DE3888336T2

DE3888336T2 - Einseitenbandsignal-Generatoranordnung.

Info

Publication number: DE3888336T2
Application number: DE3888336T
Authority: DE
Inventors: Mustafa Kubilay Gurcan; Anne Watteau
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1988-01-06
Filing date: 1988-12-27
Publication date: 1994-09-15
Anticipated expiration: 2008-12-28
Also published as: JPH01212108A; GB8800244D0; KR0130471B1; KR890012443A; EP0323675A1; US4974236A; GB2214374A; DE3888336D1; EP0323675B1; JP2926615B2

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines Einseitenbandsignals und wird in analog sowie herkömmlich digital ausgebildeten Einseitenbandmodulatoren angewandt, die nach dem sog. "Weaver-Verfahren" gestaltet sind. Derartige Modulatoren werden bei der Erzeugung von Einseitenbandsignalen für Sprache und für Datenübertragung für mobile Funksysteme verwendet.
Das "Weaver-Verfahren" ist beschrieben in "Proceedings of the IRE" mit dem Titel "A Third Method of Generation and Detection of Single-Sideband Signals" von Donald K. Weaver, Jr., Seiten 1703 bis 1705. Fig. 1 der beiliegenden Zeichnung zeigt dabei einen nach dem Weaver-Verfahren hergestellten Modulator. Dabei wird ein analoges Eingangssignal am Eingang 10 in einem Bandpaßfilter 12 in der Bandbreite beschränkt und danach wird es Gegentakt-Mischstufen 14, 16 zugeführt, in denen es mit quadraturbezogenen Trägersignalen cos(ω&sub0;t) und sin(ω&sub0;t) gemischt wird, wobei ω&sub0;t eine der Mitte des Signaldurchlaßbandes des Filters 12 entsprechende Trägerfrequenz ist. Durch diese Mischungen werden quadraturbezogene Signale I und Q erzeugt, die im Basisband Einseitenbandanteile und unerwünschte Anteile mit hohen Frequenzen haben. Die erwünschten Anteile der I- und Q-Signale werden durch Tiefpaßfilter 18, 20 selektiert und danach in Gegentaktmischstufen 22, 24 zu ihrer Trägerfrequenz (ωct) hin in der Frequenz hochgemischt. Die Signale dieser Mischstufen werden in einer Summierschaltung 25 kombiniert zum Schaffen eines Ausgangssignals an der Klemme 26.
Bei Datenübertragung wird eine ähnliche Anordnung verwendet wie die aus Fig. 1 um die Basisband I und Q modulierten Signale entsprechend den Daten in der Frequenz hochzumischen. Das Weaver-Verfahren kann ebenfalls dazu angewandt werden, Signale mit einer konstanten Umhüllenden für Mobilfunk mit Digitalübertragung zu erzeugen.
Ein Nachteil des Weaver-Verfahrens ist, daß es schwierig ist, den Frequenzhochmisch- oder HF-Teil als integrierte Schaltung auszubilden. Der Grund für diese Schwierigkeit ist die Tatsache, daß das Anpassen der Mischstufen 22, 24 (Fig. 1) kompliziert ist und es könnte notwendig sein, die Mischstufe auf einem Hochleistungspegel arbeiten zu lassen um die erwünschte Qualität zu erzielen. Es ist ebenfalls erforderlich, ein Paar Quadratur-Ortsoszillatoren zu bilden, die einen breiten Bereich von Frequenzen erzeugen können. Eine Fehlanpassung bei den Mischstufen oder eine Unzulänglichkeit in der Erzeugung des Quadratur-HF-Signals kann dafür sorgen, daß die unerwünschten Signalpegel ansteigen.
Die obengenannten Fehlanpassungsprobleme lassen sich dadurch vermeiden, daß digitale Abtastwerte der HF-Ortsoszillatoren erzeugt und daß statt der HF- Mischstufen digitale Multiplizierer verwendet werden. Dies ist in Fig. 2 der beiliegenden Zeichnung dargestellt, worin eine herkömmliche digitale Ausführungsform des Weaver-Verfahrens gezeigt wird. In Fig. 2 wird das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 12 in einem AD-Wandler 28 digitalisiert, der mit einer Taktfrequenz fs1 abgetastet wird. Die digitalisierten Signale werden den Mischstufen 14, 16 zugeführt, die digitalisierte Ortsoszillatorsignale cos[(2πf&sub1; · (m/fs 1)] bzw. sin(2πf&sub1; · m/fs1) empfangen. Die I- und Q-Signale der Mischstufen werden in Digitalfiltern 18, 20 tiefpaßgefiltert, wobei die Filter mit einer Frequenz fs&sub1; getaktet werden, was der Nyquist-Abtastfrequenz entspricht. Die mit fs&sub1; abgetasteten Ausgangssignale werden Interpolationsstufen 30 bzw. 32 zugeführt, die mit einer Abtastfrequenz Nfs arbeiten. Die Ausgangssignale der Interpolationsstufen 30, 32 werden in digitalen Multplizierstufen 34, 36 in der Frequenz hochgemischt, wobei diesen Stufen Quadraturträgersignale [2πfc·(n/Nfs)] bzw. [2πfc·(n/Nfs)] zugeführt werden. Die Ausgangssignale der digitalen Multiplizierstufen 34, 36 werden in der Summierschaltung 25 kombiniert und an der Klemme 26 erscheint das HF-Ausgangssignal. Diese digitale Ausführungsform des Weaver-Verfahrens bietet eine Qualitätsverbesserung, die durch einen größeren Stromverbrauch erzielt werden kann, da digitale Multiplizierstufen mehr verbrauchen als entsprechende analoge Mischstufen. Die Erzeugung von HF-Quadratursignalabtastwerten bring ein weiteres Problem auf dem Gebiet der Integration von Funkübertragung mit sich, wenn konstante Frequenzabtastung bei Hochfrequenz erforderlich ist. Die Sinus- und Cosinus-Abtastwerte lassen sich unter Verwendung von entweder Nachschlagtabellen oder durch Direktverarbeitung, aber keins der Verfahren ist für Integration interessant.
In US-A-4086536 sind mehrere Ausführungsformen des Weaver-Verfahrens beschrieben worden zur Anwendung bei Einseitenband-Sendeapparatur. Aber keine dieser Ausführungsformen beschreibt ein Verfahren zur digitalen Übersetzung des Modulationssignals zu der schlußendlichen Übertragungsfrequenz oder deutet auf ein solches hin. Insbesondere beschreibt die Patentschrift das Umwandeln eines digitalen Signals in ein analoges Signal zur Frequenzhochmischung für nachfolgende Übertragungszwecke.
Die vorliegende Erfindung hat u. a. zur Aufgabe, einen integrierbaren Einseitenband-Generator zu schaffen, der einen wirtschaftlichen Stromverbrauch hat.
Nach der vorliegenden Erfindung wird ein Einseitenband-Generator geschaffen mit Mitteln zum Liefern quadraturbezogener digitalisierter erster und zweiter Eingangssignale mit Basisbandfrequenz und mit Mitteln zur Frequenzumsetzung der genannten quadraturbezogenen ersten und zweiten Eingangssignale auf eine höhere Frequenz, mit dem Kennzeichen, daß das genannte Frequenzumsetzmittel ein erstes Interpolationsmittel aufweist zum Abtasten der digitalisierten ersten bzw. zweiten quadraturbezogenen Signale mit einer ersten Abtastfrequenz, die großer ist als die digitalisierte Frequenz zum Liefern quadraturbezogener Abtastwerte mit der genannten ersten Abtastfrequenz, ein zweites Interpolationsmittel zum Abtasten der quadraturbezogenen Abtastwerte des ersten Interpolationsmittels mit einer zweiten Abtastfrequenz, die ein Vielfaches der ersten Abtastfrequenz ist, zum Schaffen quadraturbezogener Abtastwerte mit einer zweiten Abtastfrequenz, und ein mit dem zweiten Interpolationsmittel gekoppeltes Multiplexmittel zum abwechselnden Abtasten der quadraturbezogenen Abtastwerte an Ausgängen des zweiten Interpolationsmittels mit der zweiten Abtastfrequenz zum Liefern eines digitalisierten Einseitenband-Signals mit der erwünschten höheren Frequenz, die ein Faktor der zweiten Abtastfrequenz ist.
Die Implementierung der Interpolationsmittel als ein erstes und zweites Interpolationsmittel macht es möglich, daß jedes Mittel an die zu erfüllende Aufgabe angepaßt werden kann. Das erste Interpolationsmittel arbeitet als Digitalfilter und dient dazu, die Wiederholungsfrequenz des Signals eines digitalen Tiefpaßfilters zu steigern um dieses Signal zur linearen Interpolation in dem zweiten Interpolationsmittel geeignet zu machen. Das zweite Interpolationsmittel arbeitet als lineares Interpolationselement, das die HF anhebt.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung entspricht die bei dem zweiten Interpolationsvorgang verwendete Abtastfrequenz der 4N-fachen Abtastfrequenz (fs), die bei dem ersten Interpolationsvorgang verwendet wurde, also 4Nfs, und der Multipliziervorgang erfolgt bei einer Taktimpulsfrequenz von 4Nfs zum Schaffen des Einseitenband-Signals mit Nfs.
Das gemultiplexte Ausgangssignal kann zum dritten Mal interpoliert werden um die Abtastfrequenz 4Nfs auf eine höhere Frequenz außerhalb der Bandbreite eines Tiefpaßfilters zu schieben, das mit einem mit dem Multiplexmittel gekoppelten DA-Wandler verbunden ist.
Das zweite Interpolationsmittel kann dazu vorgesehen sein, die Werte aller Abtastwerte der in der Frequenz hochgemischten ersten und zweiten digitalisierten Signale zu berechnen. Andererseits kann dadurch Strom gespart werden, daß nur die Werte derjenigen Abtastwerte berechnet werden, die nach dem Multiplexen zum Endsignal beitragen. Um dies zu erreichen werden nur die ungeradzahligen Abtastwerte in dem einen der ersten und zweiten interpolierten Signale berechnet und nur die geradzahligen Abtastwerte in dem anderen der ersten und zweiten interpolierten Signale.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 eine blockschematische Darstellung eines analogen Modulators, konstruiert nach dem Weaver-Verfahren,
Fig. 2 eine blockschematische Darstellung eines digitalisierten Modulators, konstruiert nach dem Weaver-Verfahren,
Fig. 3 eine blockschematische Darstellung einer Ausführungsform eines Einseitenband-Modulators nach der vorliegenden Erfindung,
Fig. 4 eine Darstellung der Impulsstoßantwort eines Interpolationsfilters,
Fig. 5 die Frequenzstoßantwort eines Interpolationsfilters,
Fig. 6 die Impulsstoßantwort eines Interpolationsfilters,
Fig. 7 zwei Abtastwerte der in Fig. 6 dargestellten Impulsstoßantwort, wobei diese Abtastwerte durch 1/fs voneinander zeitlich getrennt sind,
Fig. 8 eine blockschematische Darstellung eines linearen Interpolationsfilters,
Fig. 9 eine blockschematische Darstellung einer Ausführungsform eines Einseitenband-Modulators mit dem in Fig. 8 dargestellten linearen Interpolationsfilters, und
Fig. 10 eine blockschematische Darstellung einer anderen Ausführungsform eines Einseitenband-Modulators mit einem gegenüber dem aus den Fig. 8 und 9 alternativen linearen Interpolationsfilter.
In den Figuren sind entsprechende Elemente mit denselben Bezugszeichen angedeutet.
In Fig. 3 entspricht der dargestellte Einseitenbandmodulator dem nach Fig. 2, was die Interpolationsstufen 30, 32 anbelangt, die mit einer Abtastfrequenz, fs, arbeiten, die um einen Faktor 30 größer ist als die Frequenz am oberen Ende der Bandbreite der Tiefpaßfilter 18, 20. Die Ausgangssignale der Interpolationsstufen 30, 32 werden zweiten Interpolationsstufen 38, 40 zugeführt, die mit einer höheren Abtastfrequenz, Nfs, als fs arbeiten. Die Ausgangssignale der zweiten Interpolationsstufen 38, 40 werden in dem Multiplexer gemultiplext zum Liefern eines Ausgangssignals mit dem auf Nfs/4 zentrierten Einseitenbandsignal und dem Abtastfrequenzanteil in dem Ausgangssignal des Multiplexers, wobei das Ausgangssignal einer dritten Interpolationsstufe 44 zugeführt wird, die eine Abtastfrequenz aufweist, die ein ganzes Vielfaches von Nfs ist. Mit der dritten Interpolationsstufe 44 ist ein AD-Wandler 46 verbunden, der an der Klemme 26 ein Ausgangssignal liefert. Durch diese Technik wird das Frequenzband des Einseitenbandsignals um fs herum beibehalten, während der Nfs-Anteil zu einer Frequenz hochgemischt wird, die außerhalb des Durchlaßbereiches eines Filters in dem DA-Wandler 46 liegt. Gewünschtenfalls kann mit der Klemme 26 eine Superhet-Stufe verbunden werden um die Frequenz des Einseitenbandsignals zu steigern, das in einer derartigen Situation ein ZF-Signal darstellt.
Fig. 4 zeigt die Impulsstoßantwort eines Interpolationsfilters, das die zweite Interpolationsstufe 38 oder 40 enthalten kann. Die Ordinate stellt die Amplitude und die Abszisse die Zeit dar. Die Stoßantwort dauert zwei Bitperioden ± Ts, wobei Ts = 1/fs ist,und hat eine Übertragungsfunktion vom Typ sin²x/x². Die Form der Stoßantwort wird N-fach abgetastet mit einer Abtastfrequenz fs, d. h. Nfs. Wie in Fig. 5 dargestellt, weist die Frequenzkurve des Interpolationsfilters zu jedem ganzen Vielfachen von fs einen Nulldurchgang auf, aber das Signal bei Nfs wird nicht gedampft.
Wenn also die bei fs abgetasteten Abtastwerte dem Interpolationsfilter zugeführt werden, wird dieses Filter folglich als Signal zwischen fs und Nfs eliminieren. Das erzeugte Ausgangssignal weist eine interpolierte Version des Eingangssignals mit einer neuen Abtastfrequenz von Nfs auf.
Anhand der Fig. 6, 7 und 8 wird eine vereinfachte Art und Weise, ein Interpolationsfilter zu verwirklichen, beschrieben. Der Wert von N wird bestimmt durch die höchst erforderliche ganze Zahl, die verwendet wird zum Steigern der Abtastfrequenz fs. Bei Verwendung des Interpolationsfilters mit einer Filterkurve nach Fig. 6, beträgt die Länge der Stoßantwort -Ts bis Ts, was dem Wert 2/fs entspricht. Weiterhin wird es zu einem bestimmten Zeitpunkt nur zwei Abtastwerte x&sub1; und x&sub2; im Interpolationsfilter geben, die zu Zeitpunkten erscheinen werden, die durch T&sub5; = 1/fs voneinander getrennt sind. Bei der Verwirklichung des Interpolationsfilters als Transversalfilter sind deswegen gleichzeitig nur zwei Multiplizierer zusammen mit einer Addierschaltung erforderlich zum Summieren der multiplizierten Signalabtastwerte. Das resultierende Signal, y, das am Ausgang des Filters erscheint, wird gegeben durch:
y = ax&sub1; + bx&sub2; (1)
wobei a und b die Koeffizienten der Konvolution des Filters sind am n. und am (n+N). Abgriff. Da die in Fig. 6 dargestellte Impulsstoßantwort des Filters dreieckig ist, werden die Koeffizienten a und b gegeben durch:
a = n/N (2)
b = 1-n/N (3)
wobei N das zum Steigern der Abtastfrequenz verwendete ganze Vielfache ist.
Das Substituieren der Gleichungen (2) und (3) in der Gleichung (1) führt zu der nachfolgenden Gleichung:
y = ax&sub1; + bx&sub2; = x&sub2; + n(x&sub1; - x&sub2;)/N.
Das bedeutet, daß wenn die Abtastfrequenz fs um einen Faktor N gesteigert werden soll, die Differenz zwischen benachbarten Abtastwerten, x&sub1; und x&sub2;, bei der Abtastfrequenz fs erhalten wird und das Ergebnis durch den Interpolationsfaktor, N, geteilt wird. Der resultierende Quotient wird dann als Zuwachsrate genommen und zu jedem Zeitpunkt n zu dem Abtastwert x&sub2; addiert zum Erzeugen der interpolierten Abtastwerten des Eingangssignals mit der neuen Abtastfrequenz Nfs.
Fig. 8 zeigt eine Ausführungsform des Schrittfilters, verwirklicht um Folgendes zu implementieren
y = x&sub2; + n (x&sub1; - x&sub2;)/N.
Das mit fs abgetastete Signal wird einem Schieberegister oder einer mit Abgriffen versehenen Verzögerungsleitung 48 zugeführt. Es werden um 1/fs voneinander getrennte Abtastwerte x&sub1; und x&sub2; abgegriffen und einer Subtrahierstufe 50 zugeführt, welche die Differenz oder die Zuwachsrate (x&sub1;-x&sub2;) erzeugt, die einem Teiler 52 zugeführt wird, in der die Zuwachsrate durch N geteilt wird. Der Quotient aus dem Teiler wird zu dem Abtastwert x&sub2; in einem Akkumulator 54 hinzuaddiert zum Erzeugen der interpolierten Abtastwerte des Eingangssignals mit der neuen Abtastfrequenz Nfs.
Fig. 9 zeigt eine blockschematische Darstellung eines Einseitenbandmodulators nach der Erfindung. Der vordere Teil entspricht dem, der anhand der Fig. 3 beschrieben und darin dargestellt worden ist und wird der Kürze halber nicht näher beschrieben. Die zweiten Interpolationsstufen 38, 40 basieren auf der in Fig. 8 dargestellten Schaltungsanordnung mit einigen Änderungen. Im Falle der zweiten Interpolationsstufe 40 sind die Schaltungsstufen, die denen in der zweiten Interpolationsstufe 38 entsprechen, mit einem Bezugszeichen mit Akzent angegeben, d. h. 48', 50', 52' und 54'. Die Differenzen werden aber in den Teilerstufen 52 und 52' durch 4N geteilt und in den Akkumulatoren 54, 54' werden sie zu 4Nfs getaktet. Der Effekt dabei ist, daß die Zuwachsrate durch Teilung der Differenz durch 4N erhalten wird. Die Zuwachsrate wird danach zu dem verzögerten Signalabtastwert x&sub2; an regelmäßigen Taktimpulsstellen akkumuliert. Die Akkumulation beginnt jeweils dann, wenn ein neuer Abtastwert in das Schieberegister oder in die mit Abgriffen versehene Verzögerungsleitung 48, 48' eingegeben wird und dies dauert 4N Taktimpulsperiode, bis ein neuer Abtastwert in das Schieberegister eingelesen wird, so daß der Prozeß für einen neuen Wert von x&sub2; wiederholt wird.
Das Taktimpulssignal 4Nfs wird von einem Meister-Taktgenerator 56 abgeleitet, der mit einer höheren Frequenz als 4Nfs arbeitet und wird in einem Teiler 58 heruntergeteilt. Das heruntergeteilte Signal wird in einem anderen Teiler 60 durch 4N geteilt zum Liefern von Taktsignalen mit fs, wobei fs einen Wert der Größenordnung von 100 kHz hat, zu den Interpolationsstufen 30, 32. Das Taktsignal fs1 für den A/D-Wandler 28 und die digitalen Tiefpaßfilter 18, 20 wird durch Teilung von fs durch m, wobei m in der Größenordnung von 8 liegt, in einem Teiler 62 abgeleitet.
Der Multiplexer 42 schafft ein Einseitenbandsignal mit einer mit 4Nfs abgetasteten Nenn-Trägerfrequenz Nfs. Der Multiplexer 42 weist die elektronische Äquivalenz des Vierpolschalters 64 auf, der mit 4Nfs arbeitet. Von oben nach unten in Fig. 9 sind der erste und zweite Pol mit den Addierstufen 66, 66' der zweiten Interpolationsstufen 38 bzw. 40 verbunden, wobei diese Stufen digitale Abtastwerte liefern. Der dritte und vierte Pol schaffen invertierte Formen der Signale am ersten bzw. zweiten Pol. Das Ausgangssignal des Multiplexers 42 weist eine digitalisierte Form des Einseitenbandsignals mit der Nenn-Trägerfrequenz Nfs sowie der unerwünschten Abtastfrequenz von 4Nfs auf. Um die unerwünschte Abtastfrequenz zu eliminieren wird das Ausgangssignal des Multiplexers der dritten Interpolationsstufe 44 zugeführt, in der es mit der Taktfrequenz des Meister-Taktgenerators 56 abgetastet wird, wobei diese Frequenz über der Bandbreite eines mit dem Ausgang des D/A-Wandlers 46 verbundenen Tiefpaßfilters 68 liegt. Durch diesen Vorgang wird die Abtastfrequenz 4Nfs durch Interpolation eliminiert, so daß sie außerhalb der Bandbreite des Tiefpaßfilters 68 liegt.
Die Wirkung der in Fig. 9 dargestellten Schaltungsanordnung wird nun kurz beschrieben. Zum Erzeugen des erwünschten Einseitenbandsignals werden die erforderlichen Quadraturoszillatorabtastwerte 1, 0, -1, 0, 1, 0 und 0, 1, 0, -1, 0, 1 in dem I- bzw. Q-Kanal. Zur Verwirklichung des ZF-Teils werden diese I- und Q-Signal- Abtastwerte, die an den Ausgängen der Basisbandfilter 18, 20 erscheinen, zu einer Abtastfrequenz 4Nfs in den Interpolationsstufen 30, 38 und 32, 40 interpoliert. Diese Abtastwerte werden mit den HF-Oszillatorabtastwerten (siehe oben) multipliziert, so daß die abwechselnden Produkte der Multiplikation in dem I- und Q-Kanal dem Wert Null entsprechen. Der Multiplexer 42 selektiert wechselweise Abtastwerte von dem I- und Q-Kanal, wobei diese Abtastwerte nach D/A-Umwandlung und Filterung das Einseitenbandsignal am Ausgang 26 bilden.
Damit der Einseitenbandmodulator imstande ist, mit einem Gebiet von Trägerfrequenzen zu arbeiten, ist es notwendig, die verwendeten Abtastfrequenzen zu variieren. Um dies für eine bestimmte Trägerfrequenz fc zu tun, wird die Einseitenband-Signal-Abtastfrequenz 4Nfs viermal höher gewählt als fc. Die Abtastfrequenz fs für die Interpolationsstufen 30, 32 wird dadurch gewählt, daß 4Nfs durch 4N geteilt wird. Die Meister-Taktfrequenz wird erzeugt durch Verwendung einer phasenverriegelten Schleife. Die Ortsoszillatorfrequenz f&sub1; wird konstant gehalten.
Zwei Zahlenbeispiele der Art und Weise, wie die Frequenzen berechnet werden, folgen nun. Es wird vorausgesetzt, daß es erwünscht ist, die Einseitenband- Erzeugung über den Frequenzbereich von 0 bis 10 MHz zu decken und folglich ist die Bandbreite des Tiefpaßfilters 68 10 MHz. In dem ersten Zahlenbeispiel wird vorausgesetzt, daß das Einseitenbandsignal mit einer Frequenz nachfolgenden Frequenz übertragen werden soll:
Nfs = 5 MHz
4Nfs = 20 MHz
wobei fs in der Größenordnung von 100 kHz liegen soll und dazu soll N = 5000/100 = 50 (und 4N = 200) sein.
Wenn m = 8, ist fs1 = 12,5 kHz.
Da 4Nfs = 20 MHz außerhalb der Bandbreite des Tiefpaßfilters 68 liegt, wird sie auf einen akzeptierbaren Pegel gedämpft. In dieser Situation gibt es keinen Anlaß die dritte Interpolationsstufe 44 zu verwenden.
In dem zweiten Zahlenbeispiel wird vorausgesetzt, daß das Einseitenbandsignal mit einer nachfolgenden Frequenz übertragen werden soll
Nfs = 1 MHz
so daß 4Nfs = 4 MHz ist,
wobei fs auf 100 kHz gehalten wird und deswegen ist N = 1000/100 = 10 (und 4N = 40). Die Werte von m und fs1 werden auf 8 bzw. 12,5 kHz gehalten.
Da 4Nfs = 4 MHz ist, was innerhalb der 10 MHz Bandbreite des Tiefpaßfilters 68 ist, werden der Interpolationsfaktor und die Abtastfrequenz der dritten Interpolationsstufe 44 auf 3 bzw. 12 MHz gesetzt. Auf diese Weise teilt die Teilerstufe 58 die 12 MHz durch 3 um den erwünschten Wert 4Nfs zu erhalten.
Wenn eine neue Trägerfrequenz gewählt wird, werden die Berechnungen wiederholt und die Meister-Takfrequenz und die betreffenden Teilerstufen werden entsprechend bestimmt.
Durch die Wirkung des Multiplexers 42 bei 4Nfs werden ungeradzahlige Abtastwerte aus dem beispielsweise I-Kanal und geradzahlige Abtastwerte aus dem anderen, dem Q-Kanal, selektiert. Dadurch werden die nicht-selektierten Abtastwerte nicht verwendet. Folglich gibt es keinen Anlaß die geradzahligen Abtastwerte in dem I- Kanal und die ungeradzahligen Abtastwerte in dem Q-Kanal zu berechnen. Auf diese Weise kann die bei der Beschreibung des Fig. 8 gegebene Interpolationsgleichung geändert werden zum Bilden von Gleichungen für yI und yQ, wobei
y&sub1; = x&sub2;I + 2n (x&sub1;I-x&sub2;I)/4N
und yQ = x&sub2;Q + (2n+1) (x&sub1;Q-x&sub2;Q)/4N,
Durch diese Modifikation werden die zweiten I- und Q-Interpolationsstufen 38, 40 mit 2fs betrieben und die Signale werden bei 4Nfs gemultiplext.
Eine Ausführungsform der Erfindung, bei der die modifizierten Gleichungen implementiert worden sind, ist in Fig. 10 dargestellt. Der Kürze wegen werden nur die Unterschiede zwischen den Ausführungsformen der Fig. 9 und 10 beschrieben. Der Meister-Taktgenerator 56 ist mit dem Teiler 58 verbunden, der ein Ausgangssignal mit 2Nfs liefert. Der Multiplexer 42 wird getaktet mit 4Nfs. Das Signal mit 2Nfs wird zunächst dem Teiler 60 zugeführt, in dem es durch 2N heruntergeteilt wird zum Liefern des Taktsignals fs zu den Interpolationsstufen 30, 32 und zweitens zum Steigern eines Zählers 40 um zwei Schritte gleichzeitig. Der Zähler 70 wird zu den Zeitpunkten, an denen Daten in die Schieberegister 48, 48' eingelesen werden. Das Ausgangssignal des Zählers 70 wird einem Multiplizierer 54' und einem Addierer 74 zugeführt, in dem es zu dem von einer Stufe 72 gelieferten Wert + 1 hinzuaddiert wird. Die Summe 2n+ 1 wird dem Multiplizierer 54 zugeführt. In dem Multiplizierer 54 wird die von dem Teiler erhaltene Zahl mit 2n+ 1 multipliziert zum Erhalten der Zuwachsraten für den Kanal I. Auf ähnliche Weise wird in dem Multiplizierer 54' das Ausgangssignal des Teilers 52' durch 2n multipliziert zum Erzeugen der Zuwachsraten für den Q-Kanal.
Die Einseitenbandmodulatoren in den Fig. 9 und 10 können als integrierte Schaltungen gestaltet sein. Gewünschtenfalls kann ein Signalprozessor verwendet werden zum Bilden der Basisbandmischstufen 14, 16 und der Interpolationsstufen 30, 32, 38 und 40.

Claims

1. Einseitenbandgenerator mit Mitteln (28, 14, 16, 18, 20) zum Liefern quadraturbezogener digitalisierter erster und zweiter Eingangssignals mit Basisbandfrequenzen und mit Mitteln zur Frequenzumsetzung der genannten quadraturbezogenen ersten und zweiten Eingangssignale auf eine höhere Frequenz, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte Frequenzumsetzmittel ein erstes Interpolationsmittel (30, 32) aufweist zum Abtasten der digitalisierten ersten bzw. zweiten quadraturbezogenen Signale mit einer ersten Abtastfrequenz (fs), die großer ist als die digitalisierte Frequenz (fs1) zum Liefern quadraturbezogener Abtastwerte mit der genannten ersten Abtastfrequenz, ein zweites Interpolationsmittel (38, 40) zum Abtasten der quadraturbezogenen Abtastwerte des ersten Interpolationsmittels mit einer zweiten Abtastfrequenz, die ein Vielfaches (4Nfs) der ersten Abtastfrequenz (fs) ist, zum Schaffen quadraturbezogener Abtastwerte mit einer zweiten Abtastfrequenz, und ein mit dem zweiten Interpolationsmittel gekoppeltes Multiplexmittel (42) zum abwechselnden Abtasten der quadraturbezogenen Abtastwerte an Ausgängen des zweiten Interpolationsmittels (38, 40) mit der zweiten Abtastfrequenz zum Liefern eines digitalisierten Einseitenbandsignals mit der erwünschten höheren Frequenz (Nfs), die ein Faktor der zweiten Abtastfrequenz ist.

2. Einseitenbandgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Interpolationsmittel (38, 40) die Signale am Ausgang des ersten Interpolationsmittels mit einer zu der ersten Abtastfrequenz vierfachen zweiten Abtastfrequenz, d. h. 4Nfs, abtastet und daß das Multiplexmittel (42) mit 4Nfs arbeitet zum Liefern eines Ausgangssignals mit Nfs.

3. Einseitenbandgenerator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Digital-Analog-Wandler (46) mit dem Multiplexmittel (42) gekoppelt ist und ein Tiefpaßfilter (68) mit dem Ausgang des D/A-Wandlers (46) verbunden ist.

4. Einseitenbandgenerator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das dritte Interpolationsmittel (44) mit einem Ausgang des Multiplexmittels (42) verbunden ist, wobei das dritte Interpolationsmittel (44) mit einer Abtastfrequenz arbeitet, die größer ist als die zweite Abtastfrequenz, damit die interpolierte letztere Abtastfrequenz außerhalb der Bandbreite des Tiefpaßfilters liegt.

5. Einseitenbandgenerator nach-einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Interpolationsmittel (38, 40) Mittel (48, 50, 52, 54) aufweist zum Implementieren der Gleichung

y = ax&sub1; + bx&sub2;

= x&sub2;+ n (x&sub1; - x&sub2;)/N

wobei x&sub1; und x&sub2; Abtastwerte der Impulsstoßantwort eines Filters sind, die durch 1/fs in der Zeit voneinander getrennt sind, wobei (x&sub1; - x&sub2;) die Differenz in der Amplitude der beiden Abtastwerte ist und wobei N das Vielfache der Abtastfrequenz (fs) des ersten Interpolationsmittels ist zum Erhalten des Einseitenbandsignals.

6. Einseitenbandgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Interpolationsmittel (38, 40) dazu vorgesehen ist, die ungeradzahligen Abtastwerte eines der quadraturbezogenen Signale zu behandeln, die von dem ersten Interpolationsmittel (30, 32) herrühren, und die geradzahligen Abtastwerte des anderen Signals der quadraturbezogenen Signale, die von dem ersten Interpolationsmittel erhalten werden.

7. Einseitenbandgenerator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Interpolationsmittel (38, 40) Mittel (48, 50, 52, 54, 66, 70, 72, 74) aufweist zum Implementieren der Interpolationsgleichungen

y&sub1; = x&sub2;I + 2n (x&sub1;I-x&sub2;I)/4N

und yQ = x&sub2;Q + (2n+1) (x&sub1;Q-x&sub2;Q)/4N,

wobei yI und yQ die von dem zweiten Interpolationsmittel erzeugten quadraturbezogenen Signale sind, wobei x&sub1;I, x&sub2;I und x&sub1;Q, x&sub2;Q Abtastwerte sind, die durch 1/fs der Impulsstoßantwort des Filters in der Zeit voneinander getrennt sind, wobei (x&sub1;I-x&sub2;I) und (x&sub1;Q-x&sub2;Q) die Amplitudendifferenz zwischen den betreffenden Abtastwertepaaren ist und wobei N das Vielfache der Abtastfrequenz (fs) des ersten Interpolationsmittels ist zum Erhalten des Einseitenbandsignals.

8. Einseitenbandgenerator nach Anspruch 5, 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Interpolationsmittel (38, 40) für jedes der quadraturbezogenen Signale ein Schieberegistermittel (48, 48') aufweist zum Speichern von Bits von dem ersten Interpolationsmittel (30, 32), Mittel zum Abtasten der Amplitude der gespeicherten Bits, Subtrahiermittel (50, 50') zum Erhalten der Differenz zwischen den Amplituden zweier in der Zeit durch 1/fs getrennter Bits und Mittel (54, 54') zum Addieren der erhaltenen Differenz zu der Amplitude des zweiten Abtastwertes.

9. Einseitenbandgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Multiplexmittel (42) ein Mittel aufweist zum Schaffen der Abtastwerte mit einer höheren Abtastfrequenz der betreffenden quadraturbezogenen Signale und der invertierten Werte der genannten betreffenden quadraturbezogenen Signale und ein Mittel (64) zum Abtasten des genannten Abtastwerte und der genannten invertierten Werte.

10. Integrierte Schaltung mit einem Einseitenbandgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 9.