. Der Frequenzwandler 12 umfasst einen lokalen Oszillator und einen Mischer. In dem Frequenzwandler 12 werden das IF-OFDM-Signal und das Ausgangssignal des lokalen Oszillators von dem Mischer gemischt, so dass das IF-OFDM-Signal in das RF-OFDM-Signal umgewandelt wird.
Das RF-OFDM-Signal wird von dem Frequenzwandler 12 einem Übertragungsabschnitt 13 zugeführt. Der Übertragungsabschnitt 13 umfasst einen linearen Leistungsverstärker und eine Übertragungsantenne. Das RF-OFDM-Signal wird über den linearen Leistungsverstärker der übertragungsantenne zugeführt und wird von der Übertragungsantenne in eine Übertragungsleitung (die Luft) 14 ausgestrahlt.
Auch wird das Ausgangssignal des lokalen Oszillators 10 der ein Taktsignal erzeugenden Schaltung 3 zugeführt. Die ein Taktsignal erzeugende Schaltung 3 erzeugt in Ansprechen auf das Ausgangssignal des lokalen Oszillators 10 durch Frequenzteilungsverfahren Taktsignale und gibt die erzeugten Taktsignale als Funktionstimingsteuersignale jeweils an die Eingangsschaltung 2, die IDFT-Vorrichtung 4, die Pufferschaltung 7 und den D/A-Wandler 8 aus. Auch erzeugt die ein Taktsignal erzeugende Schaltung 3 in Ansprechen auf das Ausgangssignal des lokalen Oszillators 10 durch ein Frequenzteilungsverfahren ein weiteres Taktsignal und gibt das erzeugte Taktsignal an die Symbolzahl-zählende Schaltung 5 als ein Symbol darstellendes Taktsignal aus.
5 stellt eine Signalempfangsvorrichtung, die orthogonales Frequenzmultiplexen (OFDM) gemäß der Ausführungsform der Erfindung verwendet, dar. Die Signalempfangsvorrichtung der 5 ist in der Lage, ein von der Signalübertragungsvorrichtung der 4 übertragenes RF-OFDM-Signal entgegenzunehmen.
Unter Bezugnahme auf 5 umfasst ein Empfangsabschnitt 21 eine Empfangsantenne, die ein zum Beispiel von der Signalübertragungsvorrichtung der 4 über die Übertragungsleitung (die Luft) 14 gesendetes RF-OFDM-Signal auffängt. Die Zentralfrequenz des RF-OFDM-Signals ist z. B. gleich 100 MHz. Das RF-OFDM-Signal weist orthogonale RF-Mehrfachträger auf, die jeweils in Übereinstimmung mit übertragenen Basisbandsignalen moduliert werden. Der Empfangsabschnitt 21 umfasst einen RF-Verstärker, der das aufgefangene RF-OFDM-Signal ausweitet.
Ein RF-OFDM-Ausgangssignal vom dem RF-Verstärker in dem Empfangsabschnitt 21 wird einem Frequenzwandler 22 zugeführt und dadurch in ein entsprechendes IF-OFDM-Signal umgewandelt. Die Zentralfrequenz des IF-OFDM-Signals ist z. B. gleich 10,7 MHz. Das IF-OFDM-Signal weist orthogonale IF-Mehrfachträger auf, die jeweils in Übereinstimmung mit übertragenen Basisbandsignalen moduliert werden. Der Frequenzwandler 22 umfasst einen lokalen Oszillator und einen Mischer. In dem Fre quenzwandler 22 werden das RF-OFDM-Signal und das Ausgangssignal des lokalen Oszillators durch den Mischer gemischt, so dass das RF-OFDM-Signal in das IF-OFDM-Signal umgewandelt wird.
Das IF-OFDM-Signal wird von dem Frequenzwandler 22 einem IF-Verstärker 23 zugeführt und dadurch auf ein gewünschtes Niveau ausgeweitet. Das IF-OFDM-Ausgangssignal von dem IF-Verstärker 23 wird einem Quadraturdemodulator 24 und einer Trägererkennungsschaltung 24A zugeführt.
Die Trägererkennungsschaltung 24A umfasst eine Phasenregelkreis-Schaltung (phase locked loop circuit = PLL-Schaltung) mit einer Kombination eines Phasenvergleichers (eines Verstärkers), eines LPFs, eines spannungsgesteuerten Oszillators (voltage-controlled oscillator = VCO) und eines 1/4-Frequenzteilers. Die PLL-Schaltung gewinnt die Träger in dem IF-OFDM-Signal zurück. Ein Ausgangssignal der Trägererkennungsschaltung 24A, das den rückgewonnenen Trägern entspricht, wird einem lokalen Oszillator 25 zugeführt. Der lokale Oszillator 25 ist konstruiert, um den Zentralfrequenzträger unter den Trägern in dem IF-OFDM-Signal mit einem vernachlässigbaren Phasenfehler zu extrahieren. Der lokale Oszillator 25 gibt ein dem extrahierten Zentralfrequenzträger entsprechendes Signal aus. Somit reproduziert der lokale Oszillator 25 ein in einer Senderseite verwendetes lokales Oszillatorsignal.
Das IF-OFDM-Signal (oder das RF-OFDM-Signal) besteht aus dem Zentralfrequenzträger und den weiteren Trägern mit Frequenzen, die in gleichen Intervallen beabstandet sind. Die Frequenzen der Träger, die dem Zentralfrequenzträger benachbart sind, sind von der Frequenz des Zentralträgers nur durch ein kleines Frequenzintervall beabstandet. Demgemäß wird bevorzugt, dass die Extraktion des Zentralfrequenzträgers durch eine hochselektive Schaltung durchgeführt wird.
Der lokale Oszillator 25 verwendet eine hochselektive Schaltung. Im Speziellen umfasst der lokale Oszillator 25 eine PLL-Schaltung zum Extrahieren des Zentralfrequenzträgers aus den von der Trägererkennungsschaltung 24A ausgegebenen Trägern. Ein spannungsgesteuerter Oszillator (voltage-controlled oscillator = VCO) in der PLL-Schaltung in dem lokalen Oszillator 25 verwendet einen spannungsgesteuerten Quarz-Oszillator (voltage-controlled crystal oscillator = VCXO), der bei einer Frequenz, die in einem vorhandenen kleinen Bereich (zum Beispiel ± 200 Hz) um die Frequenz des Zentralträgers herum variiert werden kann, oszillieren kann. Zusätzlich weist ein LPF in der PLL-Schaltung eine Grenzfrequenz auf, die in Bezug auf die Frequenzintervalle zwischen den Trägern angemessen tief ist.
Das Ausgangssignal des lokalen Oszillators 25 wird dem Quadraturdemodulator 24 zugeführt. Das Ausgangssignal des lokalen Oszillators 25 wird auch einem 90°-Phasenschieber 26 zugeführt. Die Vorrichtung 26 verschiebt die Phase des Ausgangssignals des lokalen Oszillators 25 um 90°. Das sich aus der Phasenverschiebung ergebende Signal wird von der Vorrichtung 26 an den Quadraturdemodulator 24 ausgegeben. Auf diese Weise wird dem Quadraturdemodulator 24 ein Paar reproduzierter lokaler Oszillatorsignale, die zueinander in einer Phasenquadraturbeziehung stehen, zugeführt. In Ansprechen auf die Quadratursignale wird das IF-OFDM-Signal von dem Quadraturdemodulator 24 in Basisbandsignale, die jeweils einem Realteil und einem Imaginärteil (einem in Phase befindlichen Signal und einem Quadratursignal, d. h. einem I-Signal und einem Q-Signal) entsprechen, demoduliert.
Die Ausgangssignale von dem Quadraturdemodulator 24 werden einem LPF 28 zugeführt. Nur Komponenten der Ausgangssignale des Quadraturdemodulators 24, die ein gewünschtes Frequenzband einnehmen, laufen durch den LPF 28. Ausgangssignale des LPF 28, die analoge Formen besitzen, werden einem A/D-Wandler 29 zugeführt. Die Ausgangssignale des LPF 28 werden Abtastvorgängen unterzogen und werden durch den A/D-Wandler 29 in entsprechende digitale Signale (digitale I- und Q-Signale) umgewandelt. Der A/D-Wandler 29 ist in Ansprechen auf ein Abtasttaktsignal, welches von einer ein Abtasttaktsignal erzeugenden Schaltung 27A zugeführt wird, wirksam.
Eines der Ausgangssignale des Quadraturdemodulators 24A wird der ein Abtasttaktsignal erzeugenden Schaltung 27A zugeführt. Das Ausgangssignal des lokalen Oszillators 25 wird der ein Abtasttaktsignal erzeugenden Schaltung 27A zugeführt. Die ein Abtasttaktsignal erzeugende Schaltung 27A umfasst eine PLL-Schaltung mit einem Regelkreis, der in Bezug auf ein Pilotsignal in dem Ausgangssignal des Quadraturdemodulators 24 phasensynchronisiert ist. Es ist anzumerken, dass das Pilotsignal durch gekennzeichnete Träger als ein kontinuierliches Signal während jedes Symbolintervalls, der einen Schutzintervall enthält, übertragen wird. Die ein Abtasttaktsignal erzeugende Schaltung 27A leitet Pilotsignalfrequenzinformationen ab und reproduziert das Pilotsignal.
Auf einer Empfängerseite wird die Frequenz des Pilotsignals so gesetzt, dass sie einem gegebenen Verhältnis zwischen ganzen Zahlen in Bezug auf die Frequenz des Abtasttaktsignals entspricht. Die ein Abtasttaktsignal erzeugende Schaltung 27A umfasst einen Frequenzverstärker, der mit einem Multiplikationsfaktor, der dem vorstehend genannten Frequenzverhältnis entspricht, auf das reproduzierte Pilotsignal wirkt. Ein Abtasttaktsignal (ein Takt-Sync-Signal) wird durch die Frequenzvervielfachung rückgewonnen. Die ein Abtasttaktsignal erzeugende Schaltung 27A gibt das Abtasttaktsignal an den A/D-Wandler 29 und weitere Schaltungen 27B, 30, 31 und 32, die später erklärt werden, aus.
Die Ausgangssignale des A/D-Wandlers 29 werden einer Schutzintervall verarbeitenden Schaltung 30 zugeführt. Die Schutzintervall verarbeitende Schaltung 30 extrahiert Zeitabschnitte der Ausgangssignale (der digitalen I- und Q-Signale) des A/D-Wandlers 29, die jedes DFT-Fenster, das einem effektiven Symbolintervall "ts" entspricht, einnehmen. Die Schutzintervall verarbeitende Schaltung 30 ist in Ansprechen auf das Abtasttaktsignal, welches von der ein Abtasttaktsignal erzeugenden Schaltung 27A zugeführt wird, und auch auf ein Symbol-Sync-Signal (Symbol-Takt-Signal), welches von einer ein Symbol-Sync-Signal erzeugenden Schaltung 27B zugeführt wird, wirksam. Die Ausgangssignale (digitale I- und Q-Signale) der Schutzintervall verarbeitenden Schaltung 30 werden einer DFT-QAM-Dekodierschaltung (discrete Fourier transform, quadrature amplitude modulation decoding circuit = DFT-QAM-Dekodierschaltung) 31 zugeführt.
Die DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 unterzieht die Ausgangssignale der Schutzintervall verarbeitenden Schaltung 30 einer Verarbeitung, die einer komplexen diskreten Fouriertransformation entspricht. Die DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 arbeitet in Ansprechen auf das Abtasttaktsignal, welches von der ein Abtasttaktsignal erzeugenden Schaltung 27A zugeführt wird. In Übereinstimmung mit der komplexen diskreten Fouriertransformationsverarbeitung leitet die DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 die Niveaus von Basisbandträgern in dem Realteilsignal und Imaginärteilsignal, die von der Schutzintervall verarbeitenden Schaltung 30 ausgegebenen werden, ab. In der DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 werden die abgeleiteten Realteilniveaus und die abgeleiteten Imaginärteilniveaus mit Referenz-Demodulationsausgangsniveaus verglichen, so dass die Zustän de übertragener digitaler Signale bestimmt werden. Auf diese Weise wird die übertragene digitale Information rückgewonnen. Wie später erklärt wird, korrigiert die DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 die rückgewonnene digitale Information zu rückgewonnener digitaler Information, die sich aus der Korrektur ergibt.
Die Ausgangssignale der DFT-QAM-Dekodierschaltung 31, die den rückgewonnenen digitalen Signalen, die sich aus der Korrektur ergeben, entsprechen, werden einer Ausgangsschaltung 32 zugeführt. Die Ausgangssignale der DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 werden durch die Ausgangsschaltung 32 einer Konvertierung von parallel zu seriell (parallel-to-serial = P/S) unterzogen, neu angeordnet und in ein digitales Signal serieller Form kombiniert. Die Ausgangsschaltung 32 arbeitet in Ansprechen auf das Abtasttaktsignal, welches von der ein Abtasttaktsignal erzeugenden Schaltung 27A zugeführt wird. Das digitale Signal serieller Form wird von der Ausgangsschaltung 32 über einen Ausgangsanschluss 33 an eine externe Vorrichtung (nicht dargestellt) übertragen.
Eines der Ausgangssignale des Quadraturdemodulators 24 wird der ein Symbol-Sync-Signal erzeugenden Schaltung 27B zugeführt. Das Abtasttaktsignal wird von der ein Abtasttaktsignal erzeugenden Schaltung 27A der ein Symbol-Sync-Signal erzeugenden Schaltung 27B zugeführt. Die ein Symbol-Sync-Signal erzeugende Schaltung 27B erkennt Zustände der Phase des Pilotsignals in Ansprechen auf das Abtasttaktsignal und reproduziert dadurch das Symbol-Sync-Signal. Die ein Symbol-Sync-Signal erzeugende Schaltung 27B gibt das Symbol-Sync-Signal an die Schutzintervall verarbeitende Schaltung 30 aus.
Im Allgemeinen neigen durch die informationsübertragenden Träger dargestellte Signale während jedes Symbolintervalls "ta" in einem Moment der Grenze zwischen dem Schutzintervall "gi" und dem effektiven Symbolintervall "ts" dazu, diskontinuierlich zu sein. In Anbetracht dieser Umstände kann die ein Symbol-Sync-Signal erzeugende Schaltung den folgenden Aufbau aufweisen. Die ein Symbol-Sync-Signal erzeugende Schaltung 27B umfasst ein Hochpassfilter, das eines der Ausgangssignale des Quadraturdemodulators 24 verarbeitet, um ein Signal zu erzeugen, welches den Moment der Grenze zwischen dem Schutzintervall "gi" und dem effektiven Symbolintervall "ts" für jedes Symbol darstellt. Die ein Symbol-Sync-Signal erzeugende Schaltung 27B umfasst einen Spitzenwertdetektor, der dem Hochpassfilter folgt, und einen Vergleicher, der das Ausgangssignal des Spitzenwertdetektors mit einer zuvor festgelegten Referenzspannung vergleicht. Der Spitzenwertdetektor und der Vergleicher wirken zusammen, um das Ausgangssignal des Hochpassfilters in ein Impulssignal (ein binäres Signal) zu formen. Die ein Symbol-Sync-Signal erzeugende Schaltung 27B umfasst eine PLL (= phase locked loop = Phasenregelkreis = PLL)-Schaltung, die auf das Impulssignal anspricht. In Ansprechen auf das Impulssignal erzeugt die PLL-Schaltung ein zitterfreies Symboltimingsignal. Die ein Symbol-Sync-Signal erzeugende Schaltung 27B umfasst einen Frequenzteiler, der auf das Abtasttaktsignal, das von der ein Abtasttaktsignal erzeugenden Schaltung 27A zugeführt wird, wirkt. Das flimmerfreie Symboltimingsignal wird dem Frequenzteiler als Frequenzteilungsstartsignal zugeführt. Dadurch erzeugt der Frequenzteiler das Symbol-Sync-Signal.
Die DFT-QAM-Dekodierschaltung extrahiert ein Symbolordnungszahlsignal aus der rückgewonnenen digitalen Information. Wie vorstehend erklärt, wird das Symbolordnungszahlsignal durch Verwendung eines gekennzeichneten Trägers (zum Beispiel des ersten Trägers) unter den 256 Trägern, die andere als der Zentralfrequenzträger sind, übertragen. Die DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 extrahiert in Ansprechen auf das Sym bolordnungszahlsignal Referenzsignale aus der rückgewonnenen digitalen Information. Wie vorstehend erklärt, werden die Referenzsignale durch Verwendung eines Paares positiver und negativer Trägern, das durch die 7 höheren Bits des Symbolordnungszahlsignals benannt wird, übertragen. Die DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 bestimmt auf der Grundlage der extrahierten Referenzsignale eine Korrekturgleichung für die Charakteristiken der Übertragungsleitung 14. Die DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 korrigiert die rückgewonnene digitale Information gemäß der bestimmten Korrekturgleichung. Zusätzlich erzeugt die DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 während einer Initialisierungsstufe unmittelbar nach dem Einschalten der Signalempfangsvorrichtung der 5 für jeden Rahmen einen Vorschubimpuls oder einen Verzögerungsimpuls, wie später erklärt wird.
Wie in 6 dargestellt, umfasst die DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 eine DFT-Schaltung 311, eine Korrekturschaltung 312, eine Steuerschaltung 313 und eine Berechnungsschaltung 314. Die DFT-Schaltung 311 empfängt das digitale in Phase befindliche Signal I' und das digitale Quadratursignal Q' von der Schutzintervall verarbeitenden Schaltung 30 (siehe 5). Die DFT-Schaltung 311 unterzieht das digitale in Phase befindliche Signal I' und das digitale Quadratursignal Q' der DFT und wandelt dadurch das digitale in Phase befindliche Signal I' und das digitale Quadratursignal Q' in erste rückgewonnene digitale Realteil- und Imaginärteilsignale R0 und I0, die der übertragenen digitalen Information entsprechen, um. Die DFT-Schaltung 311 gibt die ersten rückgewonnenen digitalen Realteil- und Imaginärteilsignale R0 und I0 an die Korrekturschaltung 312 aus. Die Korrekturschaltung 312 korrigiert die ersten rückgewonnenen digitalen Realteil- und Imaginärteilsignale R0 und I0 in zweite rückgewonnene digitale Realteil- und Imaginärteilsignale R und I, um Signalfehler in Abhängigkeit von den Charakteristiken der Übertragungsleitung 14 auszugleichen (siehe 5), Die Korrekturschaltung 312 gibt die zwei ten rückgewonnenen digitalen Realteil- und Imaginärteilsignale R und I an die Ausgangsschaltung 32 aus (siehe 5).
Die Korrekturschaltung 312 extrahiert das Symbolordnungszahlsignal aus den ersten rückgewonnene digitalen Signalen R0 und I0. Die Korrekturschaltung 312 extrahiert in Ansprechen auf das Symbolordnungszahlsignal die Referenzsignale aus den ersten rückgewonnenen digitalen Signalen R0 und I0. Hier bezeichnen die Zeichen p0s', q0s', r0s', u0s' jeweils den Wert des extrahierten Referenzsignals, das einem positiven Träger und dem Realteil entspricht, den Wert des extrahierten Referenzsignals, das dem positiven Träger und dem Imaginärteil entspricht, den Wert des extrahierten Referenzsignals, das einem negativen Träger und dem Realteil entspricht, und den Wert des extrahierten Referenzsignals, das dem negativen Träger und dem Imaginärteil entspricht, die während eines geradzahligen Symbols auftreten. Zusätzlich bezeichnen die Zeichen p1s', q1s', r1s', u1s' jeweils den Wert des extrahierten Referenzsignals, das dem positiven Träger und dem Realteil entspricht, den Wert des extrahierten Referenzsignals, das dem positiven Träger und dem Imaginärteil entspricht, den Wert des extrahierten Referenzsignals, das dem negativen Träger und dem Realteil entspricht, und den Wert des extrahierten Referenzsignals, das dem negativen Träger und dem Imaginärteil entspricht, die während eines ungeradzahligen Symbols auftreten.
Die Charakteristiken der Übertragungsleitung 14 (siehe 5) werden durch einen Satz von Koeffizienten S0, S1, S2, S3, S4, S5, S6 und S7, der ein Paar senderseitiger positiver und negativer Träger gemäß der folgenden Gleichung in Beziehung zu einem entsprechenden Paar empfängerseitiger positiver und negativer Träger setzt, ausgedrückt,
wobei "p" einen dem senderseitigen positiven Träger zugewiesenen Realteilsignalwert bezeichnet; "q" einen Imaginärteilsignalwert bezeichnet, der dem senderseitigen positiven Träger zugeordnet ist; "r" einen Realteilsignalwert bezeichnet, der dem senderseitigen negativen Träger zugeordnet ist; "u" einen dem senderseitigen negativen Träger zugewiesenen Imaginärteilsignalwert bezeichnet; "p'" einen empfängerseitigen positiven Träger bezeichnet, der dem Realteilsignalwert entspricht; "q'" einen Imaginärteilsignalwert bezeichnet, der dem empfängerseitigen positiven Träger entspricht; "r'" einen Realteilsignalwert bezeichnet, der dem empfängerseitigen negativen Träger entspricht; und "u'" einen Imaginärteilsignalwert bezeichnet, der dem empfängerseitigen negativen Träger entspricht.
Die Korrekturschaltung 312 berechnet die Koeffizienten S0, S1, S2, S3, S4, S5, S6 und S7 in Übereinstimmung mit den folgenden Gleichungen. S0 = (p0s'·X – p1s'·Y – g0s'·Y + gls'·X)/2(X2 – Y2) S1 = (p0s'·Y – p1s'·X + g0s'·X – gls'·Y)/2(X2 – Y2) S2 = (p0s'·X – p1s'·Y + g0s'·Y – gls'·X)/2(X2 – Y2) S3 = –(p0s'·Y – p1s'·X – g0s'·X + gls'·Y)/2(X2 – Y2) S4 = (r0s'·X – r1s'·Y + u0s'·Y – u1s'·X)/2(X2 – Y2) S5 = –(r0s'·Y – r1s'·X – u0s'·X + u1s'·Y)/2(X2 – Y2) S6 = (r0s'·X – r1s'·Y – u0s'·Y + u1s'·X)/2(X2 – Y2) S7 = (r0s'·Y – r1s'·X + u0s'·X – u1s'·Y)/2(X2 – Y2) wobei X und Y jeweils die vorhandenen Werte bezeichnen, welche durch die auf der Senderseite erzeugten Referenzsignale dargestellt werden.
Der Koeffizient S0 bezeichnet die Datenübertragungsrate von dem Realteil des senderseitigen positiven Trägers zu dem Realteil des empfängerseitigen positiven Trägers. Auch bezeichnet der Koeffizient S0 die Datenübertragungsrate von dem Imaginärteil des senderseitigen positiven Trägers zu dem Imaginärteil des empfängerseitigen positiven Trägers. Der Koeffizient S1 bezeichnet die Datenverlustrate von dem Realteil des senderseitigen positiven Trägers zu dem Imaginärteil des empfängerseitigen positiven Trägers. Auch bezeichnet der Koeffizient S1 die Datenverlustrate von dem Imaginärteil des senderseitigen positiven Trägers zu dem Realteil des empfängerseitigen positiven Trägers. Der Koeffizient S2 bezeichnet die Datenverlustrate von dem Realteil des senderseitigen negativen Trägers zu dem Realteil des empfängerseitigen positiven Trägers. Auch bezeichnet der Koeffizient S2 die Datenverlustrate von dem Imaginärteil des senderseitigen negativen Trägers zu dem Imaginärteil des empfängerseitigen positiven Trägers. Der Koeffizient S3 bezeichnet die Datenverlustrate von dem Realteil des senderseitigen negativen Trägers zu dem Imaginärteil des empfängerseitigen positiven Trägers. Auch bezeichnet der Koeffizient S3 die Datenverlustrate von dem Imaginärteil des senderseitigen negativen Trägers zu dem Realteil des empfängerseitigen positiven Trägers. Der Koeffizient S4 bezeichnet die Datenverlustrate von dem Realteil des senderseitigen positiven Trägers zu dem Realteil des empfängerseitigen negativen Trägers. Auch bezeichnet der Koeffizient S4 die Datenverlustrate von dem Imaginärteil des senderseitigen positiven Trägers zu dem Imaginärteil des empfängerseitigen negativen Trägers. Der Koeffizient S5 bezeichnet die Datenverlustrate von dem Realteil des senderseitigen positiven Trägers zu dem Imaginärteil des empfängerseitigen negativen Trägers. Auch bezeichnet der Koeffizient S5 die Datenverlustrate von dem Imaginärteil des senderseitigen positiven Trägers zu dem Realteil des empfängerseitigen negativen Trägers. Der Koeffizient S6 bezeichnet die Datenübertragungsrate von dem Realteil des senderseitigen negativen Trägers zu dem Realteil des empfängerseitigen negativen Trägers. Auch bezeichnet der Koeffizient S6 die Datenübertragungsrate von dem Imaginärteil des senderseitigen negativen Trägers zu dem Imaginärteil des empfängerseitigen negativen Trägers. Der Koeffizient S7 bezeichnet die Datenverlustrate von dem Realteil des senderseitigen negativen Trägers zu dem Imaginärteil des empfängerseitigen negativen Trägers. Auch bezeichnet der Koeffizient S7 die Datenverlustrate von dem Imaginärteil des senderseitigen negativen Trägers zu dem Realteil des empfängerseitigen negativen Trägers.
Wie vorstehend angezeigt, stellen die Koeffizienten S0, S1, S2, S3, S4, S5, S6 und S7 die Charakteristiken der Übertragungsleitung 14 (siehe 5) dar, entlang der die I- und Q-Signale sich ausbreiten. Die Berechnung der Koeffizienten S0, S1, S2, S3, S4, S5, S6 und S7 auf der Grundlage der rückgewonnenen Referenzsignale bedeutet das Erkennen der Charakteristiken der Übertragungsleitung 14 (siehe 5).
Die Einführung einer inversen Matrix ändert die Gleichung (1) in die folgende Gleichung.
Die Gleichung (2) kann als eine Gleichung (eine Korrekturgleichung) für die Korrektur rückgewonnener Daten in genaue Daten verwendet werden. In der Gleichung (2) sind H0, H1, H2, H3, H4, H5, H6 und H7 und "det A" wie folgt gegeben. H0 = + S0(S6S6 + S7S7) – S2(S4S6 + S5S7) + S3(S4S7 – S5S6) H1 = + S1(S6S6 + S7S7) – S3(S4S6 + S5S7) – S2(S4S7 – S5S6) H2 = + S4(S2S2 + S3S3) – S6(S0S2 + S1S3) + S7(S0S3 – S1S2) H3 = + S5(S2S2 + S3S3) – S7(S0S2 + S1S3) – S6(S0S3 – S1S2) H4 = + S2(S4S4 + S5S5) – S0(S4S6 + S5S7) – S1(S4S7 – S5S6) H5 = + S3(S4S4 + S5S5) – S1(S4S6 + S5S7) + S0(S4S7 – S5S6) H6 = + S6(S0S0 + S1S1) – S4(S0S2 + S1S3) – S5(S0S3 – S1S2) H7 = + S7(S0S0 + S1S1) – S5(S0S2 + S1S3) + S4(S0S3 – S1S2) det A = S0·H0 + S1·H1 + S4·H2 + S5·H3
Die Korrekturschaltung 312 berechnet gemäß der oben genannten Gleichungen die Matrixelemente H0, H1, H2, H3, H4, H5, H6 und H7, sowie den Wert "det A" aus den Koeffizienten S0, S1, S2, S3, S4, S5, S6 und S7. Dadurch berechnet oder bestimmt die Korrekturschaltung 312 die folgende Matrix in der Korrekturgleichung (2).
Die Korrekturschaltung 312 speichert die Information, die die berechnete Matrix (3) darstellt, in einen internen Speicher.
Auf diese Weise wird die Korrekturgleichung (2) betreffend das gegenwärtige Paar positiver und negativer Träger aufbereitet. Wie vorstehend erklärt, wird das gegenwärtige Paar positiver und negativer Träger durch die Symbolordnungszahl bestimmt. Solche Korrekturgleichungen sind für die jeweiligen 128 Paare positiver und negativer Träger vorgesehen. Die Korrekturgleichungen werden aufeinander folgend berechnet und periodisch in Ansprechen auf Zeitbereichsabweichungen in den Koeffizienten S0, S1, S2, S3, S4, S5, S6 und S7 aktualisiert.
Wie vorstehend erklärt, empfängt die Korrekturschaltung 312 die ersten rückgewonnenen digitalen Realteil- und Imaginärteilsignale R' und I' von der DFT-Schaltung 311. Die Korrekturschaltung 312 ruft bezüglich jedes der 128 Paare positiver und negativer Träger die Information der entsprechenden Matrix (3) ab, und korrigiert auf der Grundlage der entsprechenden Matrix (3) ein erstes rückgewonnenes digitales Realteilsignal R' und ein erstes rückgewonnenes digitales Imaginärteilsignal I' in ein zweites rückgewonnenes digitales Realteilsignal R und ein zweites rückgewonnenes digitales Imaginärteilsignal I unter Verwendung der folgenden Korrekturgleichung.
Die Korrekturgleichung (4) stimmt mit der Korrekturgleichung (3) überein. In der Korrekturgleichung 4: bezeichnet "a" einen sich aus der Korrektur ergebenden Realteilsignalwert, der dem positiven Träger entspricht; bezeichnet "b" einen sich aus der Korrektur ergebenden Imaginärteilsignalwert, der dem positiven Träger entspricht; bezeichnet "c" einen sich aus der Korrektur ergebenden Realteilsignalwert, der dem negativen Träger entspricht; bezeichnet "d" einen sich aus der Korrektur ergebenden Imaginärteilsignalwert, der dem negativen Träger entspricht; bezeichnet "a'" einen dem positiven Träger entsprechenden Realteilsignalwert vor der Korrektur; bezeichnet "b'" einen dem positiven Träger entsprechenden Imaginärteilsignalwert vor der Korrektur; bezeichnet "c'" einen dem negativen Träger entsprechenden Realteilsignalwert vor der Korrektur; und bezeichnet "d'" einen dem negativen Träger entsprechenden Imaginärteil signalwert vor der Korrektur.
Unter Bezugnahme zurück auf 5 wird während einer Initialisierungsstufe unmittelbar nach dem Einschalten der Signalempfangsvorrichtung der 5 ein Verfahren durchgeführt, um die Zeitposition des DFT-Fensters im Wesentlichen in Übereinstimmung mit dem effektiven Symbolintervall "ts" wie folgt einzustellen. Zuerst benennt die Schutzintervall verarbeitende Schaltung 30 in Ansprechen auf das Symbol-Sync-Signal, welches von der ein Symbol-Sync-Signal erzeugenden Schaltung 27B zugeführt wird, die Zeitposition des DFT-Fensters in geeigneter Weise relativ zu dem Symbolintervall "ta". Dann wird die Zeitposition des DFT-Fensters im Wesentlichen in Übereinstimmung mit dem effektiven Symbolintervall "ts" eingestellt. Die Schutzintervall verarbeitende Schaltung 30 extrahiert Zeitteile der Ausgangssignale (der digitalen I- und Q-Signale) des A/D-Wandlers 29, die das DFT-Fenster einnehmen. Die Schutzintervall verarbeitende Schaltung 30 gibt die extrahierten I- und Q-Signale an die DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 aus. Wie vorstehend erklärt, werden die Ausgangssignale der Schutzintervall verarbeitenden Schaltung 30 durch die DFT-Schaltung 311 (siehe 6) in der DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 der DFT unterzogen, und die sich aus der DFT ergebenden Signale werden durch die Korrekturschaltung 312 (siehe 6) in der DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 korrigiert.
Unter Bezugnahme auf 6 gibt die Korrekturschaltung 312 das Symbolordnungszahlsignal an die Steuerschaltung 313 aus. Während der Initialisierungsstufe entscheidet die Steuerschaltung 313 auf der Grundlage des Symbolordnungszahl signals, ob ein Zyklus der Symbolordnungszahl abgeschlossen worden ist oder nicht, d. h. ob ein 1-Rahmen-Intervall verstrichen ist oder nicht. In dem Fall, wo ein Zyklus der Symbolordnungszahl abgeschlossen worden ist, wurden die Koeffizienten S0, S1, S2, S3, S4, S5, S6 und S7 für alle 128 Paare der positiven und negativen Träger berechnet. Wenn die Steuerschaltung 313 entscheidet, dass ein Zyklus der Symbolordnungszahl abgeschlossen worden ist, gibt die Steuerschaltung 313 einen Berechnungsstartbefehl an die Berechnungsschaltung 314 aus. Dann führt die Steuerschaltung 313 periodisch eine gleiche Entscheidung aus und gibt für jeden Rahmen einen Berechnungsstartbefehl aus.
In Ansprechen auf den Berechnungsstartbefehl von der Korrekturschaltung 312 ruft die Berechnungsschaltung 314 die Information über die berechneten Koeffizienten S0, S1, S6 und S7 für die 128 Paare der positiven und negativen Träger ab. Die Koeffizienten S0 und S1 zeigen eindeutig und beherrschend die Charakteristiken der Übertragungsleitung 14 (siehe 5) bezüglich der positiven Träger an. Die Koeffizienten S6 und S7 zeigen eindeutig und beherrschend die Charakteristiken der Übertragungsleitung 14 (siehe 5) bezüglich der negativen Träger an.
Die Koeffizienten S0 und S1 für den 10-ten positiven Träger werden mit S0₊₁₀ bzw. S1₊₁₀ bezeichnet. Die Koeffizienten S0 und S1 für den 10-ten negativen Träger werden mit S0_–10 bzw. S1_–10 bezeichnet. Die Koeffizienten S0 und S1 für den 20-sten positiven Träger werden mit S0₊₂₀ bzw. S1₊₂₀ bezeichnet. Die Koeffizienten S0 und S1 für den 20-sten negativen Träger werden mit S0_–20 bzw. S1_–20 bezeichnet. Die Phase des 10-ten positiven Trägers wird mit θ₊₁₀ bezeichnet. Die Phase des 20-sten positiven Trägers wird mit θ₊₂₀ bezeichnet.
7 stellt die Beziehung zwischen den Phasen θ₊₂₀ und θ₊₂₀ der 10-ten und 20-sten positiven Träger dar. Die Phasendifferenz θ zwischen den 10-ten und 20-sten positiven Trägern ist wie näherungsweise wie folgt gege ben. θ = θ+20 – θ+10 = tan(θ+20 – θ+10) = (tanθ+20 – tanθ+10)/(1 + tanθ+20·tanθ+10) = {(S1+20/SO+20) – (S1+10/SO+10)}/{1 + (S1+20/S0+20)·(S1+10/S0+10)} = (SO+10·S1+20 – S0+20·S1+10)/(S0+10·S0+20 + S1+10·S1+20)
Somit berechnet die Berechnungsschaltung 314 die Phasendifferenz I₊₁₀ zwischen dem 10-ten positiven Träger und dem 20-sten positiven Träger gemäß der folgenden Näherungsgleichung. I+10 = (S0+10·S1+10- SO+20·S1+10)/(S0+10·SO+20+ S1+10·S1+20)
In ähnlicher Weise berechnet die Berechnungsschaltung 314 die Phasendifferenz I_–10 zwischen dem 10-ten negativen Träger und dem 20-sten negativen Träger gemäß der folgenden Näherungsgleichung. I–10 = (S6–10·S7–20 – S6–10·S7–20)/(S6–10·S6–20+ S7–10·S7–20)
Zusätzlich berechnet die Berechnungsschaltung 314 die Phasendifferenz I_+X zwischen dem X-ten positiven Träger und dem (X + 10)-ten positiven y Träger gemäß der folgenden Näherungsgleichung. I+X = (S0+X·S1+X+10 – S0+X+10·S1+X)/(S0+X·S0+X+10 + S1+X·S1+X+10)
Darüber hinaus berechnet die Berechnungsschaltung 314 die Phasendifferenz I_+X zwischen dem X-ten negativen Träger und dem (X + 10)-ten negativen Träger gemäß der folgenden Näherungsgleichung. I–X = (S6–X·S7–X–10) – S6–X–10·S7–X)/(S6–X·S6–X–10 + S7–X·S7–X–10)
Hierbei bezeichnet X Vielfache von 10 und insbesondere X = 20, 30, 40, 50, ..., 100, 110.
Auf diese Weise berechnet die Berechnungsschaltung 314 die Phasendifferenzen unter den Trägern, welche durch Intervalle von 10 Trägern beabstandet sind. Alternativ kann die Berechnungsschaltung 314 die Phasendifferenzen unter den Trägern berechnen, die in Intervallen von 5 Trägern oder Intervallen von 20 Trägern beabstandet sind. Die Berechnungsschaltung 314 kann die Phasendifferenzen nur unter den positiven Trägern berechnen. Die Berechnungsschaltung 314 kann die Phasendifferenzen unter den Trägern berechnen, mit Ausnahme von Trägern in der Nähe der Randträger.
Die Berechnungsschaltung 314 berechnet den Akkumulationswert I von den berechneten Phasendifferenzen gemäß der folgenden Gleichung. I = |I+10 + I+20 + I+30 +... + I+100 + I+110| + |I–10 + I–20 + I–30 +... + I–100 + I–100|
Die Berechnungsschaltung 314 gibt die Information, die für den berechneten Akkumulationswert I repräsentativ ist, an die Steuerschaltung 313 aus.
Die Steuerschaltung 313 speichert die Information des gegenwärtigen Akkumulationswertes I in einen internen Speicher. Die Steuerschaltung 313 vergleicht den gegenwärtigen Akkumulationswert I und den unmittelbar vorangegangenen Akkumulationswert I(alt). Wenn der gegenwärtige Akkumulationswert I gleich dem oder kleiner ist als der unmittelbar vo rangegangene Akkumulationswert I(alt), gibt die Steuerschaltung 313 einen Vorschubimpuls an die Schutzintervall verarbeitende Schaltung 30 aus. Wenn der gegenwärtige Akkumulationswert I größer ist als der unmittelbar vorangegangene Akkumulationswert I(alt), gibt die Steuerschaltung 313 einen Verzögerungsimpuls an die Schutzintervall verarbeitende Schaltung 30 aus. Im Allgemeinen fällt das von der Schutzintervall verarbeitenden Schaltung 30 bestimmte DFT-Fenster mit dem effektiven Symbolintervall "ts" zusammen, wenn der Akkumulationswert I minimiert wird.
Wie in 8 dargestellt, umfasst die Schutzintervall verarbeitende Schaltung 30 eine Datenverwaltungsschaltung 301 und eine Abgleichschaltung 302. Die Datenverwaltungsschaltung 301 empfängt die Ausgangssignale (die digitalen I- und Q-Signale) des A/D-Wandlers 29 (siehe 5). Während eines jeden DFT-Fensters überträgt die Datenverwaltungsschaltung 301 die Ausgangssignale des A/D-Wandlers 29 als das digitale in Phase befindlichen Signal I' und das digitale Quadratursignal Q' an die DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 (siehe 5). Während weiterer Perioden blockiert die Datenverwaltungsschaltung 301 die Übertragung der Ausgangssignale des A/D-Wandlers 29 an die DFT-QAM-Dekodierschaltung 31. Die Datenverwaltungsschaltung 301 startet die Signalübertragung für jedes Symbol in Ansprechen auf einen von der Abgleichschaltung 302 zugeführten Startimpuls. Die Datenverwaltungsschaltung 301 führt für jedes Symbol die Übertragung einer Sequenz von 512 digitalen Signalzeitsegmenten (512 Abtastungen) durch.
Die Abgleichschaltung 302 umfasst einen Zähler, der Impulse des Abtasttaktsignals, das von der ein Abtasttaktsignal erzeugenden Schaltung 27A zugeführt wird, zählt (siehe 5). Ein Beispiel für die Wellenform des Abtasttaktsignals ist in 9 dargestellt. Die von dem Zähler in der Ab gleichschaltung 302 bereit gestellte Zählerzahl wird durch jeden Impuls des Symbol-Sync-Signals, das von der ein Symbol-Sync-Signal erzeugenden Schaltung 27B zugeführt wird, zurückgesetzt oder gelöscht (siehe 5). Ein Beispiel für die Wellenform des Symbol-Sync-Signals ist in 9 dargestellt. Die Zählerzahl wird in Schritten von Eins in Ansprechen auf jeden Impuls des Abtasttaktsignals erhöht. Jedes Mal, wenn die Zählerzahl "524" erreicht, gibt die Abgleichschaltung 302 einen Startimpuls an die Datenverwaltungsschaltung 301 aus. Ein Beispiel für die Wellenform des Startimpulses ist in 9 dargestellt.
Jedes Symbol entspricht 524 digitalen Signalzeitsegmenten (524 Abtastungen), bestehend aus 512 effektiven digitalen Signalzeitsegmenten (512 effektiven Abtastungen) und 12 digitalen Signalzeitsegmenten (12 Abtastungen) für einen Schutzintervall. Für jedes Symbol wird eine Sequenz von 512 digitalen Signalzeitsegmenten (512 Abtastungen), die ab dem Moment des Auftretens eines Startimpulses beginnt, von dem A/D-Wandler 29 durch die Datenverwaltungsschaltung 301 als in einem DFT-Fenster verfügbare Datenzeitsegmente an die DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 übertragen. Andererseits wird die Weiterleitung von 12 verbleibenden digitalen Signalzeitsegmenten an die DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 durch die Datenverwaltungsschaltung 301 unterbunden. In 9 werden als "1", "2", ..., und "512" nummerierte digitale Signalzeitsegmente übertragen, während als "513", "514", ..., und "524" nummerierte digitale Signalzeitsegmente blockiert werden.
Die Abgleichschaltung 302 empfängt für jeden Rahmen den Vorschubimpuls oder Verzögerungsimpuls von der DFT-QAM-Dekodierschaltung 31, bis das DFT-Fenster im Wesentlichen in Übereinstimmung mit dem effektiven Symbolintervall "ts" eingestellt ist. Anfangs empfängt die Abgleichschaltung 302 periodisch den Vorschubimpuls von der DFT-QAM- Dekodierschaltung 31. Während jedes Symbolintervalls in einem Rahmen, in welchem der Vorschubimpuls von der DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 zugeführt wird, sperrt die Abgleichschaltung 302 einen Impuls unter 524 aufeinander folgenden Impulsen des Abtasttaktsignals. Insbesondere verhindert die Abgleichschaltung 302 das Fortschreiten eines Impulses unter 524 aufeinander folgenden Impulsen zu seinem internen Zähler. Daher gibt die Abgleichschaltung 302, wie in 9 dargestellt, einen verzögerten Startimpuls aus, welcher um einen Zeitintervall verzögert ist, der einem Impuls des Abtasttaktsignals entspricht. Die Datenverwaltungsschaltung 301 spricht auf den verzögerten Startimpuls an und erlaubt dadurch die Übertragung der als "2", "3", ..., und "513" nummerierten digitalen Signalzeitsegmente und verhindert die Übertragung der als "514", "515", ..., "524" und "1" nummerierten digitalen Signalzeitsegmente.
Solange der Vorschubimpuls periodisch von der DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 zugeführt wird, verzögert die Abgleichschaltung 302 den Startimpuls jedes Mal, wenn ein Rahmenintervall von einem zu einem weiteren wechselt, um eine 1-Abtastperiode. Mit anderen Worten, solange der Vorschubimpuls periodisch von der DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 zugeführt wird, wird die Verzögerung des Startimpulses weiter schrittweise erhöht. Daher verzögert der Vorschubimpuls das DFT-Fenster relativ zu dem Symbolintervall "ta".
Normalerweise wird der von der Berechnungsschaltung 314 in der DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 bereit gestellte Akkumulationswert I minimiert, wenn die Zeitposition des Startimpulses in Übereinstimmung mit der Zeitposition von dem Ende des Schutzintervalls "gi" gelangt. Der Akkumulationswert I erhöht sich, wenn die Zeitposition des Startimpulses in den effektiven Symbolintervall "ts" eintritt und verzögert sich von der Zeitposition von dem Ende des Schutzintervalls "gi". Auch erhöht sich der Akkumulationswert I, wenn die Zeitposition des Startimpulses von der Zeitposition von dem Endes des Schutzintervalls "gi" in Richtung der Zeitposition von dessen Kopf fortschreitet.
Anfangs geht die Zeitposition des Startimpulses der Zeitposition von dem Ende des entsprechenden Schutzintervalls "gi" voran, und die DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 gibt periodisch den Vorschubimpuls an die Abgleichschaltung 302 aus. Daher verzögert die Abgleichschaltung 302 den Startimpuls, so dass sich auch das DFT-Fenster relativ zu dem Symbolintervall "ta" verzögert. Wenn der Startimpuls als ein Ergebnis der Verzögerung des DFT-Fensters in den effektiven Symbolintervall "ts" eintritt, gibt die DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 statt des Vorschubimpulses den Verzögerungsimpuls an die Abgleichschaltung 302 aus. Es wird davon ausgegangen, dass der Startimpuls, der unmittelbar vor dessen Eintreten in den effektiven Symbolintervall "ts" auftritt, ein richtiges Timing in Bezug auf den effektiven Symbolintervall "ts" aufweist. Um einen solchen richtigen Startimpuls rückzugewinnen, wird statt des Vorschubimpulses der Verzögerungsimpuls erzeugt.
Wenn der Verzögerungsimpuls von der DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 zugeführt wird, fügt die Abgleichschaltung 302 524 aufeinander folgenden Impulsen des Abtasttaktsignals einen Impuls hinzu. Daher gibt die Abgleichschaltung 302 einen vorgeschobenen Startimpuls, der um einen Zeitintervall, der einem Impuls des Abtasttaktsignals entspricht, vorgeschoben ist, aus. Die Datenverwaltungsschaltung 301 spricht auf den vorgeschobenen Startimpuls an und erlaubt dadurch die Übertragung der um eine Abtastung vorgeschobenen digitalen Signalzeitsegmente. Als ein Ergebnis wird das DFT-Fenster im Wesentlichen in eine Übereinstimmung mit dem effektiven Symbolintervall "ts" zurück geschoben. Während einer späteren Stufe wird das DFT-Fenster in einer im Wesentlichen Übereinstimmung mit dem effektiven Symbolintervall "ts" gehalten.
Wie in 10 dargestellt, umfasst die Abgleichschaltung 302 einen Frequenzteiler 3021, ein Schieberegister 3022 und einen Selektor 3023. Der Frequenzteiler 3021 weist einen Teilungsfaktor von 512 auf. Der Frequenzteiler 3021 wird durch jeden Impuls des Symbol-Sync-Signals, welches von der ein Symbol-Sync-Signal erzeugenden Schaltung 27B zugeführt wird, gelöscht oder zurückgesetzt (siehe 5). Der Frequenzteiler 3021 wirkt auf das von der ein Abtasttaktsignal erzeugenden Schaltung 27A zugeführte Abtasttaktsignal (siehe 5). Der Frequenzteiler 3021 gibt für 512 aufeinander folgende Impulse des Abtasttaktsignals einen Impuls an das Schieberegister 3022 aus. Das Schieberegister 3022 weist zum Beispiel 8 Bits, d. h. eine Reihe von 8 Speicherplätzen auf. Das Ausgangssignal des Frequenzteilers 3021 wird periodisch in Ansprechen auf das Abtasttaktsignal, welches von der ein Abtasttaktsignal erzeugenden Schaltung 27A zugeführt wird, in einen vorhandenen Speicherplatz (zum Beispiel einen ersten Speicherplatz) in dem Schieberegister 3022 geschrieben (siehe 5). In dem Schieberegister 3022 werden 1-Bit-Signale in Ansprechen auf jeden Impuls in dem Abtasttaktsignal von den Speicherplätzen in die benachbarten Speicherplätze verschoben. Somit führt das Schieberegister 3022 periodisch ein Signalverschiebungsvervahren in Ansprechen auf das Abtasttaktsignal durch. Das Schieberegister 3022 gibt von den 8 Speicherplätzen ein 8-Bit-Signal paralleler Form, welches in Übereinstimmung mit dem Signalverschiebungsverfahren periodisch variiert, an den Selektor 3023 aus.
Der Selektor 3023 weist einen Anschluss "auf' und einen Anschluss "ab" auf, an die der Vorschubimpuls und der Verzögerungsimpuls von der DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 jeweils angelegt werden können. Der Selektor 3023 wählt eines unter den 8 Bits des Ausgangssignals des Schieberegisters 3022 als einen Startimpuls aus. Wenn der Anschluss "auf' des Selektors 3023 den Vorschubimpuls empfängt, wählt der Selektor 3023 unter den 8 Bits eines aus, dessen Phase gegenüber dem zuvor gewählten Bit um eine Abtastung verzögert ist. Wenn der Anschluss "ab" des Selektors 3023 den Verzögerungsimpuls empfängt, wählt der Selektor 3023 unter den 8 Bits eines aus, dessen Phase gegenüber dem zuvor gewählten Bit um eine Abtastung vorgeschoben ist. Wie vorstehend erklärt, gibt der Selektor 3023 das ausgewählte Bit als einen Startimpuls für jedes Symbol an die Datenverwaltungsschaltung 301 aus.
Alternativ kann die Schutzintervall verarbeitende Schaltung 30 einen Speicher mit einer Kapazität, die einer vorhandenen Anzahl von Symbolen entspricht, umfassen. In diesem Fall werden die Ausgangssignale des A/ D-Wandlers 29 in den Speicher in der Schutzintervall verarbeitenden Schaltung 30 gespeichert. In Ansprechen auf das Symbol-Sync-Signal, welches von der ein Symbol-Sync-Signal erzeugenden Schaltung 27B zugeführt wird, und in Ansprechen auf das Abtasttaktsignal, welches von der ein Abtasttaktsignal erzeugenden Schaltung 27A zugeführt wird, werden benannte Abschnitte des Signals, die dem DFT-Fenster entsprechen, aus dem Speicher in der Schutzintervall verarbeitenden Schaltung 30 abgefragt. Die Abfragesignalabschnitte werden der DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 zugeführt.
Die Steuerschaltung 313 und die Berechnungsschaltung 314 in der DFT-QAM-Dekodierschaltung 31 umfassen eine gemeinsame CPU, die in Übereinstimmung mit einem Programm, welches in ihrem internen Festwertspeicher gespeichert ist, arbeitet. 11 ist ein Flussdiagramm des Programms. Das Programm wird gestartet, wenn die Signalempfangsvorrichtung der 5 eingeschaltet wird. Das Programm wird während einer Initialisierungsstufe unmittelbar nach dem Einschalten der Signalempfangsvorrichtung der 5 weiterhin ausgeführt. Insbesondere wird das Programm so lange ausgeführt, bis statt eines Vorschubimpulses ein Verzögerungsimpuls ausgegeben wird, d. h. bis das DFT-Fenster im Wesentlichen in Übereinstimmung mit dem effektiven Symbolintervall "ts" gebracht ist.
Wie in 11 dargestellt, entscheidet ein erster Schritt 42 des Programms durch Bezugnahme auf das Symbolordnungszahlsignal, ob ein neuer Zyklus der Symbolordnungszahl abgeschlossen worden ist oder nicht, d. h. ob ein neuer 1-Rahmen-Intervall verstrichen ist oder nicht. Wenn entschieden wird, dass ein neuer Zyklus der Symbolordnungszahl abgeschlossen worden ist, schreitet das Programm von dem Schritt 42 zu einem Schritt 43 weiter. Andernfalls wiederholt das Programm den Schritt 42.
Der Schritt 43 ruft Informationen über die berechneten Koeffizienten S0, S1, S6 und S7 für die 128 Paare positiver und negativer Träger von der Korrekturschaltung 312 ab. Der Schritt 43 berechnet die Phasendifferenzen aus den Koeffizienten S0, S1, S6 und S7 und berechnet dann den Akkumulationswert I aus den berechneten Phasendifferenzen.
Ein dem Schritt 43 folgender Schritt 44 entscheidet, ob die Durchführung des Schrittes 43, d. h. die Berechnung des Akkumulationswertes I, zum ersten Mal erfolgt ist. Wenn die Berechnung des Akkumulationswertes I zum ersten Mal erfolgt ist, kehrt das Programm zu dem Schritt 42 zurück. Wenn die Berechnung des Akkumulationswertes I zum zweiten Mal oder öfter durchgeführt worden ist, geht das Programm von dem Schritt 44 zu einem Schritt 45 weiter.
Der Schritt 45 vergleicht den gegenwärtigen Akkumulationswert I und den unmittelbar vorangegangenen Akkumulationswert I(alt). Wenn der gegenwärtige Akkumulationswert I gleich dem oder kleiner als der unmittelbar vorangegangene Akkumulationswert I(alt) ist, schreitet das Programm von dem Schritt 45 zu einem Schritt 46 fort. Wenn der gegenwärtige Akkumulationswert I größer als der unmittelbar vorangegangene Akkumulationswert I(alt) ist, schreitet das Programm von dem Schritt 45 zu einem Schritt 47 fort.
Der Schritt 46 gibt einen Vorschubimpuls an die Schutzintervall verarbeitende Schaltung 30 aus. Nach dem Schritt 46 kehrt das Programm zu dem Schritt 42 zurück.
Der Schritt 47 hingegen gibt einen Verzögerungsimpuls an die Schutzintervall verarbeitende Schaltung 30 aus. Nach dem Schritt 47 endet der gegenwärtige Ausführungszyklus des Programms.
Wie in 12 dargestellt, kann jeder OFDM-Übertragungssymbolintervall "ta" aus einem Vor-Schutzintervall "C", einem effektiven Symbolintervall "B" und einem Nach-Schutzintervall "A" bestehen. Der Vor-Schutzintervall "C" geht dem effektiven Symbolintervall "B" voran. Der Nach-Schutzintervall "A" folgt dem effektiven Symbolintervall "B". Der effektive Symbolintervall "B" enthält 512 digitale Datenabschnitte (512 Abtastungen). Der Vor-Schutzintervall "C" enthält 10 digitale Datenabschnitte (10 Abtastungen), die Kopien von 10 späteren digitalen Datenbschnitten unter den 512 dem effektiven Symbolintervall "B" zugewiesenen digitalen Datenabschnitten sind. Der Nach-Schutzintervall "A" enthält 2 digitale Datenabschnitte (2 Abtastungen), die Kopien von 2 früheren digitalen Datenbschnitten unter den 512 dem effektiven Symbolintervall "B" zugewiesenen digitalen Datenbschnitten sind.

Claims

Verfahren zum Empfangen eines orthogonal frequenzmultiplexten Signals (OFDM-Signals), das Information und ein Referenzsignal umfasst, wobei das Verfahren die Schritte umfasst, dass: ein OFDM-Signal über eine Übertragungsleitung (14) empfangen wird; ein Symbol-Sync-Signal in Ansprechen auf das empfangene OFDM-Signal erzeugt wird; ein Zeitfenster für jedes Symbol in Ansprechen auf das erzeugte Symbol-Sync-Signal gesetzt wird; ein Zeitsegment des empfangenen OFDM-Signals extrahiert wird, das sich in dem Zeitfenster erstreckt; das extrahierte Zeitsegment des empfangenen OFDM-Signals einer diskreten Fouriertransformation unterzogen wird, um übertragene Information und ein Referenzsignal rückzugewinnen; Koeffizienten, die für die Charakteristiken der Übertragungsleitung repräsentativ sind, aus dem rückgewonnenen Referenzsignal periodisch berechnet werden; wobei das Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, dass: ungefähre Phasendifferenzen zwischen Trägern in jeweiligen Paaren unter Trägern des empfangenen OFDM-Signals auf der Basis der berechneten Koeffizienten periodisch berechnet werden; ein Akkumulationswert der berechneten ungefähren Phasendifferenzen periodisch berechnet wird; der gegenwärtig berechnete Akkumulationswert und der vorher berechnete Akkumulationswert verglichen werden; und die Phase des Zeitfensters relativ zu einem Symbol in Ansprechen auf ein Ergebnis des Vergleichs zwischen dem gegenwärtig berechneten Akkumulationswert und dem vorher berechneten Akkumulationswert gesteuert wird.
Verfahren zum Empfang eines orthogonal frequenzmultiplexten Signals (OFDM-Signals), das Information, ein Symbolordnungszahlsignal und ein Referenzsignal umfasst, wobei das Symbolordnungszahlsignal eine Beziehung zwischen dem OFDM-Signal und dem Referenzsignal darstellt, wobei das Verfahren die Schritte umfasst, dass: ein OFDM-Signal über eine Übertragungsleitung (14) empfangen wird; ein Symbol-Sync-Signal in Ansprechen auf das empfangene OFDM-Signal erzeugt wird; ein Zeitfenster für jedes Symbol in Ansprechen auf das erzeugte Symbol-Sync-Signal gesetzt wird; ein Zeitsegment des empfangenen OFDM-Signales extrahiert wird, das sich in dem Zeitfenster erstreckt; das extrahierte Zeitsegment des empfangenen OFDM-Signals einer diskreten Fouriertransformation unterzogen wird, um übertragene Information und ein Symbolordnungszahlsignal rückzugewinnen; ein Referenzsignal aus einem Ergebnis der diskreten Fouriertransformation in Ansprechen auf das Symbolordnungszahlsignal rückgewonnen wird; Koeffizienten, die für Charakteristiken der Übertragungsleitung repräsentativ sind, aus dem rückgewonnenen Referenzsignal periodisch berechnet werden, wobei die berechneten Koeffizienten Koeffizienten umfassen, die eine Rate einer Informationsübertragung von einem Realteil eines senderseitigen Trägers zu einem Realteil eines empfängerseitigen Trägers, eine Rate einer Informationsübertragung von ei nem Imaginärteil des senderseitigen Trägers zu einem Imaginärteil des empfängerseitigen Trägers, eine Rate eines Informationslecks von dem Realteil des senderseitigen Trägers zu dem Imaginärteil des empfängerseitigen Trägers und eine Rate eines Informationslecks von dem Imaginärteil des senderseitigen Trägers zu dem Realteil des empfängerseitigen Trägers angeben; wobei das Verfahren ferner dadurch gekennzeichnet ist, dass: ungefähre Phasendifferenzen zwischen Trägern in jeweiligen Paaren unter Trägern des empfangenen OFDM-Signals auf der Basis der berechneten Koeffizienten periodisch berechnet werden; ein Akkumulationswert der berechneten ungefähren Phasendifferenzen periodisch berechnet wird; der gegenwärtig berechnete Akkumulationswert und der vorher berechnete Akkumulationswert verglichen werden; und die Phase des Zeitfensters relativ zu einem Symbol in Ansprechen auf ein Ergebnis des Vergleichs zwischen dem gegenwärtig berechneten Akkumulationswert und dem vorher berechneten Akkumulationswert gesteuert wird.
Vorrichtung zum Empfang eines orthogonal frequenzmultiplexten Signals (OFDM-Signals), das Information und ein Referenzsignal umfasst, wobei die Vorrichtung umfasst: ein Mittel (21) zum Empfang eines OFDM-Signals über eine Übertragungsleitung (14); ein Mittel (27B) zur Erzeugung eines Symbol-Sync-Signals in Ansprechen auf das empfangene OFDM-Signal; ein Mittel (30) zum Setzen eines Zeitfensters für jedes Symbol in Ansprechen auf das erzeugte Symbol-Sync-Signal; ein Mittel (301) zur Extraktion eines Zeitsegmentes des empfangenen OFDM-Signals, das sich in dem Zeitfenster erstreckt; ein Mittel (311), um das extrahierte Zeitsegment des empfangenen OFDM-Signals einer diskreten Fouriertransformation zu unterziehen und damit gesendete Information und ein Referenzsignal rückzugewinnen; wobei die Vorrichtung gekennzeichnet ist durch: ein Mittel (312) zur periodischen Berechnung von Koeffizienten, die für Charakteristiken der Übertragungsleitung repräsentativ sind, aus dem rückgewonnenen Referenzsignal; ein Mittel (314) zur periodischen Berechnung ungefährer Phasendifferenzen zwischen Trägern in jeweiligen Paaren unter Trägern des empfangenen OFDM-Signals auf der Basis der berechneten Koeffizienten; ein Mittel (314) zur periodischen Berechnung eines Akkumulationswertes der berechneten ungefähren Phasendifferenzen; ein Mittel (314) zum Vergleich des gegenwärtig berechneten Akkumulationswertes und des vorher berechneten Akkumulationswertes; und ein Mittel (313, 302) zur Steuerung der Phase des Zeitfensters relativ zu einem Symbol in Ansprechen auf ein Ergebnis des Vergleichs zwischen dem gegenwärtig berechneten Akkumulationswert und dem vorher berechneten Akkumulationswert.
Vorrichtung zum Empfang eines orthogonal frequenzmultiplexten Signals (OFDM-Signals), das Information, ein Symbolordnungszahlsignal und ein Referenzsignal umfasst, wobei das Symbolordnungszahlsignal eine Beziehung zwischen dem OFDM-Signal und dem Referenzsignal darstellt, wobei die Vorrichtung umfasst: ein Mittel (21) zum Empfang eines OFDM-Signals über eine Übertragungsleitung (14); ein Mittel zur Erzeugung eines Symbol-Sync-Signals in Ansprechen auf das empfangene OFDM-Signal; ein Mittel (30) zum Setzen eines Zeitfensters für jedes Symbol in Ansprechen auf das erzeugte Symbol-Sync-Signal; ein Mittel (301) zur Extraktion eines Zeitsegmentes des empfangenen OFDM-Signals, das sich in dem Zeitfenster erstreckt; ein Mittel (311), um das extrahierte Zeitsegment des empfangenen OFDM-Signals einer diskreten Fouriertransformation zu unterziehen und damit übertragene Information und ein Symbolordnungszahlsignal rückzugewinnen; ein Mittel (312) zur Rückgewinnung eines Referenzsignals aus einem Ergebnis der diskreten Fouriertransformation in Ansprechen auf das Symbolordnungszahlsignal; ein Mittel (312) zur periodischen Berechnung von Koeffizienten, die für Charakteristiken der Übertragungsleitung repräsentativ sind, aus dem rückgewonnenen Referenzsignal, wobei die berechneten Koeffizienten Koeffizienten umfassen, die eine Rate einer Informationsübertragung von einem Realteil eines senderseitigen Trägers zu einem Realteil eines empfängerseitigen Trägers, eine Rate einer Informationsübertragung von einem Imaginärteil des senderseitigen Trägers zu einem Imaginärteil des empfängerseitigen Trägers, eine Rate eines Informationslecks von dem Realteil des senderseitigen Trägers zu dem Imaginärteil des empfängerseitigen Trägers und eine Rate eines Informationslecks von dem Imaginärteil des senderseitigen Trägers zu dem Realteil des empfängerseitigen Trägers angeben; wobei die Vorrichtung gekennzeichnet ist durch ein Mittel (314) zur periodischen Berechnung ungefährer Phasendifferenzen zwischen Trägern in jeweiligen Paaren unter Trägern des empfangenen OFDM-Signals auf der Basis berechneter Koeffizienten; ein Mittel (314) zur periodischen Berechnung eines Akkumulationswertes der berechneten ungefähren Phasendifferenzen; ein Mittel (314) zum Vergleich des gegenwärtig berechneten Akkumulationswertes und des vorher berechneten Akkumulationswertes; und ein Mittel (313, 302) zur Steuerung der Phase des Zeitfensters relativ zu einem Symbol in Ansprechen auf ein Ergebnis des Vergleichs zwischen dem gegenwärtig berechneten Akkumulationswert und dem vorher berechneten Akkumulationswert.