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Anordnung zur selbsttätigen Korrektur von Veränderungen phasenmodulierter
elektrischer Datensignale Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zum selbsttätigen
Augleich von Veränderungen phasenmodulierter, elektrischer Datensignale durch lineare
Ubertragungsverzerrungen, insbesondere Laufzeit- und Dämpfungsverzerrungen, mit
Netzwerken zur Zerlegung des Eingangssignals in lineare, voneinander weitgehend
unabhängige Teilsignale und Stellglieder mit regelbarem Verstärkungsfaktor zur unterschiedlichen
Wichtung jedes einzelnen Teilsignals.
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Bei der schnellen Ubertragung von digitalen Daten führen Laufzeit-
und Dämpfungsverzerrungen der Verbindung, z.B.
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eines Fernsprechkanals, zu Verformungen der übertragenen Signale.
Diese Verformungen können eine Verfälschung der in den Signalen enthaltenen Information
und damit einen fehlerhaften Empfang der übertragenen Nachricht zur Folge haben.
Eventuell kann der Empfang der Nachricht, insbesondere bei gleichzeitig vorhandenen
starken Rauschstörungen und impulsartigen Störungen, auch überhaupt unmöglich werden.
Im Sinne einer optimalen Ausnutzung des Ubertragungskanals müssen daher diese Verzerrungen
in ihren Auswirkungen auf das übertragene Signal kompensiert werden, d.h. es sind
für eine Entzerrung der übertragenen Datensignale geeignete Schaltungsanordnungen
vorzusehen.
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Hierbei kann, unter der Voraussetzung, daß es sich um lineare Uber-tragungssysteme
handelt, eine Entzerrung sowohl auf der Senderseite vor der Modulation, als auch
auf
der Empfängerseite vor oder nach der Demodulation, d.h.
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in der Trägerfrequenzebene oder im Basisband erfolgen, Wird die Entzerrung
auf der Senderseite vorgenommen, so ist dort eine Schaltungsstruktur vorzusehen,
die die ausgesendeten Zeichen derart verformt, daß diese Vorverzerrung gerade die
durch die Leitungseigenschaften hinzukommende Zeichenverzerrung aufhebt. Die Einstellung
solcher senderseitigen Entzerrervorrichtungen muß jedoch vom fernen Empfänger aus
erfolgen und macht aus diesem Grunde einen gesonderten Nachrichtenkanal notwendig,
Entzerrer auf der Empfangsseite vermeiden diesen Nachteil. Ihnen fällt jedoch die
kompliziertere Aufgabe zu, aus der bereits durch die Ubertragung beeinträchtigten
die ursprüngliche Nachricht wiedervzuvgewinnen. Da die Eigenschaften von Ubertragungskanälen
sehr unterschiedlich ausfallen können und sich auch eventuell während der Ubertragung
ändern, sind variable Entzerrer erforderlich.
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Vorteilhaft werden hier automatische Entzerrer angewandt, die sich
selbsttätig zu Beginn der Datenübertragung den jeweiligen Kanaleigenschaften anpassen.
Soweit solche Entzerrer auch Änderungen der Kanaleigenschaften während der Ubertragung
automatisch ausregeln, bezeichnet man sie üblicherweise als adaptive Entzerrer.
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Für adaptive Entzerrer sind bereits eine Reihe unterschie licher Schaltungsarten
bekannt geworden. Diese haben aber den Nachteil, daß sie einen verhältnismäßig großen
schaltungstechnischen Aufwand erfordern. Insbesondere, wenn e darauf ankommt, das
verzerrte Signal schnell und möglich vollständig zu entzerren, werden die Schaltungen
solcher Entzerrer sehr aufwendig. Aus Gründen der Betriebsicherh und Wirtschaftlichkeit
ist es hingegen wünschenswert, der Aufbau solcher Entzerren möglichst einfach zu
gestalten.
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Bekanntlich werden bei der" Übertragung digitaler Daten verschiedene
Modulationsverfahren verwendet, mit deren Hilfe die zu übertragenden Signale in
den Ubertragungsbereich des zur Verfügung stehenden Kanals umgesetzt werden. Komplizierte
Modulationsverfahren sind gegen Übertragungsverzerrungen besonders empfindlich.
Eines dieser Verfahren zur Übertragung digitaler Datensignale, die sogenannte Mehrstufen-Phasenmodulation,
besteht darin, daß das unverzerrte modulierte Signal jeweils für eine gewisse Dauer,
d.h. während eines Modulationsabschnittes, eine definierte, konstante Phasenlage
aufweist. In diesem Zusammenhang ist aus der Veröffentlichung im 'Archiv der elektrischen
Übertragung' (A.E.U.) Nr. 18/1964, Seiten 271 bis 278: Kettel Ein automatischer
Optimisator für den Abgleich des Impulsentzerrers in einer Datenübertragung?? ein
automatischer Entzerrer für vierphasenumgetastete Signale bekannt. Dieser Entzerrer
benutzt als Kriterium für die automatische Einstellung eine sogenannte Objektfunktion.
Der Entzerrer wird so eingestellt, daß diese Objektfunktion minimal wird. Die Einstellung
erfolgt während des normalen Nachrichtenflusses. Wie aus der Veröffentlichung hervorgeht,
werden die variablen Elemente des Entzerrers seriell, d.h. zeitlich nacheinander
eingestellt. Der adaptive Abgleich erfordert hierbei entsprechend sehr viel Zeit.
Dieses Verfahren erscheint daher für die praktische Anwendung in der schnellen Datenübertragung
wenig geeignet.
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Ein anderes Verfahren wird von McAuliffe, Motley und Northrup in der
Veröffentlichung "Operation and Performance of ADEMW in 'Nachrichtentechnische Fachberichte
t Band 37, 'Datenübertagung?, VDE-Verlag GmbH., 1969, Seiten 366 bis 378 angegeben.
Bei diesem Verfahren wird die Entzerrung nach der Demodulation im Basisband durchgeführt.
In der genannten Veröffentlichung wird für die automatische Einstellung ein relativ
ungeeignetes Kriterium angegeben, welches zudem
keine Regelung der
Entzerrereinstellung, sondern nur eine Steuerung ermöglicht (open loop). Auch erfolgt
bei diesem Verfahren nur eine Entzerrung der Nachschwinger im demodulierten Signal.
Insbesondere aber ist die Instrumentierung wegen der erforderlicher großen Anzahl
von Korrelatoren und Einstellglledern sehr aufwendig. Bei Anwendung des rekursiven
Entzerrerprinzips sind bezüglich der Instrumontierung zwar Einsparungen möglich
- z.B. können dann auch digitale Schaltmittel Verwendung finden, da nur demodulierte
Signale zu verarbeiten sind - , allerdings steigt auch hier der Aufwand bei Ausgangssignalen
mit mehr als zwei Amplitudenstufen beträchtlich an.
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Durch die deutßche Patentschrift 1 210 037 ist weiterhin bereits ein
Verfahren zur automatischen Entzerrung von Signalen, die in unverzerrtem Zustand
steile Impulsflanken aufweisen, bekannt geworden. Verwendet man jedoch ein phasenmoduliertes
Signal, so treten infolge der zwangsläufig vorhandenen Bandbegrenzung bei der Signalübertragung
keine steilen Flanken im modulierten Signal mehr auf. Es wird deshalb bei dieser
bekannten Anordnung eine an sich andere Aufgabe als bei dem Erfindungsgegenstand
gelöst.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine für die automatische
Entzerrung phasenmodulierter Datensignale geeignete Schaltungsanordnung anzugeben,
die einen möglichst geringen Aufwand an Schaltelementen aufweist und eine relativ
einfache, schnell wirkende adaptive Einstellung erlaubt.
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Ausgehend von einem Entzerreraufbau mit Netzwerken zur Zerlegung des
Eingangssignals in vorzugsweise linear voneinander unabhängige Teilsignale und Stellgliedern
mit regelbarem Verstärkungsfaktor zur unterschiedlichen Wichtung jedes einzelnen
Teilsignals wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß aus dem durch
Summation
der gewichteten Teilsignale mittels eines Summiergliedes
gebildeten Ausgangssignal und einer mit bekannten Schaltmitteln, beispielsweise
unter Verwendung des Trägers des Signals am Entzerrereingang erzeugten Referenzschwingung
definierter Phasenlage ein in einem Modulator gewonnenes Mischprodukt über einen
Tiefpaß an eine Entscheidungsschaltung zur Bildung eines Fehlersignals geführt ist
und daß aus den ungewichteten Teilsignalen und der Referenzschwingung in weiteren
Modulatoren gewonnene Mischprodukte über Tiefpässe an jeweils einem Teilsignal zugeordnete
Korrelatorschaltungen gelangen, die aus diesen Mischprodukten und dem in der Entscheidungsschaltung
gewonnenen Fehlersignal ein zur Ansteuerung des jeweiligen Stellgliedes dienendes
Signal ableiten.
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Eine spezielle Ausfuhrungsform der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet,
daß die Entscheidungsschaltung einen Regenerator enthält, der aus dem an seinem
Eingang anliegenden Signal als Vergleichsgröße einen Schätzwert für den Sollwert
dieses Signals bei idealer unverzerrter Übertragung des Datensignals ableitet, und
daß weiter in der Entscheidungsschaltung eine Schaltanordnung vorgesehen ist, die
aus dem ihr über je einen Eingang zugeführten am Eingang der Entscheidungsschaltung
anliegenden nicht regenerierten und dem von dem Regenerator abgegebenen regenerierten
Signal einen Schätzwert für den im übertragenen Datensignal enthaltenen Fehler ableitet.
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In einer besonderen Ausgestaltung der Erfindung besteht die in der
Entscheidungsschaltung vorgesehene Schaltanordnung aus einem Differenzverstärker,
dessen nicht invertierender eingang mit dem am Eingang der Entscheidungsschaltng
anliegenden Signal, dessen invertierender Eingang mit dem regenerierten Signal beschaltet
ist.
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In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung besteht die in der Entscheidungsschaltung
vorgesehene Schaltanordnung aus einem Komparator, dessen nicht invertierender Eingang
mit dem am Eingang der Entscheidungsschaltung anliegenden Signal, dessen invertierender
Eingang mit dem regenerierten Signal beschaltet ist.
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Bei einer zweckmäßigen Ausbildung der Erfindung bestehen die Korrelatorschaltungen
aus äe einem Integrator und einem diesem vorgeschalteten Multiplizierer zur Bildung
des Produktes aus dem einerseits von dem jeweils zugeordneten Tiefpaß kommenden,
andererseits dem von der Entscheidungsschaltung abgegebenen, den Fehlerschätzwert
darstellenden Signal.
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Besonders einfach sind die gemäß der Erfindung in den Korrelatorschaltungen
jeweils vorgesehenen Multiplizierer aus spulenlosen Ringmodulatoren gebildet, in
denen das eingangsseitig anliegende Signal einerseits über einen elektronischen
Schalter, dessen Seuerung durch das von der Entscheidungsschaltung abgegebene, den
Fehlerschätzwert darstellende Signal erfolgt, in Reihe mit einem ohmschen Widerstand
der Größe R, andererseits über einen Inverter.in Reihe mit einem weiteren ohmschen
Widerstand der Größe 2R an den invertierenden Eingang des ausgangsseitlg angeordneten,
mit seinem nicht invertierenden Eingang an Masse gelegten und über einen ohmschen
Widerstand der Größe 2R von seinem Ausgang auf den invertierenden Eingang rückgekoppelten
Operationsverstärker gelangt.
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Eine günstige Realisierung des erfindungsgemäßen Gegenstances ergibt
sich dadurch, daß zwischen dem vor der Entscheidungsschaltung angeordneten Tiefpaß
und der Entscheidungsschaltung eine an sich bekannte Vorrichtung vorgesehen ist,
die mittels eines in bekannter Weise erzeugten Hilfstaktes das am Ausgang des Tiefpasses
vorgegebene Signal in der Mitte der eizelnen
Modulationsabschnitte
tastet und den gewonnenen Abtastwert auf den Eingang der Entscheidungsschaltung
gibt, und daß ferner zwischen den vor den Korrelatorschaltungen angeordneten Tiefpässen
und den Korrelatorschaltungen an sich bekannte Einrichtungen vorgesehen sind, die
mittels desselben Hilfstaktes die an den Ausgängen der Tiefpässe vorgegebenen Signale
tasten und die gewonnenen Abtastwerte auf die Eingänge der Korrelatorschaltungen
geben.
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In einer weiterführenden Ausgestaltung des Erfindungsgegenstandes
sind zwischen den vor den Korrelatorschaltungen angeordneten, den Tiefpässen nachgeschalteten
Tastvorrichtungen und den Korrelatorschaltungen an sich bekannte Einrichtungen vorgesehen,
die die Vorzeichen der durch die Tastvorrichtungen ermittelten Abtastwerte bestimmen
und diese Vorzeicheninformation auf die Eingänge der Korrelatorschaltungen geben.
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Bei einer speziellen iAusführmngsform bestehen die in den Korrelatorschaltungen
vorgesehenen Multiplizierer aus Exklusiv-Oder-Gattern.
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Besonders einfach gestaltet sich die Realisierung der erfindungsgemäßen
Anordnung, wenn die Modulatoren aus durch das modulierende Signal gesteuerten elektronischen
Schaltern bestehen. Weiter besteht eine günstige Ausbildung der Erfindung darin,
daß die Modulatoren aus durch das modulierende Signal gesteuerten umpolenden elektronischen
Schaltelementen mit geeigneter Umpolfunktion zur Verhinderung eines Gleichanteils
am Ausgang infolge der Gleichkomponente in der dem modulierenden Signal entsprechenden
Fouriereihe gebildet sind.
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Bei einer Ausführungsform der Erfindung bestehen die die Modulatoren
bildenden umpolenden elektronischen Schaltelemente aus spulenlosen Ringmodulatoren,
in denen das
eingangsseitig anliegende Signal einerseits über einen
durch das modulierende Signal gesteuerten elektronischen Schalter in Reihe mit einem
ohmschen Widerstand der Größe R, andererseits über eine. Inverterschaltung in Reihe
mit einem weiteren ohmschen Widerstand der Größe 2R an den invertierenden Eingang
des ausgangsseitigen, mit seinem nicht invertierenden Eingang an Masse gelegten
und über einen ohmschen Widerstand der Größe 2R von seinem Ausgang auf den invertierenden
Eingang rückgekoppelten Operationsverstärker gelangt. Günstig sind die gemäß der
Erfindung vorgesehenen elektronischen Schalter aus Feldeffekttransistoren gebildet.
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Im Sinne einer einfachen Instrumentierung des erfindungsgemäßen Gegenstandes
bestehen die Integratoren vorzugsweise aus je einem invertierenden Operationsverstärker,
der einem ohmschen Widerstand nachgeschaltet und mit dem Ausgang über eine Kapazität
auf seinen Eingang rückgekoppelt ist. Entsprechend sind die Inverter aus einem als
Umkehrverstärker geeigneten Operationsverstärker gebildet. Weiter besteht das Summierglied
aus einem invertierenden Operationsverstärker, dessen Eingang über gleic4dimensionierte
ohmsche Widerstände mit den Eingängen des Summiergliedes beschaltet und über einen
weiteren ohmschen Widerstand mit dem Ausgang verbunden ist.
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Die Operationsverstärker sind in den vorgenannten Ausfithrungsbeispielen
der Erfindung zweckmäßig aus mit ihrem nicht invertierenden Eingang an Masse geführten
Differenzverstärkern in integrierter Halbleitertechnik gebildet. Ebenso ist bei
der Erfindung besonders günstig die in der Entscheidungsscilaltung zur Fehlerschätzwertgewinnung
vorgesehene Schaltanordnung in integrierter Halbleitertechnik ausgeführt.
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Die bei dem Erfindungsgegenstand vorgesehenen Tiefpässe bestehen vorzugsweise
aus impulsformenden Netzwerken.
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Im einzelnen zeigen: Fig. 1 das schematische Blockschaltbild einer
Ubertragungsstrecke mit empfängerseitig in der Trägerfrequenzebene vorgesehener
Entzerrung, Fig. 2 die allgemeine Struktur eines für die adaptive Einstellung geeigneten
Entzerrers, Fig. 3 eine spezielle Ausführungsform der Entzerrerstruktur in Figur
2, Fig. 4 eine Anordnung zur automatischen Einstellung des Entzerrers im Blockschaltbild,
Fig. 5 eine spezielle Ausführungsform eines Modulators, wie er in der Anordnung
nach Fig. 4 benutzt wird, Fig. 6 ein Schaltungsbeispiel für den in der Entscheidungsschaltung
in Fig. 4 vorgesehenen Regenerator und Komparator, Fig. 7 ein Realisierungsvorschlag
für den in den Korrelatorschaltungen vor dem Integratore angeordneten Multiplizierer
als Ringmodulator, Fig. 8 eine Ausführung des Integrators unter Verwendung eines
Differenzverstärkers, Fig. 9 eine Ausführung des Summierers unter Verwendung eines
Differenzverstärkers, Fig. 10 ein Lagediagramm der Idealsignal- erte und der Entscheidungsschwellen
bei Acht-Phasen-Umtastung.
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Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild einer Datenübertragungsstrecke mit
empfängerseitig vor der Demodulatlonseinrichr tung angeordnetem, d.h. in der Trägerfrequenzebene
arbeitendem Entzerrer. Ein Datensender 1 gibt die zu übertragenden Zeichen auf einen
Modulator 2. Dieser wandelt die zu übertragenden Daten in modulierte Signale um,
wie sie für den Übertragungskanal 3 geeignet sind, z.B. phasenzdulierte Signale.
Diese gelangen nach Durchlaufen d; s 0bertrugungskanals 3 in verzerrtem Zustand
an den Eir.gang des tzerrers 4. Nach der dort erfolgten Entzerrung des modulierten
Signals
wird dieses dem Demodulator 5 zugeführt und gelangt schließlich an den Datenempfänger
6 Die allgemeine Struktur eines für die adaptive Einstellung geeigneten Entzerrers,
wie er in Fig. 1 vorgesehen ist, ergibt sich aus Fig. 2,Der Entzerrer 4 besteht
zunächst aus einer aus eingangsseitig parallel geschalteten und mit dem Eingang
des Entzerrers vorbundenen Filtern 21, 22,...2j,...2n gebildeten Filterbank 20.
Aus Gründen gröderer Ubersichtlichkeit sind in Fig. 2 nur vier Filter eingezeichnet.
Die Ausgänge der Filter sind an je ein Einstellglied 31, 32,.. .3j, ...3n geführt.
Ausgangsseitig sind die Einstellglieder auf je einen Eingang eines Summierers 40
geschaltet, dessen Ausgang zugleich den Ausgang des Entzerrers bildet.
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Für die hier beschriebene, allgemeine Entzerrerstruktur, die beispielsweise
aus der Veröffentlichung "An Automatic Equalizer for General-Purpose Communication
Channels in Bell System Technical Journal 11/67, Seiten 2179 ff.
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bekannt ist, gilt die Übertragungsfunktion
Die Ubertragungsfunktion des Entzerrers H (X) wird somit synthetisiert mit Hilfe
eines Satzes von Netzwerken mit den Ubertragungsfunktionen X (£u), die mit reellen
konstan-J ten Faktoren c; bewertet sind.
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J Zweckmäßig weisen die einzelnen Einstellkoeffizienten c eine minimale
Abhängigkeit voneinander auf. Hierzu sei zunächst angenommen, daß in einem Modulationsabschnitt
viele Perioden der TrägerfrequenzWM enthalten sind, daß also die Trägerfrequenz
hinreichend hoch sei. Diese Forderung
ist in der Regel erfüllt,
da sonst Tiefpässe mit sehr steilen Flanken zur Abtrennung der niederfrequenten
Signalteile nach der Demodulation in der im folgenden noch näher zu beschreibenden
Schaltung erforderlich wären.
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Wenn stochastischer Datentext übertragen wird und eine bestimmte Übertragungsfunktion
durch die variable Größe H(X) im Sinne kleinsten mittleren quadratischen Fehlers
approximiert werden soll, läßt sich unter der obigen Voraussetzung zeigen, daß die
Einstellungen der einzelnen Einstellkoeffizienten c dann voneinander unabhängig
werden, wenn die Impulsfunktionen, d.h. die Antworten auf einen modulierten Rechteckimpuls
von der Dauer eines Modulationsabschnittes, an den Ausgängen der Teilfilter mit
den Ubertragungsfunktionen Xj(X) orthogonal sind. Das bedeutet, daß das Zeitintegral
über das Produkt zweier verschiedener Impulsfunktionen zu Null wird.
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Beim Betrieb als Entzerrer ist die Signalform am Entzerrereingang
nicht bekannt, da die Eigenschaften des Ubertragungskanals unbekannt sind. Daher
läßt sich die gewünschte Orthogonalität nicht erzielen und es ergibt sich eine gewisse
gegenseitige Abhängigkeit der Faktoren c. Diese ist aber bei praktisch vorkommenden
Verzerrungen in der Regel vernachlässigbar. Aus diesem Grunde ist Orthogonalität
zwischen den einzelnen Impulsfunktionen zwar wünschenswert, aber keineswegs zwingend
notwendig.
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Nicht orthogonale Signale ergeben eine Verkopplung der Einstellkoeffizienten
Cj, was die prinzipielle Funktion der Schaltung in der Praxis jedoch meist nicht
wesentlich beeinträchtigt. In solchen Fällen kann naturgemäß die oben getroffene
Voraussetzung hinreichend hoher Trägerfrequenzen entfallen.
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Abweichend von der in Fig; 2 gezeigten Struktur kann der Entzerrer
auch so aufgebaut sein, daß anstelle der Filterbank
20 eine Filterkette
50 mit Abgriffen vorgesehen ist.
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Fig. 3 zeigt eine solche Anordnung. Der Eingang des Entzerrers ist
an den Eingang des ersten Filters 51 der Filterkette 50 mit der Übertragungsfunktion
W1 (w) geführt.
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Dem ersten Filter 51 sind in Reihe die Filter 52,...5U...
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5n mit den Übertragungsfunktionen W2(»),...Wå(J),...Wn(£) nachgeschaltet.
Zur besseren Übersicht sind in Fig. 3 wiederum nur vier Filter gezeichnet. Die unterbrochenen
Linien zwischen den Filtern sollen das Vorhandensein weiterer Filterelemente kenntlich
machen. Die Verbindungen zwischen je zwei Filterelementen sind mit Abgriffen versehen,
die ebenso wie der Ausgang des letzten Filters 5n der Filterkette an je ein Einstellglied
des im übrigen wie in Fig. 2 aufgebauten Filters geführt sind. Die Anordnung gemäß
Fig. 3 ist der in Fig. 2 dargestellten Entzerrerstruktur dann völlig äquivalent,
wenn folgende Beziehungen gelten: X1(#) = W1 (#) (2) X2(#) = W1 (#) . W2(#) X3(#)
= W1 (#) . W2(#) . W3(#) (4) etc.
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Die hier beschriebene Kettenschaltung hat den Vorteil, daß ein Teil
der Filterung bei den Filtern mit höherem Index bereits von den vorgeschalteten
Filtern übernommen wurde, so daß der Grad der Teilfilter mit zunehmendem Index nicht
größer werden muß. Entzerrer mit solcher Struktur lassen sich deshalb im allgemeinen
mit erheblich geringerem Aufwand realisieren. Werden die in der Filterkette 50 enthaltenen
Glieder 51, 52,...5j,...5n als Verzögerungsglieder ausgebildet, so ergibt sich das
Deispielsweise aus der Veröffentlichung "Aufwandgünstige
Realisierung
eines adaptiven Entzerrers für schnelle Daten--übertragung" von K. Möhrmann in NTZ
70/1, Seite 36 ff. bekannte Transversalfilter, das in der Literatur auch als Echoentzerrer
bekannt ist.
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Eine weitere, für bandbegrenzte modulierte Signale besonders geeignete
Filterstruktur ist in der bereits erwähnten Veröffentlichung "Ein automatischer
Optimisator für den Abgleich des Impulsentzerrers in einer Datenübertragung" in
"AEU" 18/1964, Seiten 271 bis 278 beschrieben. Diese kann so modifiziert werden,
daß Gleichung (1) erfüllt ist. Hierbei bestehen die Filter 51,,..5j,...5n in Fig.
7 aus je eine Verzögerungsglied mit der Verzögerungszeit T, welche gleich der Dauer
eines Modulationsabschnittes ist. An jeden Abgriff und vor den Eingang der die Filterkette
50 bildenden Verzögerungsleitung wird über einen Hilbert-Transformator, d.h. einen
900-Phasenschieber, der bei hinreichend schmalbandigen Signalen z.B. als Integrierer
realisiert werden kann, je ein weiteres Einstellglied geschaltet, dessen Ausgang
mit je einem weiteren Eingang des ausgangsseitigen Summierers 40 verbunden ist.
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Bei bestimmten Filterstrukturen nach Fig. 2 und Fig. 3, z.B. beim
Transversalfilter, kann ebenfalls bereits der Eingang der Filterbank 50 unmittelbar
über ein weiteres Einstellglied mit dem Wichtungsfaktor cO mit einem weiteren Eingang
des ausgangsseitigen Summierers 40 verbunden sein.
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zur au-tomatischen Einstellung der vorhergehend beschriebenen Entzerrerstrukturen
müssen diese mit Vorrichtungen verseilen werden, welche aus der verzerrten Empfangsfunktiiln
die Regelgröfje :wn Betätigen des Entzerrers zeigen und die Stellglieder des Entzerrers
entsprechend ein @@@en.
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Eine solche, zur automatischen Entzerrereinstellung geeignete Anordnung,
einen sogenannten Optimisator, wie er in einem Entzerrer der in Fig. 2 oder Fig.
3 gezeigten Art Verwendung finden kann, zeigt Fig. 4 im Blockschaltbild.
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Diese für nach dem Prinzip der Phasenmodulation arbeitende Datenübertragungssysteme
geeignete Anordnung setzt das Vorhandensein einer Hilfsschwinung definierter Phasenlage
und gleicher Frequenz wie die Modulationsschwingung voraus.
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Die Wiedergewinnung der Nachricht erfolgt so, daß das Empfangssignal,
d.h. die Modulationsschwingung,mit je nach zu übertragender Information gegenüber
einer definierten Sollphase verschiedener Phasenlage in Beziehung gesetzt wird zur
gleichfrequenzten Hilfsschwingung und dadurch ein Kriterium gewonnen wird für die
Einstellung des Entzerrers.
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Es handelt sich somit um ein kohärentes Verfahren.
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Zur Erläuterung der Wirkungsweise einer Anordnung gemäß Fig. 4 soll
im folgenden zunächst das der Anordnung zugrunw deliegende Verfahren in seinen theoretischen
Grundlagen allgemein dargestellt werden. Hierbei wird aus Gründen der Einfachheit
ein vierphasen-umgetastetes System angenommen, d.h. es handelt sich um quaternäre
Phasenmodulation, bei der vier mögliche Signalzustände gekennzeichnet sind durch
vier verschiedene Phasenlagen der Signalschwingung, bezogen auf eine definierte
Bezugsphase. Die hierfür geltenden Überlegungen lassen sich jedoch - wie später
noch gezeigt wird - ohne weiteres z.B. auf achtphasen-umgetastete Systeme übertragen.
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Das ausgesendete, unverzerrte Idealsignal einer mit Vierphasen-Urnastung
arbeitenden Datenübe r tragung sanlage mit der Modula tions.frcqucnz arm M lautet:
Hierbei bedeutet T die Dauer eines Modulationsabschnittes, g(t)
einen Einheitrechteckimpuls der Dauer T. Der Winkel a entspricht der Phasenlage
des gesendeten Signals im Zeitraum, in dem die Impulsfunktion g(t -aT) ungleich
Null ist. Die Folge der Phasenwinkel a' welche die übertragene Information darstellt,
nimmt im Intervall [o> diskrete Werte an, wobei die Größe a hier der laufende
ganzzahlige Index ist, der die Zeitvariable ersetzt: # #a = (2m-1) . mit 4 = 1,...4
. (6) Unter der Voraussetzung, daß nun eine Referenzschwingung gleicher Frequenz4;M
und mit bekannter Phase verfügbar ist, d.h. daß sich eine Schwingung r(t) = cos
(7) erzeugen läßt, ergibt das Mischprodukt beider Schwingungen s(t).r(t) und nachfolgende
Ausfilterung der hochfrequenten Teile die NF-Komponente
Hierbei ist durch die Funktion g*(t) berücksichtigt, daß die Kurvenform der Funktion
g(t) eine Veränderung erfährt infolge der Bandbegrenzung durch den Filter.
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Für die möglichen Sollphasen a gemäß Beziehung (6) kann diese Größe
unter Vernachlässigung des Vorzeichens nur einen Wert annehmen, d.h. es muß immer
sein
Die Forderung nach einer automatischen Sntzerrereinstellung läßt
sich nun verhältnismäßig einfach erfüllen, wenn sich das verzerrte Signal yE(t)
mit Hilfe der bereits beschriebenen Filterbank in Teilsignale x.(t) zerlegen läßt
bzw.
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das Signal am Entzerrerausgang watt) sich darstellen läßt als eine
Summe gewichteter, d.h. mit verschiedenen Faktoren bewerteter Teilsignale xj(t)
gemäß Gleichung (1):
Statt des NF-Bestandteils des Mischproduktes bei idealem Datensignal gemäß Gleichung
(8) ergibt sich bei verzerrtem Signal:
Die Größe e(t) stellt hierbei die Abweichung der NF-Komponente bei verzerrtem Datensignal
dar und kann als ein Maß für die Signalverzerrung als Kriterium bei der automatischen
Einstellung des Entzerrers Verwendung finden.
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Durch Veränderung der Faktoren cJ in Gleichung (10) ist die Größe
yA(t) so zu variieren, daß eine geeignete Funktion des Fehlers e(t) und damit der
Fehler e(t) selbst gegen Null strebt. Eine solche Funktion bezeichnet man Ublicherweite
als Objektfunktion.
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Für die technische Konkretisierung geeignet erweisen sich als Objektfunktion
z.B. die Größen le(t) I und e² (t) Hierbei ist le(t)lder zeitliche Mittelwert des
Fehlerbetrags und e2(t) der zeitliche Mittelwert des Fehlerquadrates, d.h. der mittlere
quadratische Fehler. Der Rechengang unterscheidet sich in beiden Fällen nicht wesentlich,
die Objektfunktion
e2(t) erfordert jedoch eine aufwendigere Instrumentierung.
Im folgenden werde daher nur die Objektfunktion Ie(t) ß betrachtet.
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Soll die Größe ie(t) 1 durch Veränderung der Faktoren Cj minimiert
werden, so gilt die Forderung, daß die partiellen Ableitungen der Objektfunktion
nach den variablen Parametern cj, d.h. der Gradient gegen Null gehen muß:
Im Minimum von Ie(t) 1 muß somit als Bedingung erfüllt sein:
In Verbindung mit Gleichung (10) ergibt sich nach Umformung aus Gleichung (11)
und, unter Berücksichtigung der bekannten Beziehung 1 e(t) 1 = e(t) sgn e(t), (15)
daraus, weil die Reihenfolge von Modulation sowie Filterung und Bewertung mit Cj
jeweils vertauscht werden kann:
D.h. es gilt:
Die Ableitung des zweiten Bestandteiles in Gleichung (14) ergibt
Null, da das ideale, unverzerrte Signal nicht von den Faktoren c abhängig ist. Damit
ergibt sich aber:
Die Grölle t1 bedeutet die Integrationszeit, die in der Praxis nur endlich sein
kann.
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Der hier gewonnene Integralausdruck läßt sich technisch einfach realisieren,
so daß am Ausgang einer geeignet instrumentierten Anordnung diese Größe als Kriterium
für die Einstellung der Wichtungsfaktoren Cj an den verschiedenen Einstellgliedern
des Entzerrers zur Verfügung steht.
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Diese können mit Hilfe des hier abgeleiteten Kriteriums parallel und
gleichzeitig auf ihre optimalen Werte eingeregelt werden. Gleichung (18) liefert
die erforderlichen Regelgrößen.
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Naturgemäß ist es nicht mehr ohne weiteres möglich, aus dem nach Durchlaufen
des Ubertragungskanals stark bandbegrenzten Signal eine Folge von Rechteckimpulsen
mit steilen Flanken gemäß Gleichung (8) zu gewinnen. Dies wurde durch die Transformation
der Impulsfunktion von g(t) in g*(t) bereits berücksichtigt. Das demodulierte und
gefilterte NF-Signal wird in der Regel aus einer Folge von frequenzbandbegrenzte
Impulsen bestehen, deren Vorzeichen und Amplitude in der Mitte eines jeden Modulationsabschnittes
die übertragene Information enthält. Es genügt daher, mittels eines geeigneten Hilfstaktes
der Frequenz T Hz die Signale in der Mitte jea T Modulationsabschnittes abzutasten
und aus den Abtastwerten
Schätzwerte sk für die innerhalb eines jeden Modulationsabschnittes
konstante Amplitude des richtigen Signals sNF(t) gemäß Gleichung (8) zu bestimmen
(to = gewählter Anfangswert, k = laufende Zählvariable, T = Dauer eines Modulationsabschnittes).
Die Größe to ist so festgelegt, daß die Abtastung etwa in den Haupt- oder Maximalwerten
der Impulse erfolgt, d.h. in der Mitte der Modulationsabschnitte, so daß gilt g*(t-aT)#
1. Entsprechend werden Abtastwerte
gebildet. Der jeweilige Schätzwert %ek für den-Fehler ek bestimmt sich aus der Differenz
zwischen Abtastwert und zugehörigem Schätzwert: ek Yk 3tk (21) k Die Größe sgn e(t)
wird durch die Größe sgn ek ersetzt.
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Die zu minimierende Objektfunktion lautet
wobei die Größe K eine für die Mittelwertbildung hinreichend große ganze Zahl bedeutet.
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In ganz entsprechender Weise und bei sehr ähnlichem Rechengang läßt
sich auch ein Verfahren für die Minimierung der Objektfunktion e²(t) bzw. ek² ableiten.
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Aus dem Blockschaltbild der Fig. 4 geht die Zuordnung der verschiedenen,
noch näher zu erläuternden Elemente für die Realisierung eines geeigneten Optimisators
nach dem hier dargelegten mathematischen Verfahren hervor. Der Optimisator
60
besteht eingangsseitig aus Modulatoren 61j, 62, die die Mischung der ungewichteten
Teilsignale xj(t) bzw. des Entzerrungsausgangssignals yA(t) mit der Referenzschwingung
r(t) bewirken, d.h. die die Produkte x(t) . r(t) bzw. yA(t) . r(t) erzeugen. Diese
Produktsignaler werden anschließend zur Gewinnung der NF-Komponenten je einem Tiefpaß
63j, 64 zugeführt.
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Dem Tiefpaß 64 nachgeschaltet ist, vorzugsweise über eine noch näher
zu beschreibende Anordnung 68, eine Entscheidungsschaltung 65, die aus der an ihrem
Eingang anliegenden Größe lyA(t) . cos NF in einem in bekannter Weise ausgebildeten
Regenerator 650 Schätzwerte
für die unverzerrten Signale
ableitet und weiter in einem Komparator 655 Schätzwerte für das Vorzeichensignal
sgn e(t) durch Vergleich beider Größen erzeugt.
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Die Ausgänge der Tiefpässe 63j sind, vorzugsweise. über noch zu beschreibende
Schaltungen 673. sowie gegebenenfalls vorzusehende Vorzeichenbewerter 69j, mit den
Eingängen der Korrelatorschaltungen 66j verbunden. Diese bewirken mittels Modulatoren
660j die Multiplikation der eingangsseitig anliegenden Größen Lxj(t) . cost3 NF
mit dem in der Entscheidungsschaltung gewonnenen Vorzeichen sgn e(t) bzw. die Multiplikation
der entsprechenden Abtastwerte und nachfolgend die Integration der Produkte bzw.
die Summation der Produkte der Abtastwerte mittels Integratoren 665j. Die zugehörige
Instrumentierung wird nachfolgend noch näher erläutert. Das nunmehr gewonnene Signal
am Ausgang der Optimisators 60j stellt gemäß Gleichung (18) das partielle Differential
m&et Dc .
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dar und kann im Sinne von Beziehung (12) unmittelbar a zur Steuerung
der Verstärkungsfaktoren c der Einstellglieder Dj des Entzerrers dienen.
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Die Modulatoren 61j, 62 und die Tiefpässe 63j, 64 können in bekannter
Weise aufgebaut sein. Zweckmäßig wird das
verzerrte Signal vor
der Entzerrung, d.h. am Eingang des Entzerrers, zunächst in eine höhere Frequenzlage
umgesetzt. Die Tiefpässe können dann besonders einfach ausgeführt sein. Eine Frequenzumsetzung
ist jedoch nicht zwingend notwendig. Dann sind allerdings Tiefpässe mit sehr steilen
Dämpfungsflanken zur Abtrennung des Signals nach der Demodulation erforderlich.
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Wesentlich ist, daß die Tiefpässe in ihren Eigenschaften gleichartiges
Verhalten aufweisen, was mit verschiedenen Anordnungen bekannter Art unschwer zu
erreichen ist.
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Zweckmäßig wirken die verwendeten Tiefpässe impulsformend, d.h. am
Ausgang des Tiefpasses 64 soll als Antwort auf einen gesendeten modulierten, unverzerrten
Rechteckimpuls von der Dauer eines Modulationsabschnittes wieder ein Impuls erscheinen,
wenn der Entzerrer richtig eingestellt ist. Dieser Impuls braucht nicht Rechteckform
aufzuweisen, sondern kann z.B. sinusquadratförmig sein. Er soll jedoch keine Uberschwinger
enthalten, die sich in zeitlich benachbarten Nodulationsabschnitten auswirken, zumindest
aber sollen diese Uberschwinger in der Mitte der zeitlich benachbarten Modulationsabschnitte
durch Null gehen, so daß die Abtastwerte, die zu diesen Zeitpunkten gebildet werden,
nicht verfälscht werden. Es tritt dann keine Interferenz zwischen zeitlich benachbarten
Impulsen auf und es gilt dann in der Mitte der einzelnen Modulationsabschnitte die
Beziehung g*(t-aT) = 1 . Diese Bedingung muß allerdings nicht zwingend erfüllt sein.
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Für die Modulatoren 61j, 62 können herkömmliche Schaltungen Verwendung
finden. Eine sehr einfache Ausführung besteht darin, daß ein beispielsweise aus
einem Feldeffek) transistor gebildeter elektronischer Schalter vorgesehen ist, der
im Takt der Referenzschwingung gesteuert wird. Die Modulation
erfolgt
hierbei mit einer Rechteckschwingung der Bezugsphase.
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Dies ist möglich, da durch die nachgeordneten Tiefpässe 63;, 64 die
Anteile höherer Ordnung der die modulierende Schwingung bildenden Fourierreihe beseitigt
werden. Eine solche Realisierung zeichnet sich wesentlich dadurch aus, daß zur Gewinnung
der modulierenden Referenz-Rechteckschwingung aus dem ankommenden verzerrten Signal
rein digitale Schaltmittel Verwendung finden können. Dies erfordert in der Regel
einen geringeren Aufwand und erlaubt hohe Genauigkeit. Um Rechteckschwingungen mit
möglichst einwandfreier Rechteckform zu erzielen, werden diese zweckmäßig z.B. aus
der achtfachen Trägerfrequenz abgeleitet.
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Ein gewisser Nachteil der bei dem oben angegebenen Modulator günstigen
Frequenzumsetzung des verzerrten Signals am Entzerrereingang besteht darin, daß
die Entzerrung technisch unter Umständen schwieriger wird, da sich ein Signal konstanter
Bandbreite in einem niedrigeren Frequenzgebiet leichter filtern läßt. Dieser Nachteil
kann dadurch umgangen werden, daß statt einer einfachen Modulation durch einen elektronischen
Schalter eine Modulation durch Umpolung vorgenommen wird. Eine geeignete Umpulfunktion
enthält keine Gleichkomponente. Die Frequenz der modulierenden Referenzschwingung
kann deshalb gleich der ursprünglichen Trägerfrequenz des Signals sein. Dieses Verfahren
hat soni~ den Vorteil, daß der Entzerrer unmittelbar im trt>ertragungsband wirksam
wird. Die Struktur des Filters gemäß Fig. 2 bzw. Fig. 3 muß dann so gewählt werden,
daß sich nur möglichst geringe Verkopplungen zwischen den einzelnen Einstigliedern
3j beim Einlaufen des Entzerrers ergeben. Die Anforderungen an die Tiefpässe 63j,
64 sind in diesem Falle naturgemäß höher, da die unerwünschten höheren Frequenzkomponenten,
die bei der Multiplikation des Signals mit
der Umpolfunktion entstehen,
jetzt dicht neben dem erwünschten NF-Band liegen.
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Einen geeigneten, nach Art eines Ringmodulators aufgebauten Modulator
mit einem elektronischen Schalter 612j zeigt Fig. 5. Der Schaltungsaufwand wird,
wie sich aus dieser Zeichnung ergibt, nur unwesentlich größer. Pro Modulator ist
ein Inverter erforderlich, der z.B. aus einem Differenzverstärker bestehen kann,
der mit seinem nicht invertierenden Eingang an Masse gelegt ist. Dieser weist eine
vernachlässigbar geringe Ausgangsimpedanz auf. Sein Ausgang ist über einen ohmschen
Widerstand mit dem Wert 2R (Anordnung 611J) mit dem invertierenden Eingang eines
Operationsverstärkers 613j verbunden. Parallel zu dieser Anordnung 611j ist ein
Schalter über einen weiteren ohmschen Widerstand mit dem Wert R (Anordnung 612j)
ebenfalls an den invertierenden negativen Eingang des Verstärkers 613j geführt.
Der positive Eingang des Verstärkers 613j liegt an Bezugspotential. Der Verstärker
613j ist ferner über einen ohmschen Widerstand 614j mit dem Wert 2R vom Ausgang
zum invertierenden Eingang rückgekoppelt. Dieser stellt somit einen virtuellen Nullpunkt
dar und liegt auf Bezugspotential.
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Wenn der Schalter 612j der Reihenanordnung leitet, hat die Anordnung
in Fig. 5 die Verstärkung "1", wenn dieser Schalter sperrt, die Verstärkung "-1".
Es erfolgt somit eine Umsolun£ des Einzanrssirnals. Der elektronische Schalter h134-in
der Rethenanordnun r aus Grunde der Einacbheit als einfacher Schalter dargestellt
ist, kann wiederum besonders günstig aus einem Feldeffekttransistor bestehen.
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Auch hier gilt das bereits oben bezüglich der Referenzschwingung gesagte.
Es ist keine Cosinusschwingung erforderlich. Vielmehr ist eine mit digitalen Schaltmitteln
leicht zu gewinnende Rechteckschwingung ausreichend, da die nachgeschalteten Tiefpaßglieder
lediglich die NF-Anteile des modulierten Signals passieren lassen.
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Den Tiefpässen 63j, 64 in Fig. 4 können in bekannter Art realisierte
Abtast-Halteglieder 67j, 68 nachgeschaltet sein, welche in bereits beschriebener
Weise Abtastwerte Yk und xjk bilden. Diese Abtast-Halteglieder speichern den jeweiligen
Abtastwert über die Zeit T oder auch einen kürzeren Zeitraum hinweg in Form einer
konstanten Spannung. Die Steuerung erfolgt, wie auch bereits oben ausgeführt, mittels
eines Hilfstaktes. Die am Ausgang der Abtast-Halteglieder auftrtenden rechteckförmigen
Signale, bei denen die Fläche jedes Rechtecks einem Abtastwert entspricht, lassen
sich besonders einfach weiterverarbeiten.
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Die Entscheidungsschaltung 65 setzt sich zusammen aus dem Regenerator
650 und einer Schaltanordnung 655 zur Fehlerschätzwertbildung, vorzugsweise einem
Komparator. Dem Regenerator 650 fällt die Aufgabe zu, aus den am Eingang der Entscheidungsschaltung
anliegenden Signalen, d.h. der NF-Komponente des Mischproduktes yA(t) . cosCoMt
bzw. den Abtastwerten Yk der NF-Komponente, Schätzwerte sNF(t) bzw.
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für für die Sollwerte dieser Größen, d.h. des Signals sNF(t) bzw.
der Abtastwerte sk dieses Signals bei unverzerrtem Datensignal abzuleiten. Da cos
a bei Vierphasen-Umtastung unter der Voraussetzung der Gleichung (6) nur zwei lediglich
im Vorzeichen verschiedene konstante Werte annehmen kann, nämlich + 1/## und - 1/##
, kann der Schätzwert NsNF(t) bzw. sk sehr einfach z.B. mit Hilfe der in Fig. 6
gezeigten Anordnung gewonnen werden.
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Mit Hilfe etwa eines einstellbaren Spannungsteilers wird die Amplitude
( sNF I= i 5k des Idealsignals sNF(t) festgelegt. Diese gelangt an den Eingang einer
Schaltung 652, die nach Art eines Ringmodulators wie die Anordnung in Fig. 5 aufgebaut
sein kann, und erscheint je nach dem Zustand des dem Schalter der Reihenanordnung
612j in Fig. 5 entsprechenden, in der Anordnung 652 vorgesehenen Schalters
invertiert
oder nicht invertiert am Ausgang. Die Steuerung dieses wiederum vorzugsweise elektronischen
Schalters erfolgt durch das über einen Operationsverstärker 65, der beispielsweise
aus einem mit seinem invertierenden Eingang an Masse gelegten Differenzverstärker
oder Komparator gebildet sein kann, ermittelte Vorzeichen des Realsignals yNF(t).
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Zugleich wird diese Größe an den nicht invertierenden Eingang des
Komparators 655 geführt. Der invertierende Eingang des Komparators 655 ist mit dem
Ausgang des Regenerators 650 beschaltet. Der Komparator 655 bestimmt durch Subtraktion
den Schätzwert t(t) bzw. bei Tastung rvek für den Fehler e(t) bzw. ek und liefert
dessen Vorzeichen sgn ?t) bzw. sgn ek als TTL-Signal (Spannung entspricht positivem
Vorzeichen, keine Spannung entspricht negativem Vorzeichen).
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Die Korrelatoren werden gebildet aus den Multiplitierern 660j und
den Integratoren 665j. Die Multiplizierer 660j können gemäß Fig. 7, d.h. ebenso
wie die Modulatoren 61j, 62 nach Art eines Ringmodulators aufgebaut sein. Die Steuerung
des darin vorgesehenen Schalters (Anordnung 662j) erfolgt jetzt, eventuell über
eine Anpassungsstufe, durch das Ausgangssignal der Entscheidungsschaltung 65. Die
Integratoren 665j lassen sich einfach aus kapazitiv rückgekoppelten Operationsverstärkern
gewinnen. Die grundsätzliche Anordnung unter Verwendung eines eingangsseitig mit
nicht
Klemme an Masse geführten Operationsverstärkers 666j geht aus Fig. 8 hervor, Sie
besteht aus einem Operationsverstrker 666j, dessen invertierendem (negativem), über
eine Kapazität 667j mit dem Ausgang des Verstärkers verbundenen Eingang ein Widerstand
668j vorgeschaltet ist.
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Wesentlich ist, daß ein Verstärker gewählt wird, der nur sehr geringe
Eingangs ströme aufweist und eine sehr hohe Verstärkung besitzt, um Verfälschungen
im Verhalten des Regelkreises zu vermeiden.
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Es kann auch eine reine Vorzeichenkorrelation zur Einstellung des
adaptiven Entzerrers benutzt werden. Voraussetzung ist nur, daß die Summe der Verzerrungsfehler
und des Rauschens des Ubertragungskanals 3 eine symmetrische Wahrscheinlichkeitsverteilung
(Gaufl-Verteilung) aufweist.
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Dies ist aber in der Regel bei Ubertragung von Zufallstext bzw. von
zufallähnlichem Text mit gleich vielen negativen wie positiven Signalwerten der
Fall.
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Für die bereits definierten Abtastwerte gilt gemäß Gleichung (10):
Weiter sei
Damit ergibt sich mit cj = Cj - cj Soll als Fehler
bzw. wenn das Signal noch zusätzliches Rauschen (Abtastwert enthält
Der eingeklammerte Ausdruck stellt hierbei die Summe der nicht von cm abhängigen
Verzerrungsfehler und des Rauschens dar. Wenn die Verteilungsdichte dieser Größe
einen symmetrischen (gaußschen) Kurvenverlauf mit dem Mittelwert
Null
aufweist, was bei Übertragung von Zufallstext in der Regel, zumindest näherungsweise,
vorausgesetzt werden kann (Fig. 9), so ist die Wahrscheinlichkeit, daß das Produkt
(sgn ek . sgn Xjk) ein positives Vorzeichen ergibt, P> 0,5 für cm>O (27) beziehungsweise
PO,5für für O . (28) Damit ist es aber möglich, das Vorzeichen der Abweichung A
cm zu bestimmen mit
Diese Beziehung ist immer erfüllt, wenn die obeii getroffenen Voraussetzungen gelten.
Darüberhinaus darf die Wahrscheinlichkeit großer Fehler ek nur mehr kleine Werte
aufweisen. Dies bedeutet, daß die Verzerrungen nicht beliebig groß sein dürfen.
Für praktisch vorkommende Verzerrungen stellt diese Einschränkung jedoch kein Problem
dar.
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Nach dem Verfahren der Vorzeichenkorrelation arbeitende adaptive Entzerrer
lassen sich besonders einfach realisieren. Mittels eines Hilfstaktes werden die
Vorzeichen der Signale an den Ausgängen der Tiefpässe 63j, wie beschrieben, getastet
und anschließend diese Abtastwerte Exklusiv-Oder-Gattern üblicher Ausführung anstelle
der Modulatoren 660j zugeführt, da die Modulation sich bei reiner Vorzeichenkorrelation
auf eine Mod-2-Addition reduziert.
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Da die Realisierung des Idealsignals cos asa für quaternäre Phasenumtastung
besonders einfach ist, wurde diese zunächst für die Beschreibung der Erfindung zugrundegelegt.
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Die Erfindung ist jedoch keineswegs auf vierphasenumgetastete trbertragungssysteme
beschränkt. Vielmehr kann diese allgemein bei phasen-umgetasteten Signalen Anwendung
finden. Grundsätzlich bedeutet eine Veränderung der Anzahl der möglichen Phasenstufen
keine Veränderung des Entzerrers bzw. des Optimisators 60, lediglich der Regenerator
650 wird mit wachsender Zahl der Phasenlagen komplizierter und in der Instrumentierung
aufwendiger.
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Im Sinne einer Minimierung des Aufwandes für den Regenerator 650 werden
die Phasenlagen des Signals bezüglich des Referenzsignals zweckmäßig so gewählt,
daß die Zahl der zu erwartenden Amplitudenwerte für cos a möglichst klein bleibt.
Für ein System mit Achtphasen-Umtastung beispielsweise sind die verschiedenen Sollphasen:
a = (2mw mit m = 1, 2,...8 . (30) Als mögliche Amplitudenwerte ergeben sich hiermit:
cos #a = # 0,383 bzw. # 0,924 . (31) Fig. 8 zeigt für diesen Fall die Lage der Amplitudenwerte
(Sollwerte) SW und der dazugehörigen Entscheidungsschwellen ES, die die Spanne beiderseits
des jeweiligen Sollwertes begrenzen, in der eine Korrektur in Richtung auf den richtigen
Signalwert erfolgt. Die Pfeile in Fig. 10 geben jeweils die Korrekturrichtung an.
Die Schätzwerte cos a können im Regenerator ähnlich gewonnen werden, wie dies bei
Mehrstufen-Pulsamplitudenmodulation
üblich ist, d.h. durch Anwendung
einer Quantisiererschaltung. Ein Unterschied gegenüber der Pulsamplitudenmodulation
besteht lediglich darin, daß die Abstände zwischen den möglichen Amplitudenwerten
und den Entscheidungsschwellen nicht konstant sind. Anfangsverzerrungen dürfen daher
ein gewisses Maß nicht überschreiten, diese müssen vielmehr kleiner sein als bei
Pulsamplitudenmodulation, da die Weite der binären Augen hier cosinusförmig verzerrt
ist. Entsprechend muß das verzerrte Signal bereits in der Amplitude soweit grob
ausgeregelt sein, daß es in das in Fig. 10 gegebene Amplitudenraster fällt. Dies
kann z.B. so erfolgen, daß die Amplituden der Idealsignale entsprechend der Maximalamplitude
der ankommenden verzerrten Signale eingestellt werden. Auch kann eine Versetzung
der Entscheidungsschwellen in der einen oder anderen Richtung zweckmäßig sein, um
gegebenenfalls den Korrekturbereich für einzelne Phasenlagen unter Berücksichtigung
der Häufigkeitsverteilung der Fehler im Bereich der verschiedenen Sollwerte zu vergrößern.
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Mit der beschriebenen Anordnung gemäß der Erfindung ist es möglich,
bei erträglichem Aufwand eine wirksame adaptive Entzerrung zu erzielen. Alle Einstellglieder
können gleichzeitig und parallel eingestellt werden.
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Zwar ist kohärente Demodulation, also die Bildung einer Hilfsschwingung
mit definierter Phase erforderlich.
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Die absolute Phasenlage dieser Referenzschwingung muß aber nicht sehr
genau stimmen, da der Entzerrer Phasenverschiebungen bis zu einem gewissen Grad
ausgleichen kann.
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Wie bereits erwähnt, kann als zu minimierende Objektfunktion auch
die Größe ek dienen. In diesem Falle muß die Entscheidungsschaltung so ausgeführt
sein, daß
anstelle des Komparators 655 in Fig. 6 ein Differenzverstärker
eingesetzt ist, welcher Schätzwerte ek für die Fehler ek liefert. Die Korrelatoren
66j sind entsprechend dann aus Analogmultiplizierern mit nachgeschalteten Integratoren
zu bilden.
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19 Patentansprüche 10 Figuren