DE60036670T2

DE60036670T2 - Schaltung zur Sin(x)/x-Kompensation

Info

Publication number: DE60036670T2
Application number: DE60036670T
Authority: DE
Inventors: David Lowell Indianapolis McNeely
Original assignee: Thomson Licensing SAS
Current assignee: Thomson Licensing SAS
Priority date: 1999-08-24
Filing date: 2000-08-21
Publication date: 2008-04-10
Anticipated expiration: 2020-08-22
Also published as: CN1263298C; EP1079527A3; BR0003760A; KR100663136B1; KR20010021372A; MY121166A; TR200002458A2; EP1079527B1; CN1285687A; EP1079527A2; JP2001136214A; DE60036670D1; JP4563561B2; US6317167B1; MXPA00008266A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf verschiedene Ansätze für die Verarbeitung eines Dauerstroms digitaler Abtastwerte, die, wenn sie zusammen genutzt werden, zur Verwendung in einem digitalen Restseitenbandmodulator (VSB-Modulator) geeignet sind, der ein Eingangssignal mit einer Bandbreite von 6 MHz für einen Fernsehempfänger und insbesondere für einen hochaufgelösten Fernsehempfänger (HDTV-Empfänger) ableitet, das wahlweise entweder bei 63 MHz (Kanal 3), bei 69 MHz (Kanal 4) oder bei einer 5,38 MHz-ZF (Basisband) zentriert ist.
D/A-Umsetzer geben eine diskrete Folge digitaler Abtastwerte ein und analoge Werte aus. Der analoge Wert, der einem einzelnen digitalen Eingangswert entspricht, wird für das Intervall zwischen den Eingangsabtastwerten aufrechterhalten. Der Impulszug diskreter Werte in der Zeit hat in dem digitalen Bereich von Abtastwertdaten ein periodisches Frequenzspektrum. Die D/A-"Halte"-Operation ändert das periodische Spektrum durch Multiplikation mit einem sin(πf/fs)/(πf/fs){als sin(x)/x bezeichnet}, wobei f die analoge Frequenz in Hz und fs die digitale Abtastwertrate in Abtastwerten pro Sekunde ist. Der sin(x)/x-Frequenzgang ist nicht periodisch und in dem Intervall ω ∈ (–∞, ∞) definiert.
In herkömmlichen Anwendungen wird der sin(x)/x-Frequenzgang des D/A in dem Intervall f ∈ (–fs/2, fs/2) mit einem Vorfilter mit festen Koeffizienten mit einem x/sin(x)-Frequenzgang kompensiert. Das Vorfilter ist häufig mit dem D/A gepackt. Es wird angemerkt, dass Frequenzen außerhalb dieses Intervalls nicht richtig kompensiert werden.
Die vorliegende Erfindung behandelt die sin x/x-Korrektur im Kontext der Direktdigitalsynthese von HF-modulierten Signalen (insbesondere 8/16-VSB-modulierten Trägern der US-HDTV-Norm) wobei:

1. das gewünschte HF-Bild in dem ersten Nyquist-Gebiet (–fs/2, fs/2) des D/A-Umsetzers sein oder nicht sein kann und das gewünschte Bild ein ausgewähltes TV-Kanalband für die Übertragung enthält.
2. die niedrigste interessierende Abtastrate in dem System die Symbolrate der digitalen Modulation ist, die die Informationsbandbreite bestimmt.
3. die höchste Abtastrate in dem System die D/A-Ausgangsrate ist. Diese ist üblicherweise das N-fache der Symbolrate.
4. es lediglich notwendig ist, das zu übertragende Band zu kompensieren, sodass die sin(x)/x-Kompensation so früh in der Übertragungskette ausgeführt werden kann, wie das Band auflösbar ist. Für die VSB-Modulation kann dies mit der Symbolrate und somit vor oder nach der Abtastwertratenumsetzung und/oder vor oder nach der Aufwärtsmodulation erfolgen.
5. die Korrektur je nach ihrer Trägerfrequenz am Korrekturpunkt mit reeller oder komplexer Filterung ausgeführt werden kann.

Für das HDTV-Signal wird die Korrektur an einem Punkt in dem Modulator ausgeführt, an dem die Daten mit der Trägerfrequenz von 0 komplex sind, was eine komplexe Filterung erforderlich macht.
Ferner wird Bezug genommen auf das US-Patent 5.208.596 mit dem Titel "DAC Distortion Compensation", erteilt am 4. Mai 1993 an Charles B. Dietrich, das auf den gleichen Anmelder wie die vorliegende Anmeldung übertragen ist. Die Lehre dieses Patents ist repräsentativ für den herkömmlichen Ansatz für die Kompensation für den inhärenten sin x/x-Flankenabfall in der analogen Ausgangsamplitude eines Digital/Analog-Umsetzers (D/A-Umsetzers) als Funktion der Frequenz.
EP-A-0 817 369 offenbart einen Abwärtsumsetzer für ein digital abgetastetes Basisbandsignal, in dem die durch den sin(x)/x-Frequenzgang eines DAC erteilte Verzerrung durch ein Bandpassfilter hinter dem DAC kompensiert wird, das ein analoges Ausgangssignal erzeugt, dessen Frequenzgehalt auf den des ursprünglichen Basisbandsignals beschränkt ist.
Lin u. a., "A 200 MHz CMOS sin(x)/x digital filter for compensating D/A converter frequency response distortion", IEEE J. of Sol. State Circ., IEEE Inc. New York, USA, Bd. 26, Nr. 9, 1. September 1991, S. 1278–1285, lehrt eine Anordnung, in der ein sin(x)/x-Kompensationsfilter das Signal vor der Digital/Analog-Umsetzung vorverzerrt.
Die vorliegende Erfindung ist auf eine Schaltungsanordnung zum Kompensieren der inhärenten sin x/x-Übertragungsfunktion eines Digital/Analog-Umsetzers in einem Fernsehsignal-Modulationssystem gerichtet. Insbesondere ist sie auf eine digitale Schaltungsanordnung zum Kompensieren eines verhältnismäßig schmalbandigen Anteils eines breitbandig modulierten Signals gerichtet. Die allgemeine Konfiguration der Kompensationsschaltungsanordnung ist ein Transversalfilter mit den Charakteristiken hintereinandergeschalteter spektral symmetrischer und antisymmetrischer Transversalfilter.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG:
1 ist ein Funktionsblockschaltplan einer Vorrichtung, die einen digitalen VSB-Modulator zum Ableiten eines Eingangssignals in einen HDTV aus einem Strom digitalisierter PCM-Abtastwerte, der von einer Quelle des Stroms als eine Eingabe an den Modulator weitergeleitet wird, enthält;
2 ist ein Funktionsblockschaltplan der Komponenten des in 1 gezeigten digitalen VSB-Modulators;
3 zeigt graphisch eine bevorzugte Ausführungsform des in 2 gezeigten VSB-Umsetzers von 1 Abtastwert pro PCM Symbol in gleichspannungszentriert und 4 zeigt schematisch die Einzelheiten des in 3 gezeigten verzweigten multiplexierten N-Abgriff-Wurzel-Nyquist-FIR-Filters;
5, 6 und 7 zeigen zusammen graphisch die Art und Weise, durch die die Operation des in 4 gezeigten verzweigten multiplexierten N-Abgriff-Wurzel-Nyquist-FIR-Filters die VSB-Umsetzer-Ausgabe erzeugt;
8 zeigt eine Ausführungsform des digitalen Mehrskalenmodulators aus 2, der einen Entwurfszugang nutzt, um mit einer vorgegebenen Abtastfrequenzrate Abtastwertströme abzuleiten, die jeweilige datenmodulierte Trägerfrequenzen für den Kanal 3, für den Kanal 4 und für das Basisband definieren;
9, 10 und 11 zeigen alternative Ausführungsformen des Generators eines komplexen Trägers aus 8;
12, 13, 14, 15, 16, 17, 18, 19 und 20 sind graphische Darstellungen, die bei der Beschreibung des Betriebs des in 2 gezeigten digitalen sin x/x-Kompensationsmittels nützlich sind; und
21 und 22 sind Blockschaltpläne repräsentativer hintereinandergeschalteter sin x/x-Kompensationsfilter.
Zu Beginn wird dargelegt, dass sich der Begriff "gleichspannungszentriert" auf die Zentrierung um eine Frequenz von null Hz und nicht um eine Gleichspannungsamplitude bezieht. Üblicherweise ist er in dieser Beschreibung eine Bezugnahme auf eine Signalmodulationsbandbreite, die auf Gleichspannung zentriert ist.
Anhand von 1 sind (1) eine Quelle eines Stroms digitalisierter Impulscodemodulations-Signalabtastwerte (PCM-Signalabtastwerte) 100, (2) ein digitaler VSB-Modulator 102, (3) ein D/A-Umsetzer 104 und (4) ein Analogfilter 106 gezeigt. Die Quelle 100 enthält das digitale Produkt, von dem Anfangssignalinformationen erhalten werden, ggf. zusammen mit einem digitalen Verarbeitungsmittel, das erforderlich sein kann, um zusätzliche gewünschte Signalinformationen hinzuzufügen und/oder um die Form der Signalinformationen zu ändern, um dadurch die Abtastwertstromausgabe von der Quelle 100 abzuleiten, die als eine Eingabe an den digitalen VSB-Modulator 102 angelegt wird. Im Folgenden werden ausführlich bevorzugte Ausführungsformen des digitalen VSB-Modulators 102 beschrieben, die Merkmale der vorliegenden Erfindungen enthalten. Auf jeden Fall umfasst die digitale Ausgabe vom digitalen VSB-Modulator 102 einen Strom modulierter Datenabtastwerte, die mit einer gegebenen verhältnismäßig hohen Abtastfrequenzrate auftreten, die, nachdem sie durch den D/A-Umsetzer 104 in ein Analogsignal umgesetzt worden sind, wahlweise zu einem Kanal-3-Signal, zu einem Kanal-4-Signal oder zu einem ZF-Basisbandsignal, das bei 5,38 MHz zentriert ist, führen. Nachdem es durch den D/A-Umsetzer 104 in ein Analogsignal umgesetzt worden ist, werden irgendwelche resultierenden unerwünschten Frequenzkomponenten, die außerhalb einer Frequenzbandbreite über der gegebenen Abtastfrequenzrate liegen, durch das Analogfilter 106 entfernt.
Wie in 2 gezeigt ist, umfasst der digitale VSB-Modulator 102 einen VSB-Umsetzer 200 von 1 Abtastwert pro PCM Symbol in gleichspannungszentriert komplex (der im Folgenden in Verbindung mit den 3–7 ausführlich beschrieben wird), ein digitales sin x/x-Kompensationsmittel (das im Folgenden in Verbindung mit den 12–18 ausführlich beschrieben wird), einen digitalen Mehrskalenmodulator 204 (der im Folgenden in Verbindung mit den 8–11 ausführlich beschrieben wird) und ein Vorzeichenlos-Umsetzungsmittel 206 (das im Folgenden ausführlich beschrieben wird).
Der Strom von Signal-PCM-Abtastwerten von der Quelle 100 wird als eine Eingabe an den VSB-Umsetzer 200 angelegt, der 2 VSB-Ausgangsströme in vorzeichenbehafteter reeller (R) und imaginärer (I) komplexer Form ableitet, die als Eingaben an das sin x/x-Kompensationsmittel 202 angelegt werden. Die 2 Ausgangsströme von dem sin x/x-Kompensationsmittel 202 werden, immer noch in vorzeichenbehafteter komplexer Form, als Eingaben an den digitalen Mehrskalenmodulator 204 angelegt, der einen einzelnen Ausgangsstrom in vorzeichenbehafteter R-Form ableitet, der über das Vorzeichenlos-Umsetzungsmittel 206 als eine Eingabe an den D/A-Umsetzer 104 weitergeleitet wird (d. h., die durch das Vorzeichenlos-Umsetzungsmittel 206 ausgeführte Operation ist, zu dem vorzeichenbehafteten (±) Betragswert jedes Symbols des einzelnen Ausgangsstroms den gegebenen positiven (+) Betragswert hinzuzufügen, wobei der gegebene positive Betragswert ausreicht, um dazu zu führen, dass der Summenbetragswert jedes Symbols des Ausgangsstroms von dem Vorzeichenlos-Umsetzungsmittel 206 positiv ist, sodass alle als eine Eingabe an den D/A-Umsetzer 104 angelegten Symbolabtastwerte nur positive Werte haben).
Für Veranschaulichungszwecke bei der Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird angenommen, dass (1) jeder Strom der PCM-Symbolabtastwerte, der als eine Eingabe an den VSB-Umsetzer 200 angelegt wird, 4 Bits umfasst, die reelle 3-Bit-Daten (8VSB-Daten) oder 4-Bit-Daten (16VSB-Daten) definieren, die mit einer Abtastfrequenz-Taktrate von 10,76 MHz auftreten; (2) sowohl der VSB-Umsetzer 200 als auch das digitale sin x/x-Kompensationsmittel mit einer Abtastfrequenz-Taktrate von 10,76 MHz arbeiten und (3) die Eingabe- und die Ausgabe-Abtastfrequenz-Taktrate des digitalen Mehrskalenmodulators 204 10,76 MHz bzw. 86,08 MHz (d. h. das 8-fache von 10,76 MHz) ist, während die Betriebsabtastfrequenz-Taktrate des digitalen Mehrskalenmodulators 204 außer 10,76 MHz und 86,08 MHz zusätzlich wenigstens eine Subharmonische von 86,08 MHz zwischen 10,76 MHz und 86,08 MHz enthalten kann.
Nunmehr anhand von 3 besitzt der VSB-Umsetzer 200 außer dem oben erwähnten Strom von 4-Bit-PCM-Symbolabtastwerten, die als eine Eingabe an den VSB- Umsetzer 200 angelegt werden, außerdem einen genaueren PCM-Pilotgleichspannungswert, der durch b > 4 Bits definiert ist, die für ihn verfügbar sind, um eine Pilottonamplitude auf ihren gewünschten Pegel einzustellen. Dieser b > 4-Bit-PCM-Pilotgleichspannungswert wird als ein Modulationssignal an den Modulator 300-P angelegt, während jeder 4-Bit-PCM-Symbolabtastwert des Stroms als ein Modulationssignal an den Modulator 300-S angelegt wird. An beide Modulatoren 300-P und 300-S wird ein mit der Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz auftretender Dauerstrom 302 einer wiederholten 4-Bit-Folge, die aus den digitalen Vorzeichenwerten {1, –1, –1, 1} zusammengesetzt ist, als ein gleichspannungszentrierter Träger angelegt. Dieser Dauerstrom 302, der {1, –1, –1, 1, 1, –1, –1, 1, 1 ...} von Abtastwerten ist, kann in der Weise betrachtet werden, dass er die Quadrantwerte jedes aufeinanderfolgenden Zyklus der Funktion cos(πn/2) – sin(πn/2) = 1,414·cos(πn/2 + π/4) definiert, wo 1,414 eine rationale Näherung von 2^1/2 und n = Symbolindex ist. Somit bilden der modulierte Pilotausgangsstrom 304-P vom Modulator 300-P und der modulierte Datensignal-Ausgangsstrom 304-S vom Modulator 300-S reelle Signale, die dazu verwendet werden, komplexe Signale in codierter Form zu definieren; d. h., ein solches reelles Signal umfasst eine symbolmodulierte Dauersinusschwingung, die in jedem Quadranten jedes Zyklus davon abgetastet wird, wobei die reelle "cos"-Komponente von null verschiedene Werte mit dem Vorzeichen ± umfasst, die ohne Decodierung die Komponente R mit einem von null verschiedenen Wert mit dem Vorzeichen ± des entsprechenden komplexen Signals bilden, wobei aber die reelle "sin"-Komponente Nullwerte umfasst, die in codierter Form die Komponente ± I des entsprechenden komplexen Signals mit dem Wert null bilden. Somit sind sowohl der modulierte Pilotausgangsstrom 304-P als auch der modulierte Datensignal-Ausgangsstrom 304-S, die als Eingaben an das verzweigte multiplexierte N-Abgriff-Wurzel-Nyquist-FIR-Filter (Filter mit endlicher Impulsantwort) 306 angelegt werden, reelle gleichspannungszentrierte Signale, die nur 1 Abtastwert pro Symbol umfassen. Allerdings leitet das Filter 306, wie in 3 angegeben ist, eine Ausgabe ab, die einen Dauerstrom komplexer gleichspannungszentrierter VSB-Symbolabtastwerte umfasst, in der sowohl die Komponente ± R als auch die Komponente ± I von null verschiedene Werte hat.
Insbesondere ist das N-Abgriff-Filter 306 ein einzelnes Filter mit einer ungeraden Anzahl von Abgriffen (z. B. mit 55 Abgriffen). Wie in 4 gezeigt ist, ist das N-Abgriff-Filter 306 allerdings in ein erstes eingangsgewichtetes (N + 1)/2-Abgriff-FIR-Unterfilter 308 (d. h. z. B. in ein 28-Abgriff-Unterfilter), in ein zweites eingangsgewichtetes (N – 1)/2-Abgriff-FIR-Unterfilter 310 (d. h. z. B. in ein 27-Abgriff-Unterfilter) und in einen Multiplexer (Mux) 311 organisiert. Das erste Unterfilter 308 umfasst alle geradzahligen Abgriffe 0, 2, 4, ... (N – 3) und (N – 1) des N-Abgriff-Filters 306, während das zweite Unterfilter 310 alle ungeradzahligen Abgriffe 1, 3, 5, ... (N – 4) und (N – 2) des N-Abgriff-Filters 306 umfasst. Wie in 4 angegeben ist, werden allerdings die Datenausgangsströme 324 und 326 von den Unterfiltern 308 und 310 als Dateneingangsströme an den Mux 311 angelegt, der jede Abtastwertperiode mit der Abtastfrequenz-Taktrate von 10,76 MHz umschaltet, um (1) den Datenausgangsstrom 324 vom Unterfilter 308 während jeder ungeraden Abtastwertperiode mit dem Datenausgangsstrom ± R 328 zu verbinden und während jeder geraden Abtastwertperiode mit dem Datenausgangsstrom ± I 330 zu verbinden und (2) den Datenausgangsstrom 326 vom Unterfilter 310 während jeder ungeraden Abtastwertperiode mit dem Datenausgang ± I 330 zu verbinden und während jeder geraden Abtastwertperiode mit dem Datenausgangsstrom ± R 328 zu verbinden. Somit sind die relativen Beziehungen zwischen den ± I-Abtastwerten des Datenausgangsstroms 330 als Funktion aufeinanderfolgender Abtastwertperioden und den ± R-Abtastwerten der Ausgabe 328 als Funktion aufeinanderfolgender Abtastwertperioden wie folgt:

Abtastwertperioden 1 2 3 4 5 ...

Ausgabe 328 R –R –R R R ...

Ausgabe 330 –I –I I I –I ...

Tabelle 1
Es wird nun auf die 5, 6 und 7 Bezug genommen. 5 zeigt im Z-Bereich die Beziehung des normierten Betragswerts 1 jedes der aufeinanderfolgenden Abtastwerte in der Abtastwertstromausgabe 324 vom ersten Unterfilter 308 als Funktion des Orts dieses Abtastwerts in der Reell-Imaginär-Ebene (wo die verdickte Linie 400 den Ort des Abtastwerts der Ausgabe 324 während der Abtastwertperiode 1 aus Tabelle 1 repräsentiert). 6 zeigt im Z-Bereich die Beziehung des normierten Betragswerts 1 jedes der aufeinanderfolgenden Abtastwerte in der Abtastwertstromausgabe 326 vom zweiten Unterfilter 310 als Funktion des Orts dieses Abtastwerts in der Reell-Imaginär-Ebene (wobei die verdickte Linie 400 nun den Ort des Abtastwerts der Ausgabe 326 während der Abtastwertperiode 1 aus Tabelle 1 repräsentiert). Durch Vergleich von 6 mit 5 ist offensichtlich, dass 6 eine 1/4-Folge-Zyklus-Drehung in Uhrzeigerrichtung von 5 repräsentiert. Der Betrieb des Mux 311 summiert effektiv die Abtastwertstromausgabe 324 vom ersten Unterfilter 308 und die Abtastwertstromausgabe 326 vom zweiten Unterfilter 310. 7 zeigt die Beziehung des normierten Betragswerts jedes der aufeinanderfolgenden Abtastwerte in dem Abtastwertstrom dieser Summe (wie durch die Ausgaben 328 und 330 aus Tabelle 1 repräsentiert) im Z-Bereich. Wie in 7 angegeben ist, fällt der normierte Betragswert von 1 im ersten 1/4 eines Folgezyklus und im vierten 1/4 eines Folgezyklus auf einen normierten Betragswert von 0 im zweiten 1/4 eines Folgezyklus und im dritten 1/4 eines Folgezyklus. Das Ergebnis ist, dass die Energie des oberen VSB-Signals erfasst wird, während die Energie des unteren Seitenbands entfernt wird. Somit bilden die in 4 gezeigte reelle Ausgabe 328 und imaginäre Ausgabe 330 die in 3 gezeigte gleichspannungszentrierte komplexe VSB-Ausgabe des Filters 306.
Der oben beschriebene VSB-Umsetzer von 1 Abtastwert pro PCM-Symbol in gleichspannungszentriert mit Pilottonamplitudensteuerung ist erheblich weniger kompliziert und kostspielig in Hardware zu realisieren als der herkömmliche VSB-Umsetzer von 2 Abtastwerten pro PCM-Symbol in gleichspannungszentriert mit Pilottonamplitudensteuerung. Zunächst verringert die Notwendigkeit für eher nur 1 Abtastwert pro PCM-Symbol als 2 Abtastwerte pro PCM-Symbol die Hardware-Implementierung um 50%. Zweitens verringert die Verwendung eher reeller Modulatoren 300-S und 300-P als komplexer Modulatoren die Hardware-Implementierung weiter. Drittens schafft die Verwendung eher eines einzelnen verzweigten reellen n-Abgriff-Filters anstelle der die Verwendung zweier (d. h. komplexer reeller und imaginärer) n-Abgriff-Filter eine zusätzliche Einsparung von 50% an Filter-Hardware.
Viertens ermöglicht die Verwendung eines einzelnen verzweigten reellen n-Abgriff-Filters ein einzigartiges Pilotamplitudensteuerverfahren, das eine zusätzliche Einsparung von 35% an Hardware schafft. Fünftens verringert die Tatsache, dass zum Erzeugen einer komplexen Ausgabe von dem beschriebenen VSB-Umsetzer von 1 Abtastwert pro PCM-Symbol in gleichspannungszentriert keine komplexe Mathematik erforderlich ist, die Implementierungs-Hardware weiter.
Zurückkehrend zu 2 ist zu sehen, dass sich das digitale sin x/x-Kompensationsmittel in der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung zwischen der gleichspannungszentrierten komplexen VSB-Abtastwertstromausgabe vom VSB-Umsetzer 200, die mit einer Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz auftritt, und der Eingabe an den digitalen Mehrskalenmodulator 204 befindet. Dies ist so, da es besser ist, eine digitale sin x/x-Kompensation mit einer niedrigeren Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz als mit einer höheren Abtastfrequenzrate zu implementieren, da höhere Abtastfrequenzraten die Nachteile eines allgemein höheren Leistungsverlusts, eines höheren Stroms sowie der Erzeugung von mehr unerwünschter elektromagnetischer Störung (EMI) haben. Allerdings kann die digitale sin x/x-Kompensation in Übereinstimmung mit dem Umfang der vorliegenden Erfindung mit irgendeiner Abtastfrequenzrate in dem System (einschließlich 86.08 MHz) vor irgendeiner tatsächlichen Modulation der komplexen Datenabtastwertströme ± R und ± I auf einem Träger im digitalen Mehrskalenmodulator 204 ausgeführt werden. Somit wird der digitale Mehrskalenmodulator 204 ausführlich beschrieben, bevor das sin x/x-Kompensationsmittel 202 ausführlich beschrieben wird.
Der digitale Mehrskalenmodulator 204 leitet in Reaktion auf die Ströme ± R und ± I mit 1 Abtastwert pro Symbol, die als Eingaben daran mit Abtastfrequenzraten von 10,76 MHz angelegt werden, als anwendergesteuerte modulierte Ausgabe wahlweise (1) einen vorzeichenbehafteten Strom ± R mit 8 Abtastwerten pro Symbol, der bei einer verhältnismäßig niedrigen Pseudoträgerfrequenz von –23,08 MHz zentriert ist, (2) einen vorzeichenbehafteten Strom R mit 8 Abtastwerten pro Symbol, der bei einer noch niedrigeren Pseudoträgerfrequenz von –17,08 MHz zentriert ist, oder (3) einen vorzeichenbehafteten Strom ± R mit 8 Abtastwerten pro Symbol, der bei einer sehr niedrigen Trägerfrequenz von 5,38 MHz zentriert ist, ab, wobei alle diese Ausgangsströme mit einer Abtastfrequenzrate 86,08 MHz auftreten. Der digitale Ausgangsstrom mit –23,08 MHz führt nach der Umsetzung ins Analoge durch das Vorzeichenlos-Umsetzungsmittel 206 und durch den D/A-Umsetzer 104 sowohl zu einem unerwünschten symbolstrommodulierten Analogsignal mit 23,08 MHz als auch zu einem erwünschten symbolstrommodulierten analogen Bildsignal mit 63 MHz (Kanal 3) (d. h. 63 MHz = (86,08 – 23,08) MHz). Ähnlich führt der digitale Ausgangsstrom mit –17,08 MHz sowohl zu einem unerwünschten symbolstrommodulierten Analogsignal mit 17,08 MHz als auch zu einem erwünschten symbolstrommodulierten analogen Bildsignal mit 69 MHz (Kanal 4) (d. h. 69 MHz = (86,08 – 17,08) MHz). Der digitale Ausgangsstrom mit 5,38 MHz führt direkt zu einem erwünschten symbolstrommodulierten Analogsignal mit 5,38 MHz.
In 8 ist ein beispielhafter digitaler Mehrskalenmodulator 204 gezeigt, bei dem an das Umsetzungsmittel 800 von 1 Abtastwert pro Symbol in 8 Abtastwerte pro Symbol, das mit einer Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz arbeitet, sowohl der komplexe Eingangsstrom ± R als auch der komplexe Eingangsstrom ± I vom sin x/x-Kompensationsmittel 202 als Eingaben angelegt wird und jeder der noch unmodulierten datensymbolwertigen komplexen Ausgangsströme ± R und ± I davon als die Modulationseingaben an den komplexen Modulator 802 angelegt wird. Der Generator 804 eines komplexen Trägers, der mit einer Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz arbeitet, leitet komplexe Trägerausgangsströme ± R und ± I ab, die wahlweise die Abtastwerte eines Pseudoträgers mit –23,08 MHz mit konstanter Amplitude (der durch das komplexe Produkt der Frequenzen von –21,52 und –1,56 MHz mit konstantem Betrag erzeugt wird) für den Kanal 3, die Abtastwerte eines Pseudoträgers mit –17,08 MHz mit konstantem Betrag (der durch das komplexe Produkt der Frequenzen von –21,52 und 4,44 MHz mit konstantem Betrag erzeugt wird) für den Kanal 4 oder die Abtastwerte für das Basisband mit 5,38 MHz mit konstantem Betrag definieren. Die komplexen Trägerausgangsströme ± R und ± I vom Generator 804 eines komplexen Trägers werden als Trägereingaben an den komplexen Modulator 802 angelegt. Die modulierten datensymbolwertigen komplexen Ausgangsströme ± R und ± I vom komplexen Modulator 802, die bei der Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz auftreten, werden als Eingaben an den Block 806 angelegt, der nur den Ausgangsstrom ± R an das Vorzeichenlos- Umsetzungsmittel 206 weiterleitet.
Eine erste strukturelle Ausführungsform des Komplex-Generators 804 umfasst den in 11 gezeigten Generator abgetasteter komplexer Frequenz zusammen mit dem in 9 gezeigten Phasensteuermittel, das 5 Dauerströme von Phasensteuerwerten erzeugt, die als Eingaben an den Generator abgetasteter komplexer Frequenz aus 11 zugeführt werden. Wie in 9 gezeigt ist, umfassen diese 5 Dauerströme (1) die Dauerströme μ und 18 μ, die Phasensteuerwerte definieren, die in 11 für die Erzeugung der Phasenwerte der Dauerströme ± R und ± I mit einer gewünschten abgetasteten Sinusfrequenz F_o (d. h. 1,56 MHz für Kanal 3 oder 4,44 MHz für Kanal 4), die mit einer gegebenen Abtastfrequenz F_s (d. h. 86,08 MHz) auftreten, benötigt werden und (2) die Dauerrechteckzeitgebungs-Signalformen P_LSB, P_MSB und P_MDSB, die ebenfalls von dem Generator abgetasteter komplexer Frequenz aus 11 benötigt werden.
Anhand von 9 wird an den ersten Summierer 900 als ein erster Summand ein konstanter Wert J (wobei für Kanal 3 J = 39 und für Kanal 4 J = 111 ist) angelegt. Jeder aufeinanderfolgende Wert eines Summenausgangsstroms vom ersten Summierer 900 wird, nachdem er durch den Zwischenspeicher 902 um 1 Abtastwertperiode einer gegebenen (d. h. 86,08 MHz) Abtastfrequenz F_s verzögert worden ist, als Eingabe an ein Modulo-K = 538-Binärlogikmittel 904 angelegt. Jeder Wert des Ausgangsstroms vom Logikmittel 904 wird sowohl als ein zweiter Summand an den ersten Summierer 900 als auch als ein erster Summand an den zweiten Summierer 906 angelegt. Immer, wenn der Eingangswert in das Modulo-K-Binärlogikmittel 904 zwischen 1 und K – 1 liegt (wobei K – 1 = 537 ist), ist der Ausgangswert davon gleich diesem Eingangswert, während jedes Mal, wenn der Eingangswert daran höher als K – 1 (z. B. K ≥ 538) ist, der Ausgangswert davon gleich diesem Eingangswert minus K (z. B. K = 538) ist. Somit wirkt die Kombination von J, des ersten Summierers 900, des Zwischenspeichers 902 und des Modulo-K-Binärlogikmittels 904 zusammen, um vom Mittel 904 einen Ausgangswert abzuleiten, der jede Abtastwertperiode um den positiven Wert J zunimmt, bis der positive akkumulierte Wert höher als der positive Wert K ist, zu welcher Zeit der positive Wert K von dem akkumulierten Wert subtrahiert wird. Als ein zweiter Summand wird an den zweiten Summierer 906 –K/2 (z. B. –K/2 = –269) angelegt. Somit sind die jeweiligen Summenwerte des Ausgangsstroms vom zweiten Summierer 906, die in einem Bereich von –269 bis +268 liegen und den μ-Phasensteuerungs-Eingangsstrom in den in 11 gezeigten Generator abgetasteter komplexer Frequenz bilden, (eher, als dass sie alle positive Werte haben) um einen Wert 0 zentriert. Nachdem die jeweiligen Werte dieses μ-Phasensteuerungs-Eingangsstroms durch den Block 908 mit 18 multipliziert worden sind, bilden sie einen Ausgangsstrom, der in diesem in 11 gezeigten Generator abgetasteter komplexer Frequenz den 18 μ-Phasensteuerungs-Eingangsstrom bildet.
Das Modulo-K-Binärlogikmittel 904 legt jedes Mal, wenn es von seinem akkumulierten Wert einen positiven Wert K subtrahiert, einen Rücksetztakt als eine Eingabe an den 2-Bit-Binärzähler 910 und an das Verzögerungsflipflop 912 an. Die jeweiligen binären Zustände der Ausgangsströme des niedrigstwertigen Bits P_LSB und des höchstwertigen Bits P_MSB vom Zähler 910 werden als Zeitsteuerungs-Eingangsströme an den in 11 gezeigten Generator abgetasteter komplexer Frequenz angelegt. Außerdem wird der Ausgangsstrom P_MSB vom Zähler 910 als ein Eingangsstrom an das Verzögerungsflipflop 912 angelegt und wird der Ausgangsstrom vom Verzögerungsflipflop 912 an einen ersten Eingang des EXKLUSIV-ODER-Gatters 914 angelegt und wird ein ausgewählter Exponentialvorzeichenwert, der dem gewünschten Phasenvorzeichen des Ausgangsstroms ± R von dem in 11 gezeigten Generator abgetasteter komplexer Frequenz relativ zu dem Phasenvorzeichen des Ausgangsstroms ± I davon entspricht, an einen zweiten Eingang des EXKLUSIV-ODER-Gatters 914 angelegt. Der Ausgangsstrom vom EXKLUSIV-ODER-Gatter 914 bildet den Zeitsteuerungs-Eingangsstrom P_MDSB an den in 11 gezeigten Generator abgetasteter komplexer Frequenz.
Nunmehr anhand von 11 wird die Zeitgebungssteuerungseingabe P_MDSB daran an eine Kette von neun 1-Abtastwertperiode-Verzögerungszwischenspeichern (z. B. Verzögerungszwischenspeichern um eine Periode von 86,0 MHz) 1000-1 bis 1000-9 angelegt; wird die Zeitgebungssteuerungseingabe P_LSB daran an eine Kette von sechs 1-Abtastwertperiode-Verzögerungszwischenspeichern 1001-1 bis 1001-6 1 angelegt; wird die Zeitgebungssteuerungseingabe P_MSB daran an eine Kette von neun 1-Abtastwertperiode-Verzögerungszwischenspeichern 1002-1 bis 1002-9 angelegt; wird die Phasensteuerungseingabe μ daran an eine Kette von sieben 1-Abtastwertperiode-Verzögerungszwischenspeichern 1003-1 bis 1003-7 angelegt und wird die Phasensteuerungseingabe 18 μ daran an eine R-Kette angelegt, die zehn 1-Abtastwertperiode-Verzögerungszwischenspeicher 1004-1 bis 1004-10 umfasst.
Auf jeden Verzögerungszwischenspeicher 1004-1, 1004-3, 1004-6 und 1004-9 der Kette R folgt unmittelbar ein entsprechendes der Vorzeichenmittel (S-Mittel) 1005-1, 1005-3, 1005-6 und 1005-9. Der Vorzeichenwert jedes der Vorzeichenmittel 1005-1 und 1005-6 wird in Übereinstimmung mit dem Binärwert der Ausgabe vom entsprechenden der Verzögerungszwischenspeicher 1001-1 und 1001-6 bestimmt. Der Vorzeichenwert des Vorzeichenmittels 1005-3 wird wegen der Anwesenheit des Inverters 1006-3 in Übereinstimmung mit dem Negativen des Binärwerts der Ausgabe vom Verzögerungszwischenspeicher 1001-3 bestimmt. Der Vorzeichenwert des Vorzeichenmittels 1005-9 wird in Übereinstimmung mit dem Binärwert der Ausgabe vom Verzögerungszwischenspeicher 1000-9 bestimmt.
Unmittelbar nach jedem der Verzögerungszwischenspeicher 1004-2, 1004-5 und 1004-8 der R-Kette befindet sich ein entsprechender der Summierer 1007-2, 1007-5 und 1007-8. Durch den Summierer 1007-2 wird zum Ausgangswert vom Verzögerungszwischenspeicher 1004-2 der Wert 31 addiert; durch den Summierer 1007-5 wird zum Ausgangswert vom Verzögerungszwischenspeicher 1004-5 der Wert 41 addiert und durch den Summierer 1007-8 wird zum Ausgangswert vom Verzögerungszwischenspeicher 1004-8 der Wert 26 addiert.
Unmittelbar nach jedem der Verzögerungszwischenspeicher 1004-4 und 1004-7 der R-Kette befindet sich ein entsprechender der Multiplizierer 1008-4 und 1008-7. Der Multiplizierer 1008-4, der den R-Anteil einer ersten komplexen Modulationsexponentialfunktion ausführt, multipliziert den Ausgangswert vom Verzögerungszwischenspeicher 1004-4 mit dem Ausgangswert vom Verzögerungszwischenspeicher 1003-4, und der Multiplizierer 1008-7, der den R-Anteil einer zweiten komplexen Modulationsexponentialfunktion ausführt, multipliziert den Ausgangswert vom Verzögerungszwischenspeicher 1004-7 mit dem Ausgangswert vom Verzögerungszwischenspeicher 1003-7. Der Strom der Ausgangswerte vom Zwischenspeicher 1004-10 aus 11 bildet den Ausgangsstrom ± R vom Generator 802 eines komplexen Trägers. Vom Fachmann auf dem Gebiet des digitalen Schaltungsentwurfs wird erkannt, dass das von dem Summierer 1007-8 ausgegebene Signal durch eine Polynomialfunktion der Form ∓ αμ³ ∓ βμ² ± κμ + ρ beschrieben wird. In der beispielhaften Schaltung aus 11 sind die Werte von α, β, κ und ρ in dieser Reihenfolge 18, 31, 41 und 26. Die letzte Vorzeichenschaltung 1005-9 in der Verarbeitungskette bestimmt lediglich die Polarität der Werte ± R.
Der Ausgangsstrom ± I vom Generator 802 eines komplexen Trägers wird in 11 dadurch abgeleitet, dass der Ausgangsstrom 18 μ vom Verzögerungszwischenspeicher 1004-1 (d. h. der um 1 Abtastwertperiode verzögerte Eingangsstrom 18 μ in 11) an eine I-Kette angelegt wird, die abgesehen von der Abwesenheit eines Verzögerungszwischenspeichers, der dem Verzögerungszwischenspeicher 1004-1 entspricht, der oben erwähnten R-Kette entspricht. Genauer umfasst die I-Kette Verzögerungszwischenspeicher 1009-2 bis 1009-10, Vorzeichenmittel 1010-1, 1010-3, 1010-6 und 1010-9, Summierer 1011-2, 1011-5 und 1011-8 und Multiplizierer 1012-4 und 1012-7.
Wegen der Anwesenheit der Inverter 1006-1 und 1006-6 wird der Vorzeichenwert jedes der Vorzeichenmittel 1010-1 und 1010-6 in Übereinstimmung mit dem Negativen des Binärwerts der Ausgabe vom entsprechenden der Verzögerungszwischenspeicher 1001-1 und 1001-6 bestimmt. Der Vorzeichenwert des Vorzeichenmittels 1010-3 wird in Übereinstimmung mit dem Binärwert der Ausgabe vom Verzögerungszwischenspeicher 1001-3 bestimmt. Der Vorzeichenwert des Vorzeichenmittels 1010-9 wird in Übereinstimmung mit dem Binärwert der Ausgabe vom Verzögerungszwischenspeicher 1002-9 bestimmt.
Die Summierer 1011-2, 1011-5 und 1011-8 der I-Kette führen die gleiche Funktion wie die Summierer 1007-2, 1007-5 und 1007-8 der R-Kette aus und die Multiplizierer 1012-4 und 1012-7 der I-Kette führen den I-Anteil der ersten und der zweiten Modulationsexponentialfunktion aus, ähnlich wie die erste und die zweite Modulationsexponentialfunktion für die R-Kette durch die Multiplizierer 1008-4 und 1008-7 ausgeführt werden. Die Ausgabe des Summierers 1011-8 kann durch die Polynomialfunktion ± 18 μ³ ∓ 31 μ² ∓ 41 μ + 26 beschrieben werden. Die Vorzeichenschaltung 1010-9 bestimmt lediglich die Polarität f des Ausgangssignals ± I.
Im Betrieb des in 11 gezeigten Generators abgetasteter komplexer Frequenz ist der Typ der Signalform, die durch die abgetasteten Ausgangsströme ± R und ± I von diesem Generator abgetasteter komplexer Frequenz erzeugt wird, durch den Wert, mit dem μ multipliziert wird, und durch die jeweiligen Werte der Summanden, die an die Summierer der R- und der I-Kette angelegt werden, bestimmt. Im vorliegenden Fall sind die jeweiligen Werte 18, mit denen μ multipliziert wird, und 31, 41 und 26, die die Summanden sind, die an die Summierer der R- und der I-Kette angelegt werden, 4-Abgriff-Interpolationswerte mit minimaler Aliasenergie, die für die abgetasteten Ausgangsströme ± R und ± I von diesem Generator abgetasteter komplexer Frequenz eine komplexe sinusförmige Signalform definieren. Allerdings ist der erzeugte gewünschte Frequenzwert F_o mit einer Abtastfrequenz F_s dieser abgetasteten Ausgangsströme ± R und ± I (da die Frequenz gleich der zeitlichen Änderungsrate der Phase ist) durch die aufeinanderfolgenden abgetasteten Phasenwerte der an 11 angelegten Eingangsströme μ und 18 μ bestimmt. Genauer ist das Verhältnis 4F_o/F_s in 9 gleich dem ganzzahligen Verhältnis von J/K, solange F_o/F_s ≤ 1/4 ist. Somit werden die geeigneten gewünschten Frequenzen –1,56 MHz und –21,52 MHz zum Ableiten eines Pseudoträgers mit –23,08 MHz mit einer Abtastfrequenz von 86,08 MHz für den Kanal 3 durch einen Wert von 39 für J und durch einen Wert von 538 für K erzeugt. Ähnlich werden die geeigneten gewünschten Frequenzen von 4,44 MHz und –21,52 MHz zum Ableiten eines Pseudoträgers mit –17,08 MHz mit einer Abtastfrequenz von 86,08 MHz für Kanal 4 durch einen Wert von 111 für J und durch einen Wert von 538 für K erzeugt. Ferner wird ein gewünschter Basisbandträger F_o mit 5,38 MHz für F_s = 86,08 MHz dadurch abgeleitet, dass ein ganzzahliger Wert von 269 für J und ein ganzzahliger Wert von 1076 für K genutzt wird, wodurch J/K = 1/4 geliefert wird.
Zurückkehrend zu den 1 und 2 definiert der abgetastete Ausgangsstrom ± R vom digitalen Mehrskalenumsetzer 204 des digitalen VSB-Modulators 102 u. a. eine ausgewählte symbolmodulierte Pseudoträgerfrequenz (z. B. eine mit 8 Abtastwerten pro Symbol modulierte Pseudoträgerfrequenz mit –17,08 oder –23,08 MHz oder eine Trägerfrequenz mit 5,38 MHz, die jeweils mit einer Abtastratenfrequenz von 86,08 MHz abgetastet worden sind). Nachdem dieser abgetastete ± R-wertige Ausgangsstrom vom digitalen Mehrskalenumsetzer 204 durch das Vorzeichenlos-Umsetzungsmittel 206 in einen rein positiven (+)R-wertigen Ausgangsstrom umgesetzt worden ist, wird er als ein Strom digitaler Abtastwerte an den Eingang des D/A-Umsetzers 104 angelegt. Die analoge Ausgabe vom D/A-Umsetzer 104 enthält ein Signal mit einer Symbolbandbreite von 6 MHz, das auf der Bildfrequenz (69 MHz für Kanal 4 oder 63 MHz für Kanal 3) in Bezug auf die Abtastratenfrequenz (86,08 MHz) zentriert ist, oder ein Signal mit einer Symbolbandbreite von 6 MHz, das auf der Pseudoträgerfrequenz (–17.08 oder –23,08 MHz) zentriert ist, oder ein Basisbandsignal mit einer Symbolbandbreite von 6 MHz, das auf 5,38 MHz zentriert ist. Das Analogfilter 106 besitzt einen Frequenzdurchlassbereich, der das bei 69 MHz zentrierte Signal des Kanals 4, das bei 63 MHz zentrierte Signal des Kanals 3 und das bei 5,38 MHz zentrierte Basisbandsignal durchlässt, jedoch die beiden symbolmodulierten Pseudoträgersignale bei –17,08 und –23,08 MHz zurückweist.
Wie in dem oben erwähnten US-Patent 5.208.596 des Standes der Technik gelehrt ist, ist es notwendig, digital einen Verstärkungsfaktor x/sin x bei der besonderen Frequenz oder bei dem besonderen Frequenzband eines Digitalsignals zu nutzen, um den inhärenten sin x/x-Flankenabfall in der analogen Ausgangsamplitude eines D/A-Umsetzers zu kompensieren. Im Stand der Technik bearbeitet dieser Verstärkungsfaktor x/sin x das Digitalsignal unmittelbar vor seinem Anlegen als Eingabe an den D/A-Umsetzer. Allerdings ist dies im vorliegenden Fall nicht praktisch, da die interessierenden Frequenzbänder außer dem (auf 5,38 MHz zentrierten) Basisbandsignal die Bandbreite von 6 MHz des (auf 63 MHz zentrierten) Signals des Kanals 3 und des (auf 69 MHz zentrierten) Signals des Kanal 4 enthalten, während das mit einer Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz abgetastete Digitalsignal, das als eine Eingabe an den D/A- Umsetzer 104 angelegt wird, stattdessen den modulierten Pseudoträger mit –23,08 MHz mit einer Bandbreite von 6 MHz (d. h. das Bild des Kanals 3) oder den modulierten Pseudoträger mit –17,08 MHz mit einer Bandbreite von 6 MHz (d. h. das Bild des Kanals 4) umfasst. Diesbezüglich wird nun auf 12 Bezug genommen, die eine graphische Darstellung der normierten Amplitude des sin x/x-Ausdrucks 1200 über einen Frequenzbereich ist, der von –86,08 MHz bis 86,08 MHz verläuft. Ferner ist in 12 die veränderliche Wirkung des sin x/x-Ausdrucks 1200 auf den Betrag über die Bandbreite von 6 MHz gezeigt, die auf den jeweils interessierenden Frequenzen von –69 MHz (–Kanal 4), von –63 MHz (–Kanal 3), des Pseudoträgers bei –23,08 MHz, des Pseudoträgers bei –17,08 MHz, des Basisbands bei –5,38 MHz, des Basisbands bei 5,38 MHz, des Pseudoträgers bei 17,08 MHz, des Pseudoträgers bei 23,08 MHz, von 63 MHz (Kanal 3) zentriert ist. Lediglich der "Anstieg" der Spektralform des sin x/x-Ausdrucks 1200 über die Bandbreite von 6 MHz sowohl des (bei 5,38 MHz zentrierten) Basisbands als auch des (bei 63 MHz zentrierten) Kanals 3 und des (bei 69 MHz zentrierten) Kanals 4 erfordert über ihre Bandbreite von 6 MHz eine x/sin x-Korrekturneigung, damit sie (wie in 13 durch den Schnitt des x/sin x-Ausdrucks 1300 mit der Bandbreite von 6 MHz des Kanals 3, des Kanals 4 und des ZF-Basisbands von 5,38 MHz gezeigt ist) flach wird.
Der richtige x/sin x-Verstärkungswert für jede der Mittenfrequenzen von 5,38, 63 und 69 MHz wird dadurch erzielt, dass der vom D/A-Umsetzer 104 genutzte Gleichspannungsreferenzwert geändert wird. Allerdings ist es der Betrieb durch das digitale sin x/x-Kompensationsmittel der vorliegenden Erfindung, der vor den komplexen abgetasteten Datenströmen ± R und ± I der Modulation eines Trägers auftritt, der die richtige x/sin x-Neigungskorrektur des Spektralform-"Anstiegs" über eine Bandbreite von 6 MHz mit der Abtastfrequenzrate dieser abgetasteten Datenströme liefert. Wie in 2 gezeigt ist, befindet sich das sin x/x-Kompensationsmittel 202 vorzugsweise unmittelbar vor dem Mehrskalenmodulator 204 und bearbeitet die Abtastwerte der komplexen gleichspannungszentrierten Datenströme ± R und ± I mit 1 Abtastwert pro Symbol, die mit einer Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz auftreten.
Das sin x/x-Kompensationsmittel 202, das mit einer Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz arbeitet, kann entweder eine einfache, aber geeignete x/sin x-Neigungskorrektur des linearen Anstiegs der sin x/x-Spektralform mit 5,38, 63 oder 69 MHz über eine Bandbreite von 6 MHz oder eine genauere x/sin x-Kurvenanpassungs-"Anstiegs"-Neigungskorrektur mit irgendeiner dieser Spektralformen ausführen.
Der Näherungsansatz wird mit dem folgenden 3-Abgriff-Filter implementiert, das jeden der komplexen Dateneingangsströme ± R und ± I in das sin x/x-Kompensationsmittel 202 vom VSB-Umsetzer 200 bearbeitet:
Dieses Filter neigt diese komplexen Dateneingangsströme ± R und ± I entgegengesetzt zu der "Neigung" vor, die dem "sin(x)/x" später durch den D/A-Umsetzer 104 auferlegt wird. Allerdings ist dieser Näherungsansatz kein echtes Inverses und führt zu einer parabolischen Verzerrung des "korrigierten" Bands. Auf jeden Fall ist es notwendig, den Wert von α zu bestimmen, der für jedes der bei 5,38, 63 oder 69 MHz zentrierten Bänder zu verwenden ist, um zu veranlassen, dass der Anstieg des vorgeneigten Frequenzgangs des Filters bei Gleichspannung gleich dem negativen des durch den D/A-Umsetzer 104 eingeführten sin x/x-Anstiegs ist. Diesbezüglich wird auf die folgenden 2 Gleichungen Bezug genommen:
Lösen dieser 2 Gleichungen für α liefert
Für das bei 5,38 MHz zentrierte Basisband ist der Wert von α = 0,01640467113 (der mit veränderlicher Genauigkeit durch 0, 1/64 und 17/1024 angenähert werden kann). Für das bei 63 MHz zentrierte Band des Kanals 3 ist der Wert von α = 0,3815501504 (der mit veränderlicher Genauigkeit durch 3/8, 49/128 und 97/256 angenähert werden kann). Für das bei 69 MHz zentrierte Band des Kanals 4 ist der Wert von α = 0,4469876047501504 (der mit veränderlicher Genauigkeit durch 7/16, 29/64 und 57/128 angenähert werden kann).
Für die verhältnismäßig grobe Näherung α = 0 braucht die Bandbreite von 6 MHz des bei 5,38 MHz zentrierten Basisbands nicht die sin x/x-Spektralformkorrektur des linearen Anstiegs zu sein, um eine flache Spektralform zu liefern (die durch die durchgezogene Linie 1400a aus 14 gezeigt ist). Allerdings erfordert die Bandbreite von 6 MHz der bei 63 MHz zentrierten sin x/x-Spektralform des Bands des Kanals 3 (die durch die Strichlinie 1402b aus 15 gezeigt ist) ein verhältnismäßig grobes α = 3/8 und die Näherung für eine lineare Anstiegskorrektur, um eine flache Spektralform zu liefern (die durch die durchgezogene Linie 1400b aus 15 gezeigt ist). Ähnlich erfordert die Bandbreite von 6 MHz der bei 69 MHz zentrierten sin x/x-Spektralform des Bands des Kanals 4 (die durch die Strichlinie 1402c aus 16 gezeigt ist) eine verhältnismäßig grobe Näherung von α = 7/16 für die lineare Anstiegskorrektur, um eine flache Spektralform zu liefern (die durch die durchgezogene Linie 1400c aus 16 gezeigt ist).
Da die tatsächliche Anstiegsform der sin x/x-Spektralform nichtlinear ist, ist die oben erwähnte Vorneigungs-Näherungstechnik suboptimal, aber dennoch wirksam. Genauer führt die Vorneigungs-Näherungstechnik zur Verzerrung der zur Wurzel erhobenen Kosinusform des resultierenden Analogsignals, wobei der Entzerrer des Fernsehempfängers diese verbleibende Beeinträchtigung aber kompensieren kann.
Allerdings ist es ein Merkmal der vorliegenden Erfindung, dass sie außerdem eine nichtlineare x/sin x-Vorneigungstechnik zur Korrektur der Anstiegsform, die praktisch entweder über die interessierende Bandbreite von 6 MHz des bei 63 MHz zentrierten Kanals 3 oder des bei 69 MHz zentrierten Kanals 4 an den nichtlinearen sin x/x-Anstieg der Spektralform angepasst ist, schafft.
In dieser nichtlinearen x/sin x-Vorneigungstechnik wird die x/sin(x)-Charakteristik des D/A-Umsetzers 104 in dem zu kompensierenden Kanal in gerade und ungerade symmetrische Teile um ihre Kanalmitte zerlegt. Der gerade symmetrische Teil, der bogenförmig ist, ist an ein gerade symmetrisches Filter (eher um Gleichspannung als um die Kanalmitte) mit reellen Komponenten angepasst. Der ungerade symmetrische Teil ist gleich {x/sin(x)/((1 – 2·β) + 2·β·cos(2·π·f/f_s))} und besitzt über das gewünschte Korrekturband von 6 MHz effektiv eine restliche lineare Form mit 4 oder mehr Abtastwerten pro Symbol (was mehr ist, als von den 8 Abtastwerten pro Symbol des an den D/A-Umsetzer 104 angelegten modulierten Trägerdatenstroms erfüllt wird). Dieser restliche linearförmige ungerade symmetrische Teil wird mit einem ungeraden antisymmetrischen Filter mit komplexen Koeffizienten angepasst.
Vorzugsweise tritt die Filterung im digitalen sin x/x-Kompensationsmittel 202 durch ein hintereinandergeschaltetes gerades, symmetrisches Filter und ungerades, antisymmetrisches Filter mit einer Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz an den Abtastwerten des komplexen gleichspannungszentrierten Datenstroms ± R und ± I mit 1 Abtastwert pro Symbol auf. Bei einer Symbolrate von 10,76 MSym/s in einer Kanalbandbreite von 6 MHz findet die Kompensation über 55% des Einheitskreises im z-Bereich (z^–1 = e^–jwTs, Ts = Symbolabstand in der Zeit) statt. Obgleich das Signal, das im digitalen sin x/x-Kompensationsmittel 202 korrigiert wird, zu einem bestimmten analogen Kanal (z. B. zum TV-Kanal 3 oder 4) gehört und früher mit einer Verarbeitung von einem Abtastwert pro Symbol mit einer Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz vorkorrigiert wird (siehe 17 für Kanal 3 und 19 für Kanal 4), wird der Effekt, der dadurch beseitigt wird, später dadurch verursacht, dass der D/A-Umsetzer 104 mit einer 8-mal höheren Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz getaktet wird (siehe 18 für Kanal 3 und 20 für Kanal 4). Somit repräsentiert der Kanal, der korrigiert wird, im letzteren Fall nur 7% des Einheitskreises im z-Bereich (z^–1 = e^–jwTs/8, Ts = Symbolabstand in der Zeit).
Das Folgende sind die jeweiligen Impulsantworten für das gerade, symmetrische Filter und für das ungerade, antisymmetrische Filter zur Verwendung mit einer Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz:
und
Die Parameter (α, β) formen das gleichspannungszentrierte VSB-Signal mit 1 Abtastwert pro Symbol so vor, dass der x/sin x-Frequenzgang des D/A-Umsetzers 104 für einen ausgewählten TV-Kanal korrigiert wird. Für Kanal 3 ist α = 71/512 und β = 5/256. Für Kanal 4 ist α = 3/16 und β = 9/256.
Das Folgende sind die jeweiligen Frequenzgänge für das gerade, symmetrische Filter und für das ungerade, antisymmetrische Filter zur Verwendung mit einer Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz:
und Hger(FMHz) = 1 + β·(18 cos(50269 ·π·FMHz)2 – 9/16·cos(50269 ·π·FMHz) + 7/16).
In 17 ist 1500 eine graphische Darstellung der Funktion x/sin x(π·F/86,08)/(sin(π·(F – 63)/86,08)) über das Frequenzintervall –6 ≥ F ≥ 6 MHz und ist 1502 eine graphische Darstellung des Frequenzgangs der hintereinandergeschalteten geraden und ungeraden Filter für Kanal 3. Es ist zu sehen, dass die graphische Darstellung 1502 innerhalb der Bandbreite von 6 MHz des Kanals 3 mit der graphischen Darstellung 1500 zusammenfällt, während die graphische Darstellung 1502 außerhalb dieser Bandbreite von 6 MHz des Kanals 3 wesentlich von der graphischen Darstellung 1500 abweicht. In 18 ist 1504 eine graphische Darstellung der Funktion x/sin x(π·F/86,08)/(sin(π·F/86,08)) über die Bandbreite des Kanals 3 am Eingang in den D/A-Umsetzer 104 und ist 1506 eine graphische Darstellung der flachen Ausgabe vom Analogfilter 106, nachdem die Eingabe an den D/A-Umsetzer 104 über die Bandbreite des Kanals 3 dem sin x/x-Flankenabfall durch den D/A-Umsetzer 104 ausgesetzt gewesen ist.
In 19 ist 1600 eine graphische Darstellung der x/sin x-Funktion (π·F/86,08)/(sin(π·(F – 69)/86,08)) über das Frequenzintervall von –6 > F > 6 MHz und ist 1602 eine graphische Darstellung des Frequenzgangs der hintereinandergeschalteten geraden und ungeraden Filter für den Kanal 4. Es ist zu sehen, dass die graphische Darstellung 1602 innerhalb der Bandbreite von 6 MHz des Kanals 4 mit der graphischen Darstellung 1600 zusammenfällt, während die graphische Darstellung 1602 außerhalb dieser Bandbreite von 6 MHz des Kanals 4 wesentlich von der graphische Darstellung 1600 abweicht. In 20 ist 1604 eine graphische Darstellung der x/sin x-Funktion (π·F/86,08)/(sin(π·F/86,08)) über die Bandbreite des Kanals 4 am Eingang in den D/A-Umsetzer 104 und ist 1606 eine graphische Darstellung der flachen Ausgabe vom Analogfilter 106, nachdem die Eingabe an den D/A-Umsetzer 104 über die Bandbreite des Kanals 4 dem sin x/x-Flankenabfall durch den D/A-Umsetzer 104 ausgesetzt gewesen ist.
Solange die x/sin x-Korrektur der Anstiegsform stattfindet, bevor die Datenströme ± R und ± I auf einen Träger moduliert werden, kann die Korrektur mit irgendeiner Abtastfrequenzrate in dem System erfolgen. Somit kann die x/sin x-Korrektur der Anstiegsform in 8 an den Datenstromausgaben ± R und ± I von dem Umsetzungsmittel 800 von 1 Abtastwert pro Symbol in 8 Abtastwerte pro Symbol mit einer Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz stattfinden. Bei der höheren Abtastfrequenzrate von 86,08 ist die gleiche Aufteilung der Korrektur in eine Hintereinanderschaltung gerader, symmetrischer und ungerader, antisymmetrischer Korrekturfilter wie der niedrigeren Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz wirksam. Allerdings erfordert der Betrieb bei der höheren Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz nur gerade und ungerade 3-Abgriff-Filter, während der Betrieb mit der niedrigeren Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz gerade und ungerade 7-Abgriff-Filter erforderte. Genauer ist die Impulsantwort des geraden 3-Abgriff-Filters für den Kanal 3 –3/8 + 7/4·z^–1 – 3/8·z^–2, die eine Null-Verzögerungs-Filterantwort von 7/4 – 3/4·cos(2·π·F/F_s) hat, während die Impulsantwort des ungeraden 3-Abgriff-Filters –21/64·j + z^–1 + –21/64·j·z^–2 ist, die eine Null-Verzögerungs-Filterantwort von 1 + 21/32·sin(2·π·F/F_s) hat. Für Kanal 4 ist die Impulsantwort des geraden 3-Abgriff-Filters –3/4 + 5/2·z^–1 – 3/4·z^–2, die eine Null-Verzögerungs-Filterantwort von 5/2 – 3/2·cos(2·π·F/F_s) hat, während die Impulsantwort des ungeraden 3-Abgriff-Filters –29/64·j + z^–1 + –29/64·j·z^–2 ist, die eine Null-Verzögerungs-Filterantwort von 1 + 29/32·sin(2·π·F/F_s) besitzt. In 21 sind beispielhafte hintereinandergeschaltete 3-Abgriff-Transversalfilter (FIR-Filter) veranschaulicht, deren Betrieb vom Fachmann im digitalen Schaltungsentwurf leicht verstanden wird.
Allerdings ist es hinsichtlich der Anzahl der Operationen pro Zeiteinheit wirksamer, höhere hintereinandergeschaltete gerade und ungerade 7-Abgriff-Filter, die mit einer niedrigeren Abtastfrequenzrate von 10,76 MHz arbeiten, als niedrigere hintereinandergeschaltete gerade und ungerade 3- Abgriff-Filter, die mit einer höheren Abtastfrequenzrate von 86,08 MHz arbeiten, zu nutzen.
Ferner enthält das digitale sin x/x-Kompensationsmittel 202 einen Mux, dessen Betrieb ähnlich dem des oben beschriebenen Mux 311 des VSB-Umsetzers 200 ist, um zu veranlassen, dass alle berechneten x/sin x-Werte, die reell sind, davon als der Datenausgangsstrom ± R weitergeleitet werden, und dass alle berechneten x/sin x-Werte, die imaginär sind, davon als der Datenausgangsstrom ± I weitergeleitet werden.
In einer praktischen Hardware-Realisierung des digitalen VSB-Modulators 102 wurde ein Zweierkomplement-Binärcodes genutzt, um alle Berechnungen zu bewirken. Obgleich alle der vielen oben beschriebenen Merkmale der vorliegenden Erfindung in den digitalen VSB-Modulator 102 integriert sind, kann ferner selbstverständlich eine Teilmenge einer oder mehrerer dieser erfindungsgemäßen Merkmale in verschiedenen Arten von Vorrichtungen, die vom digitalen VSB-Modulator 102 verschieden sind, allgemeine Nützlichkeit finden. Somit soll die vorliegende Erfindung nur durch den Umfang der beigefügten Ansprüche beschränkt sein.

Claims

Vorrichtung, die einen digitalen Modulator (102) und einen mit dem Modulator gekoppelten Digital/Analog-Umsetzer (104) enthält, wobei der Digital/Analog-Umsetzer eine unerwünschte sin(x)/x-Übertragungsfunktion besitzt und wobei der digitale Modulator einen Eingang (± R, ± I, 204) zum Anlegen eines abgetasteten digitalen Modulationssignals besitzt, wobei die Vorrichtung umfasst: eine Quelle (200) eines abgetasteten Stroms von Abtastwerten, der eine gegebene Trägerfrequenz definiert; wobei der digitale Modulator umfasst: eine sin(x)/x-Kompensationsschaltungsanordnung (202) zum Kompensieren eines Anteils der Frequenzen des durch den Digital/Analog-Umsetzer gelieferten Signals entsprechend einem gegebenen Band von Frequenzen, dadurch gekennzeichnet, dass die sin(x)/x-Kompensationsschaltungsanordnung (202) zwischen die Quelle und den Eingang (± R, ± I, 204) des digitalen Modulators geschaltet ist, wobei die Übertragungsfunktion der Kompensationsschaltungsanordnung über den Anteil der Frequenzen einen im Wesentlichen flachen Frequenzgang erzeugt.
Digitaler Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die sin(x)/x-Kompensationsschaltungsanordnung eine Übertragungsfunktion besitzt, die hintereinandergeschalteten Transversalfiltern (2101) entspricht, die erste und zweite Übertragungsfunktionen besitzen, die hintereinandergeschaltet eine vorgegebene Kompensationsfunktion liefern.
Digitaler Modulator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der digitale Modulator (102) ein komplexer digitaler Modulator ist und dass die Transversalfilter ein reelles N-Abgriff-Filter, das eine spektrale Symmetrie zeigt, und ein komplexes M-Abgriff-Filter, das eine spektrale Antisymmetrie zeigt, sind, wobei M und N ganze Zahlen sind.
Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner gekennzeichnet durch eine Quelle (804) eines digitalen Trägers, der mit einem Trägereingang des Modulators gekoppelt ist und als ein abgetasteter Strom von Abtastwerten auftritt, der die gegebene Trägerfrequenz definiert und der mit einer Rate einer gegebenen Abtastfrequenz abgetastet wird; und wobei das gegebene Frequenzband in Bezug auf die gegebene Abtastfrequenz ein Bild mit jener Frequenz ist, auf der das Analogsignal zentriert ist.
Verfahren zum Kompensieren einer unerwünschten sin(x)/x-Übertragungsfunktion eines Digital/Analog-Umsetzers (104), der mit einem digitalen Modulator (102) gekoppelt ist, der einen Eingang (± R, ± I, 204) zum Anlegen eines abgetasteten digitalen Modulationssignals besitzt, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Liefern eines Stroms von Datenabtastwerten, die ein Signal mit einem gegebenen Band von Frequenzen repräsentieren; sin(x)/x-Kompensieren des Stroms von Datenabtastwerten; dadurch gekennzeichnet, dass der kompensierte Strom von Datenabtastwerten an den Eingang (± R, ± I, 204) des digitalen Modulators angelegt wird; wobei für den Anteil der Frequenzen des modulierten Signals, der durch den Digital/Analog-Umsetzer (104) geliefert wird, der dem gegebenen Band entspricht, der sin(x)/x-Kompensationsschritt über das Band einen im Wesentlichen flachen Frequenzgang erzeugt.
Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des sin(x)/x-Kompensierens das Filtern des Stroms von Datenabtastwerten mit einer Übertragungsfunktion umfasst, die hintereinandergeschalteten spektral symmetrischen und spektral antisymmetrischen Transversalfiltern entspricht, von denen wenigstens eines ein komplexes Filter ist.