DE69107679T2 - Quadraturdemodulator. - Google Patents

Description

• Diese Erfindung betrifft eine Demodulationsanordnung, um ein Inphase- (I) und ein Quadratur- (Q) Ausgangssignal aus einem Eingangshochfrequenzsignal (HF) zu gewinnen.
• Im Bereich der HF-Kommunikation ist es bisweilen erforderlich, das Basisbandsignal in einer Form zu erhalten, die I- und Q-Anteile besitzt. Das zur Zeit von GSM vorgeschlagene Paneuropäische digitale Mobilfunksystem verwendet z.B. die Gaußsche Minimal-Phasenlagenmodulation (GMSK). In diesem Fall wird die IQ-Darstellung benötigt, weil das GMSK-Spektrum um den Träger herum unsymmetrisch ist.
• Fig. 1 zeigt eine typische Funkempfänger-Eingangsstufenkonfiguration, die einen herkömmlichen Quadraturdemodulator nach dem Stand der Technik verwendet. Das HF-Signal wird von der Antenne 1 empfangen. Ein mit der Antenne 1 verbundener Duplexer 2 läßt das Empfangsband passieren und unterdrückt das Sendeband. Nach einer rauscharmen Verstärkung im Verstärker 3 wird das Signal dann an einen Mischer 4 angelegt, der das Signal auf eine feste Zwischenfrequenz (ZF), geeigneterweise 45MHz heruntermischt. Zu diesem Zweck wird ein lokal erzeugtes Signal mit einer vorbestimmten Frequenz von dem Frequenz-Synthesizer 5 an den Mischer 4 angelegt. Das Ausgangssignal wird an ein Bandpaßfilter 6 angelegt, um den benötigten Kanal zu trennen. Bei dieser Stufe wird der Hub der Fading-Hüllkurve durch einen Begrenzer 7 oder eine automatische Verstärkungsregelung entfernt oder abgeschwächt. Diese Maßnahme ist erforderlich, um den ganzen Dynamikbereich der nachfolgend benutzten Analog/Digital-Umsetzer (ADC) so viel und so oft wie möglich auszunutzen.
• Das Basisbandsignal wird mit Hilfe eines herkömmlichen Quadraturdemodulators in IQ-Form erhalten. Die I- und Q-Kanäle werden in zwei betreffenden Zweigen der Demodulationsschaltung mit Hilfe eines jeweiligen Mischers 10, 11 und Lokaloszillators 8, 9 gewonnen, wobei das Signal vom Lokaloszillator 9 in bezug auf das Signal vom Lokaloszillator 8 um 90º in der Phase verschoben wird. Die I- und Q-Kanäle werden in den Filtern 12 bzw. 13 getrennt gefiltert, bei 14 und 15 abgetastet und dann von den ADCs 16 und 17 mit z.B. 8 Bit Auflösung digitalisiert (Diese Genauigkeit kann vermindert werden, wenn ständig eine Begrenzung aufrechterhalten wird).
• Der oben beschriebene herkömmliche Quadraturdemodulator leidet unter dem Nachteil, daß er anfällig ist für Ungleichgewichte zwischen den nicht idealen Mischern, Filtern, Abtastern und ADCs in den mit dem I- bzw. Q-Kanal verbundenen zwei getrennten Schaltungszweigen.
• In der Absicht, die mit dem herkömmlichen Quadraturdemodulator verbundenen Probleme zu überwinden, schlägt der Artikel in 1984 IEEE Communications, Seiten 821-824, von Charles M. Rader eine alternative Anordnung vor, die eine Kombination aus Mischung auf eine sehr niedrige ZF-Frequenz, Abtastung und Digitalisierung und anschließender Verwendung digitaler Filterung benutzt. Das benutzte komplexe Digitalfilter umfaßt ein Paar von Rückkopplungs-Filterabschnitten, die jeweils zu den I- und Q-Kanälen gehören. Dieses Filter mit unbegrenztem Ansprechen auf Impulse (IIR-Filter genannt) wirkt daher wie ein digitaler Phasenteiler. IIRs besitzen jedoch den Nachteil, daß der Phasengang nichtlinear ist und Verzerrung zulassen kann.
• Erfindungsgemäß wird eine Demodulationsvorrichtung zur Gewinnung eines Inphase- (I) und eines Quadratur- (Q) Ausgangssignals aus einem Eingangs- (HF) Hochfrequenzsignal zur Verfügung gestellt, die umfaßt:
• eine HF-Signal-Eingangseinrichtung zur Abwärtswandlung des HF-Signals in ein Zwischenfrequenz- (ZF) Signal, wobei der Wert des ZF-Signals gleich der Datensymbol-Übertragungsrate ist und die Datensymbol-übertragungsrate die Zahl von Datensymbolen ist, die pro Zeiteinheit von dem Sender übertragen wird,
• eine Einrichtung zum Abtasten des ZF-Signals, wobei die Einrichtung angepaßt ist, um das ZF-Signal mit einem ganzzahligen Vielfachen von viermal der Datensymbol-Übertragungsrate abzutasten,
• eine Einrichtung zum Digitalisieren des abgetasteten Signals,
• eine digitale Filtereinrichtung, die zwei Vorwärtskopplungs-Filterabschnitte umfaßt, wobei die digitale Filtereinrichtung angepaßt ist, um ein Band von Frequenzen einschließlich des positiven Wertes der Frequenz (+fo) hlndurchgehen zu lassen, das der Frequenz (fo) des ZF-Signals entspricht, und ein Band von Frequenzen elnschließlich des negativen Wertes der Frequenz (-fo) abzuschwächen, das der Frequenz (fo) des ZF-Signals entspricht, und
• eine Einrichtung, um die digitalisierte Signalabtastung selektiv an die zwei Abschnitte der digitalen Filtereinrichtung anzulegen, wodurch von den zwei Filterabschnitten I- bzw. Q-Signale ausgegeben werden.
• Es wird angemerkt, daß, wenn hierin benutzt, der Begriff Demodulieren ein Verfahren zur Gewinnung von Inphase- und Quadratur-Momentanwerten aus einem HF-Eingangssignal betrifft und demnach der Begriff Quadraturdemodulator benutzt wird.
• Verglichen mit dem oben beschriebenen herkömmlichen Quadraturdemolator besitzt eine erfindungsgemäße Anordnung den Vorteil, daß nur ein einziger Mischer, Filter und ADC in der Phasenteilungs- und Abtaststufe verwendet werden. Durch Halbierung der Zahl von Bauteilen kann auch der Stromverbrauch bedeutend gesenkt werden. Ferner wird das Problem der Anpassung der Verstärkung und des Phasengangs zwischen zwei Komponenten vermieden, da nur ein einziger Mischer, Filter, Abtaster und ADC verwendet werden müssen. Im Gegensatz zu der Anordnung in dem oben zitierten IEEE-Artikel ermöglicht es ferner die Verwendung eines Vorwärtskopplungs-Filters, d.h. eines Filters mit begrenztem Impulsansprechen (FIR-Filter), daß das Filter einen im wesentlichen linearen Phasengang besitzt und praktisch frei von Phasenverzerrung ist.
• Die digitale Filtereinrichtung wird geeigneterweise adaptiert, um ein Band von Frequenzen einschließlich der positiven Frequenz hindurchgehen zu lassen, das der Frequenz des ZF-Slgnals entspricht, und ein Band von Frequenzen einschließlich der negativen Frequenz, das der Frequenz des ZF-Signals entspricht, abzuschwächen. In diesem Fall ist das Ergebnis ein komplexes Signal, und das komplexe Digitalfilter kann in einen reellen Teil und einen imaginären Teil, die dem I- bzw. Q-Signal entsprechen, geteilt werden.
• Ferner ist die Abtasteinrichtung adaptiert, um das ZF-Slgnal mit einem ganzzahligen Vielfachen von viermal der Datensymbol-Übertragungsrate abzutasten. Die Digitalfiltereinrichtung trennt sich daher sauber in zwei Vorwärtskopplungs-Filterabschnitte.
• Der hierin verwendete Begriff Datensymbol-Übertragungsrate bedeutet wie üblich die Anzahl der vom Sender pro Zeiteinheit übertragenen Datensymbole, wobei der Wert als dem Empfänger bekannt angenommen wird.
• Eine Ausführung der Erfindung wird nun in Form eines Beispiels mit Verweis auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, in denen
• Fig. 1 ein schematisches Schaltbild eines Eingangsteils eines Funkempfängers ist, der einen Quadraturdemodulator nach dem Stand der Technik umfaßt,
• Fig. 2 ein schematisches Schaltbild einer erfindungsgemäßen Quadratur- Demodulationsvorrichtung ist,
• Fig. 3a den Frequenzgang eines Digitalfilters zeigt,
• Fig. 3b das frequenzverschobene Ansprechen des in der Schaltung von Fig. 2 verwendeten Dlgitalfilters zeigt, und
• Fig. 4a und 4b schematische Blockschaltbilder der in der Schaltung von Fig. 2 verwendeten Filterabschnitte sind.
• Die in Fig. 2 dargestellte Quadratur-Demodulationsvorrichtung kann in einer Eingangsstufe eines Funkempfängers enthalten sein, die der in Fig. 1 gezeigten ähnlich ist.
• In diesem Fall wird jedoch der ZF-Ausgang der AGC/Begrenzer-Stufe 7 in einer zweiten Mischerstufe 24 durch Mischen mit einem Signal mit einer vorbestimmten Frequenz von einem Lokaloszillator 25 weiter auf eine zweite Zwischenfrequenz abwärtsgewandelt. Abhängig von der gewünschten zweiten ZF und den Anforderungen der Mischstufe kann für die erste ZF-Frequenz jeder beliebige Wert gewählt werden.
• Die zweite ZF-Frequenz fo wird so gewählt, daß sie gleich der Datensymbol-übertragungsrate fs ist, d.h. fo = fs.
• Der zweite ZF-Signalausgang vom Mischer 24 wird von dem Bandpaßfilter 26 gefiltert, danach durch den Abtaster 27 abgetastet und durch den ADC 28 digitalisiert. Die Abtastrate wird so gewählt, daß sie ein Faktor von viermal der Datensymbol-übertragungsrate ist. So kann z.B. eine vierfache oder achtfache überabtastung benutzt werden. Die Auflösung des ADC 28 kann z.B. 8 Bit betragen. Bei der vorliegenden Ausführung wird eine Vierfach-Überabtastung verwendet.
• Der Ausgang vom ADC 28 wird dann an ein komplexes Digitalfilter 29 angelegt. Das Filter 29 ist ein Filter mit begrenztem Impulsansprechen (FIR-Filter), das R(z) als seinen reellen Teil 39 und I(z) als seinen imaginären Teil 31 umfaßt.
• Wie bekannt ist, besitzt, wenn ein reelles Signal auf eine ZF-Frequenz fo abwärtsgewandelt wird, das resultierende Signal auch ein auf -fo zentriertes Spiegelsignal. Das Prinzip der bei der vorliegenden Erfindung verwendeten Phasenteilung beinhaltet die Verwendung eines reellen Tiefpaß-FIR für das komplexe Digitalfilter 29 und die Anordnung, daß das Paßband mit dem +fo Spiegelsignal übereinstimmt, aber das Spiegelsignal bei -fo blockiert wird, was, wie nun erklärt werden wird, einen komplexen Signalausgang zur Folge hat.
• Fig. 3a zeigt den Frequenzgang eines allgemeinen FIR-Filters. Das Paßband ist auf ωT = 0 zentriert, wobei T die Abtastperiode und ω die Kreisfrequenz ist. Die Übertragungsfunktion des Filters im z-Bereich, H(z) ist gegeben durch
• H(z) = ai z-i
• Dies in den ω- (Frequenz) Bereich übertragen ergibt
• H(z) T H(ejwT)
• H(ejwT) = ai e-jwTi
• Im allgemeinen kann der Frequenzgang von ω nach ω' durch einen Betrag ωo übertragen werden, d.h.
• ω' = ω + ωo
• Daher ω = (ω' - ωo)
• Deshalb
• H(ej(ω'-ωo)T) = ai e-j(ω' - ωo) Ti
• = Σ ai ejωo Ti e-jω' Ti
• Die neue z-Transformation H'(z) des frequenzverschobenen Filters ist daher:
• = H'(z) = ai ejωo iT z-i ..... (1)
• Somit ist zu sehen, daß jedes Glied von H(z) durch den Faktor ej iT modifiziert wird.
• Nun T = 1/(fADC)
• wo fADC die Abtastrate des ADC 28 ist. Wenn vierfache Überabtastung verwendet wird, ist
• fADC = 4fo
• Daher T = 1/(4f0) .... (2)
• Wenn die Frequenzverschiebung gewählt, daß sie ein 1/4 der ADC-Abtastrate, d.h. (fADC/4) = fo, beträgt, dann ist
• ωo = 2πfo .... (3)
• Einsetzen der Gleichungen (2) und (3) in Gleichung (1) ergibt
• H'(z) = Σ aiejiπ/2 z-i .... (4)
• Fig. 3b zeigt das frequenzverschobene Spektrum 61 des Fllters H'(z) in diesem besonderen Fall, wo die Frequenzverschiebung gewählt wird, daß sie 1/4 der ADC-Abtastrate beträgt. Man kann sehen, daß der maximale Durchlaßbereich nun bei π/2 erscheint, was einer Frequenz +fo entspricht. Fig. 3b zeigt auch den +fo-Spektrumanteil 62 sowie den -fo-Spektrumanteil 63 des HF-Signals. Nur der +fo-Anteil 62 liegt innerhalb des Filterspektrums 61. Mit anderen Worten, das Paßband stimmt mit dem +fo-Spiegelsignal überein, aber das Filter sperrt das -fo-Spiegelsignal.
• Gemäß der Gleichung (4) fallen die Summierungsglieder abwechselnd in reelle und imaginäre Werte wie folgt:
• Das erste Glied ist, wenn i = 0
• ao ejo z&supmin;&sup0; = a&sub0;
• Das zweite Glied ist, wenn i = 1
• a&sub1; ejπ/² z&supmin;¹ = J ai z&supmin;¹
• Das dritte Glied ist, wenn i = 2
• a&sub2; ejπ z&supmin;² = a&sub2; z&supmin;²
• Das vierte Glied ist, wenn i = 3
• a&sub3; ej³π² z&supmin;² = -ja&sub3; z&supmin;³
• Das fünfte Glied ist, wenn i = 4
• a&sub4; ej²π z&supmin;&sup4; = a&sub4; z&supmin;&sup4;
• und so weiter für die nachfolgenden Glieder.
• Somit ist zu erkennen, daß die ungeraden Glieder reine reelle Werte und die geraden Glieder reine imaginäre Werte aufweisen. In diesem besonderen Fall (d.h., wo der Frequenzgang um ein viertel der ADC- Abtastrate verschoben wird) trennt sich das Digitalfilter einwandfrei in zwei einzelne (kleinere) Vorwärtskopplungs-Filterabschnitte 30, 31, die dem reellen und imaginären Teil R(z) bzw. I(z) zugeordnet sind, siehe Fig. 2. Der Aufbau der Filterabschnitte 30 und 31 wird im Folgenden ausführlicher mit Verweis auf Fig. 4a und 4b erörtert.
• Aus der vorangehenden Analyse ist ersichtlich, daß, wenn der Filterausgang um 2n durch die Abtastung herabgesetzt wird, nur ungerade Momentanwerte (d.h. wenn i einen ungeraden Wert annimmt) zur Berechnung von Q und nur gerade Momentanwerte (d.h. wenn i einen geraden Wert annimmt) zur Berechnung von I benötigt werden. Daher werden nur die geraden Momentanwerte an den Vorwärtskopplungs-Fllterabschnitt 30 und die ungeraden Momentanwerte an den Vorwärtskopplungs-Fllterabschnitt 31 angelegt, wie in Fig. 2 gezeigt.
• Der Anmelder hat ein FIR 29 fünfzehnter Ordnung benutzt, das acht Anzapfungen im Vorwärtskopplungs-Filterabschnitt 30 und sieben Anzapfungen im Vorwärtskopplungs-Filterabschnitt 31, wie in Fig. 4a und 4b gezeigt und nachfolgend ausführlicher beschrieben, umfaßt. Abhängig von spezifischen Entwurfsgegebenheiten können die zwei Filterabschnitte mehr oder weniger Anzapfungen umfassen.
• Die gewünschten I- und Q-Signale werden durch Abtasten des Ausgangs der Filterabschnitte 30 und 31 mit den Abtastern 51 und 52 erhalten. Bei der hier beschriebenen spezifischen Ausführung wird bevorzugt eine Vierfach-Abwärtsabtastung angewandt, d.h. die Ausgangsabtastrate ist gleich der ZF-Frequenz fo = (fADC/4). In diesem Fall wird das komplexe Signal automatisch in IQ-Form ausgegeben. Alternative endgültige Abtastraten können, wie oben erwähnt, benutzt werden, d.h. Abwärtsabtasten um 2n, aber dann können weitere Berechnungen erforderlich sein. Im Fall der Zweifach-Abwärtsabtastung (d.h. eine endgültige Abtastrate = 2fo), wird z.B. jeder Abtastwert um π gedreht, und abwechselnde Abtastungen müßten daher im Vorzeichen umgekehrt werden, um die I- und Q-Anteile zu gewinnen. Wenn die ZF-Frequenz fo ein ganzzahliges Vielfaches der engültigen Abtastrate bei den Abtastern 51 und 52 ist, ist im allgemeinen keine Vorzeichenumkehr erforderlich.
• Gemäß Fig. 4a umfaßt der Vorwärtskopplungs-Filterabschnitt 30 ein Transversalfilter, das durch eine angezapfte Verzögerungsleitung 32 gebildet wird, die acht Anzapfungen umfaßt, die mit jeweiligen Vervielfachern 33 bis 40 verbunden sind, in denen die gewonnenen Signale mit jeweiligen Wichtungsfaktoren Wo bis W&sup7; multipliziert werden. Bei einer spezifischen Ausführung hat der Anmelder die folgenden Wichtungskoeffizienten mit einer Genauigkeit von 8 Bit quantisiert, nämlich W&sub0; =4, W&sub1; =0, W&sub2; =-12, W&sub3; = -72, W&sub4; =72, W&sub5; =12, W&sub6; =0, W&sub7; =-4. Die Ausgänge der Vervielfacher werden in einer Additionsstufe 41 summiert, deren Ausgang die I-Form des Signals bildet.
• Gemäß Fig. 4b umfaßt der Vorwärtskopplungs-Filterabschnitt 31 ähnlich ein Transversalfilter, das durch eine angezapfte Verzögerungsleitung 42 gebildet wird, die sieben Anzapfungen umfaßt, die mit jeweiligen Vervielfachern 43 bis 49 verbunden sind, in denen die gewonnenen Signale mit jeweiligen Wichtungsfaktoren W&sub8; bis W¹&sup4; multipliziert werden. In Verbindung mit den oben für den Filterabschnitt 30 genannten Wichtungsfaktoren hat der Anmelder die folgenden Wichtungskoeffizienten mit einer Genauigkeit von 8 Bit quantisiert, nämlich W&sub8; =8, W&sub9; =14, W&sub1;0 =22, W&sub1;&sub1; =96, W&sub1;&sub2; =22, W&sub1;&sub3; =14, W&sub1;&sub4; =8. Die Ausgänge der Vervielfacher werden in einer Additionsstufe 50 summiert, deren Ausgang die Q-Form des Signals bildet.
• In Anbetracht des Vorangehenden wird es für eine in der Technik erfahrene Person einleuchtend sein, daß verschiedene Modifikationen innerhalb des Umfangs der vorliegenden Erfindung vorgenommen werden können. Zum Beispiel können die verschiedenen Abtastraten nach Maßgabe der besonderen Umstände und Anforderungen gewählt werden. Ferner können die zwei Vorwärtskopplungs-Filterabschnitte, abhängig von der gewünschten spezifischen Filtercharakteristik (Frequenzgang), weniger oder mehr als fünfzehn Anzapfungen umfassen. Auch können die zwei Filterabschnitte eine gleiche Anzahl von Anzapfungen umfassen, oder der Filterabschnitt 31 kann eine ungerade Zahl von Anzapfungen umfassen, während der Filterabschnitt 30 eine gerade Zahl von Anzapfungen besitzt.

Claims (5)

1. Demodulationsvorrichtung zur Gewinnung eines Inphase- (I) und eines Quadratur- (Q) Ausgangssignals aus einem Eingangs- (HF) Hochfrequenzsignal, die umfaßt:

eine HF-Signal-Eingangseinrichtung (24,25) zur Abwärtswandlung des HF- Signals in ein Zwischenfrequenz- (ZF) Signal, wobei der Wert des ZF- Signals gleich der Datensymbol-Übertragungsrate ist und die Datensymbol-Übertragungsrate die Zahl von Datensymbolen ist, die pro Zeiteinheit von dem Sender übertragen wird,

eine Einrichtung (27) zum Abtasten des ZF-Signals, wobei die Einrichtung angepaßt ist, um das ZF-Slgnal mit einem ganzzahligen Vielfachen von viermal der Datensymbol-Übertragungsrate abzutasten,

eine Einrichtung (28) zum Digitalisieren des abgetasteten Signals,

eine digitale Filtereinrichtung (29), die zwei Vorwärtskopplungs-Filterabschnitte (30,31) umfaßt, wobei die digitale Filtereinrichtung angepaßt ist, um ein Band von Frequenzen einschließlich des positiven Wertes der Frequenz (+fo) hindurchgehen zu lassen, das der Frequenz (fo) des ZF-Signals entspricht, und ein Band von Frequenzen einschließlich des negativen Wertes der Frequenz (-fo) abzuschwächen, das der Frequenz (fo) des ZF-Signals entspricht, und

eine Einrichtung (29), um die digitalisierte Signalabtastung selektiv an die zwei Abschnitte der digitalen Filtereinrichtung anzulegen, wodurch von den zwei Filterabschnitten I- bzw. Q-Signale ausgegeben werden.

2. Demodulationsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die digitale Filtereinrichtung angepaßt ist, um ein Band von Frequenzen hindurchgehen zu lassen, das im wesentlichen auf den positiven Wert der Frequenz (+fo), entsprechend der Frequenz fo des ZF-Signals, zentriert ist, und ein Band von Frequenzen abzuschwächen, das im wesentlichen auf den negativen Wert der Frequenz (-fo), entsprechend der Frequenz (fo) des ZF-Signals, zentriert ist.

3. Demodulationsvorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, mit einer Einrichtung (51,52), die den Ausgang von den zwei Vorwärtskopplungs-Filterabschnitten mit einer Rate abtastet, die im wesentlichen gleich einem ganzzahligen Vielfachen der ZF-Frequenz (fo) ist.

4. Demodulationsvorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die zwei Abschnitte der digitalen Filtereinrichtung je eine angezapfte Verzögerungsleitung (32,42) mit einer ungleichen Zahl von Anzapfungen in jedem Abschnitt umfassen.

5. Demodulationsvorrichtung nach Anspruch 4, bei der einer der zwei Abschnitte der digitalen Filtereinrichtung eine Anzapfung mehr besitzt als der andere der zwei Abschnitte der Filtereinrichtung.