JPS5970027A - 適応イコライザおよび信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、横波（トランスパーサル）イコライザに係わ
り、かつとくに、適応イコライザに関するものである。

本発明はとくに横波イコライザが工Ｆにおいて履行さｎ
かつその適応アルゴリズムが基本帯域信号から引き出ざ
ｎる情報に応じてデジタルに基礎を置いたコントローラ
ＶＣ，ｃつて制御さｎる適応横波イコライザの実行に向
けらｎる。

従来の適応イコライザは、適応アルゴリズムの基本帯域
処理に加えて、横波イコライザの基本帯域実行、例えば
タップ付き遅延ａｋ利用していた。

第１図は従来の適応横波イコライザの５個のタップ実行
の概略線図であり、第２図に同一イコライザをブロック
図の形で示している。第１図に示すごとく、高速ＰＳＫ
またはＱ、ＰＳＫに２いて使用の従来の適応横波イコラ
イザは端子１０において復調エチャンネル信号をかつ端
子２０において復調Ｑチャンネル信号を受信する。各デ
ータチャンネルはその場合にシンボルタイム増分におい
て遅延さｎｌ例えばエテヤンネルは複数の遅延１２　、
１４゜１６および１８からなるタップ付き遅延線におい
て遅延ざｎ、そして種々の遅延信号が次いで乗算器１３
，１５，１７お工び１９においてそｎぞｎの係数Ａ１〜
Ａ５と比較さｎる。比較さｆまた信号は次に合計器−に
おいて結合さｎる。

直接結合係数Ａ１〜Ａ５に応じて比較さｎた入力に加え
て、合計器４０はＱチャンネルからの比較ざｔ′したサ
ンプルを供給する乗算器５０，５４゜５６および５６か
らの追加の入力を受信し、こｎらのサンプルにクロス結
合係数Ｃ１〜Ｃ５に応じて比較される。合計器４０は誤
差信号が第１図に明瞭に示さｎるレベル弁別器６２にお
いて定量化さｎる（クオンタイゼーション）さ九る算足
菰グレテイクタ）６０Ｖｒ−出力鵡差匍号ｅを供給し、
レベル弁別器６２からの一連の置換さｔ′した出力信号
は低域フィルタ（ＬＰＦ）　６４　Ｋｊ？いて積分ざｎ
、そして積分さｔ′Ｌ７を誤差１ｇ号は次に１人力とし
て交点６８に＄−いて算定値出力を供給するように積分
さｒ′した誤差信号を現在の誤差信号を加える合計増幅
器６６に供給さｎる。

算定値は、適宜の利得制御により、七ｎがそｎぞｎのエ
チャンネル信号“と混合さｆる各ミキサ７０゜７２．７
４．７６お工び７８に１人力として供給ざｎる。ミキサ
出力信号はサンプラ８０，８２゜８４．８６および８８
においてサンプルさｎかつ７（ルタ９０，９２，９４．
９６および９８Ｉ／ｃオいてｆ過ざｎ、こｎらのフィル
タ出力は適宜な直接結合係数Ａ１〜Ａ５を乗算器３０〜
３８に供給する。交点６８における算定値イｇ号はまた
、そｎに続くサンプリング、ｆ過およびクロス結合係数
Ｃ１〜Ｃ５の同様な方法における適宜な乗算５５０〜５
８へのフィードバックにより、復調Ｑチャンネル信号の
種々の遅延値との結合のため複数のミキサに適宜な利得
制御に工って供給さｎる０第２の合計器４１は同様な方
法で１お工びＱチャンネル双方から比較さｎた入力を受
信しかつ算定器６０と同一方法で作動する第２算定器６
１ｖｃ誤差信号出力を供給する。直角移相キーイング（
Ｑ、ＰＳＫ）モデムに関しては、センタウェイトを含む
一方のチャンネルの比較出力がセンタウェイトを除外す
る他方のチャンネルの対応比較出力と合計される。各合
計網の出力は算定器および比較器に印加さｎ、そして誤
差を構成する各算定器および比較器の２つの出力は両チ
ャンネルの制御アルゴリズムに印加される。制御アルゴ
リズムは横波イコライザの出力にクロス相関しかつ横波
イコライザタップのウェイトを変化するように制御信号
を発生する。

この工うな配置ｉＫよる問題は、第１図々示の従来の基
本帯域適応イコライザが機能的に複雑のため実行を困難
にさせかつ非常に高価になるということである。例えば
、最終信号を形成するのに使用さｎる乗算器（マルチプ
ライヤ）、例えば乗算器３０〜３８お工び５０〜５８は
ＤＣから良好な位相特性゛を有する入力信号の最大周波
数への周波数範囲にわたって作動しなけｎはならない。

こｎらの乗算器はまた４つの象限すべてにおいて作動し
なけｎばならずかつ相互シンボル干渉の良好な減少のた
めかなり直線的でなけｎばならない。誤差相関器、例え
は、７０〜７８は、非＠線性が収束時に影響を及ぼすだ
けであるから、直線性が緩和さｎる以外は、同一条件を
満足させなけｎばならない。ＴＤＭＡ　　モードで作動
する高速　ＱＰＳＫモデム（変復調装置）に関しては、
従来の基本帯域イコライザに連続バーストの変化に十分
速く応答することができない。こわらの制限は機能的か
つ作動的条件ならびに成の周波数制限によるものである
。例えば、アナログ合計増幅器および高速演算（）１２
０メガビット〕用４象限増幅器は容易に利用し得ない。

アナ四グ合計または差動増幅器は習慣的に組み込まｎる
かも知匙ないが、４象限増幅器は１２０メガビツトにお
ける演算のため習慣的に組み込むことは困難である。ま
た、１２０メガビットＱ、ＰＳＫモデムに関しては、合
計網が容易に利用し得す、とくにこｎらは３個以上の入
力合計を必要とする。すべての増幅に関する位相＠練性
もまた賞賛である。

従来のイコライザの設計に伴なうさらに他の問題は、算
定器６０における誤差信号の積分が連続して行なわｎか
つ係数がｉ＝号全全体わたって平均さｎる最小平均スク
エア誤差を得るように集まるといりことである。この技
術は高速において極めて高価である。ざらに、誤差関数
の連続積分が使用ざｎるので、ＴＤＭＡ　用途において
遭遇さｎる不連続バースト通信にはその設計が不適当で
ある。

そｎゆえ、本発明の目的は、従来のイコライザより複雑
でなくかつ高価でない適応横波イコライザを提供するこ
とにある〇 本発明のざらに他の目的は、従来のイコライザより作用
的に簡単であるだけでなくまた高価でない成分を利用す
る横波イコライザを提供することＫある。

本発明のざらに他の目的は、ＴＤＭＡ／＜−スト通信に
おける使用にかつ高速での使用に適する横波イコライザ
を提供することｒｃある。

簡単に言えば、こｎＧ）＞工び他の目的は、イコライザ
がＩＰ′において実行さｎかフィコライザのタップ・ウ
ェイトまた係数が基本帯域毎号から引き出ざｎた情報に
応じてデジタル制御さｎる簿応横鼓イコライザを設ける
ことｒ／ｃよって達成ざｎる。

詳言丁ｎば、本発明による新規なハイブリッド適応イコ
ライザは工Ｆイコライザの係数を制御するように基本帯
域イコライザから誤差を引き出す。

したがって基本帯域イコライザから引き出ざｎた誤差は
遅延さｎかつ各バーストの別個の処理を許容するＴＤＭ
Ａ　　バースト時間シーケンスに応じて分布さｎること
ができる。一実施例に２いては、信号は等化ざｎかつ次
いで等化データを得るように復調ざｎ、そしてＭｌおよ
び第２誤差信号は第１および第２チヤンネルの各々の等
化データに応じて発生ざｎる。誤差信号は１次いで非等
化入力信号を復調することによって得らｎる非等化デー
タと相関させら九る合成誤差１百号を得るように結合さ
れる。その場＠に係数値は相関結果に応じて調整ざｎる
。

以下に本発明を添付図面を参照して明瞭に説明する。

第３図は装置の適応イコライザ部分が工ＦＩＣおいて行
なわｎる本発明によるイコライザの第１実施例を示す。

第３図々示のイコライザは、追加のタップを従来良く知
らｎている方法で追加することができるけｎど％、５個
のタップを持つイコライザである。適応イコライザはハ
イブリッド■□、Ｈ２お工び　Ｈ６ならびに遅延線１０
２お工び１０４を含んでいる。ミキサＭ工〜Ｍ６　　は
適宜のタップ出力を「笑」係数Ｃ−□　ＵＯお工びＣ工
、お工痺像」係数Ｊ０．（１０お工びｄ□、すなわち工
お工びＱチャンネルを含むそｎ−ｔｎの係数に乗する。

ハイブリッドＨ４およびＨ５および適合ハイブリッドＱ
Ｈ□は出力信号を発生する結合器を形成する。

したがって、横波イコライザはＱＰ　ＳＫ　変調信号を
受信しかつ復調前に信号の等化を行なう。この工Ｆ横波
イコライザの同等の基本帯域「パルス」応答はそこで ｈ　（ｔ）　＝　Ｊ、δ（ｔ−Ｔ）＋ｋｏＪ　（ｔ）　
＋に、（ｔ＋Ｔ）に工って与えらｎる。ここでに□＝Ｃ
１＋ｊｄ１、Ｔは遅延長さ、セしてδ（１）はティラッ
ク・デルタ関数である。

上記等式から明らかなごとく１等価フーリエ変換は。

Ｈ（Ｗ）　＝　ｋ−０ｅ−ｊ”＋　ｋｏ＋　ｌｃ、ｅ＋
ｊ″′ｒによって与えらｎる。

この関数はほぼ正弦波の形で変化する本質的に独立の振
幅および位相項を与える。第６図々示の本発明の配置は
振幅おＬび位相中の等価放物線および直線ひずみにおけ
るかなりの柔軟性を許容する。

等価ＱＰ８に変調信号からなる適合ハイブリッドＱＨ工
の出力はそこでエチャンネルお工びＱチャンネル出力デ
ータを得る工うに増幅器Ｂ工、ノ・イブリッドＨい　ミ
苓すＭ７お工びＭ８お工び低域フィルタ　ＬＰＦｌ　：
＆工びＬＰＦ２　ｋ　紅白して公知の方法で復調さｎる
ことができる。こｎらのチャンネルの各々に関するデー
タは次いでそｎぞｎのサンプルおよび保持回路８Ｈ工お
よびＳＲ，において便利には市販のマイクロプロセッサ
であっても良い適応アルゴリズムプロセッサから受信す
ｆＬ７ｔサンプリンクハルスに応じてサンプルざｎる。

サンプルおよび保持回路ＳＲ□お工びＳＲＱからの出力
は次にアナログ−デジタル変換器Ｖｒ＞□　お工びＡ／
Ｄ２　　においてそｎぞｎデジタル形状に変換さｎ、そ
して各チャンネルに関するデジタルサンプルデータはそ
の場合に入カデータパツファ１１０に記憶さｎる。

イコライザを制御するためのアルゴリズムを発生する第
１段階は初期係数を供給しかっこｎらの係数を使用して
横波工Ｆイコライザを初期設定することである。したが
って、マイクロプロセッサ１１２は係数メモリ１１４か
ら外部に負荷さｎる複数の初期設定係数を最初に読み取
ることができる。こｎらの係数ｉｌｔ第３図の基準１１
６Ｖｃよって集合的に設計さｎる対応する複数の出力デ
ータラッチに供給さｎることができる。初期設定係数は
−ｔｎぞｎの変換器Ｄ／Ａユ〜Ｄ／Ａｓ　ＰＣおいて１
Ｆ横波イコライずの対応ミキサＭ□〜Ｍ６に供給される
ことができるアナログ係数に変換さｎる。

演算ＴＤＭＡ　（時分割変調アクセス）装置において、
各ステーションは、種々のステーションからのデータが
サテライトに・おいて重なり合わないような、ＱＰＢＫ
　　変調データの同期バーストを伝送する。特定のステ
ーションからのバーストの早期部分中、遷移が安定した
後、マイクロプロセッサ１１２によってサンプルおよび
保持回路ＳＲ工お工び５Ｈ１Ｉならびに変換器Ａ／Ｄ□
およびＡ／Ｄ、ｌは等化データ波形のサンプルを得るこ
とができる。バースト当りのサンプル数は、利用し得る
処理速度に依存して、１０から数百に達することができ
る。既知の古い、すなわち、初期の係数とともに新たに
得らｎたサンプルが付与さｎると、新たな係数は種々の
既知のアルゴリズムのうちのいずｎか１つ（例えは、ゼ
ロ強制、最小平均スクエア誤差等）を使用して計算さｎ
ることができそして新たに計算さｎた係数はその場合に
初期係数の位置においてメモリ１１４に記憶さｎること
ができる。そのステーションからの次のバーストの開始
において、新しくｇｒｔた係数は工Ｆ横波イコライザに
供給さｎる。

新たなイコライ゛ザ係数の計算は実時間において、すな
わち１次のバーストの開始前に生ずる必要はない。実際
、計算は牙フラインでなさｎることができかつメモリ１
１４は数秒ごとにのみ新しくさｎる。実時間において行
なわｎねばならない作動は各バーストの開始における出
力ラッチの負荷および受信機の復調データのサンプリン
グである。

ゆっくり変化する　ＴＤＭＡ装置において、この技術は
　Ｔ　ＤＭＡフレーム中の各バーストに関して発生する
ような独立の適合を許容する。

第３図々示のデジタル制御イコライザは従来技術を越え
る顕著な改良を示すが、そＩｆ”ｔｉｃ％拘らず多数の
欠点に遭遇する。評言すｎば、処理アルゴリズムに必要
な情報を得るために、基本帯域波形７りＥ　？　／　７
’ルざｎ、保持さｎかつシンボル・レートにおいてアナ
ログからデジタル形状に変換ざｎねばならない。１２０
メガビツトのインテルサット装置に関しては、この処理
は６ｏメガヘルツで発生しなけｎばならず、そｎＦｉ事
実上速くかつとくにａ／Ｄ変換が厄介である。１つの収
束アルゴリズム、すなわち、最大傾斜の降下による最小
平均スクエア誤差はそのような速いＡ／Ｉ俊換を必要と
しない交番イコライザおよび制御の実行の可能性を呈し
、そしてベーシック概念のより簡単な実施例を提供する
。本発明の第２冥施例による改良さｎたイコライザのブ
ロック図を第４図に示す。

第４図の実施例は実際の等化を行なう工Ｆ横波イコライ
ザ網１２０おＬび利得制御、キャリヤ回復および復調器
網１２１が第３図におけるそｎらと一致するかも知ｎな
いということにおいて第３図の実施例と同じである。し
かしながら、２つの実施例間の本質的な相違は、第４図
の実施例における係数がＤ／Ａ変換器１６０〜１４０を
経由してハードウェア制御器によって適当な時間におい
てイコライザに供給さｎるということである。こｎは第
３図の第１実施例に工って得らｎることができるよりも
極めて速い演算速反を可能にする。

第４図の実施例の誤差信号発生および係数更新全詳細に
説明するために、アルゴリズムは３つの工程からなる。

すなわち、（１）実際と所望データ信号間の差を表わす
ソフトウェアよりむしろハードウェアにおける誤差信号
の発生、（２）この誤差信号のデータ信号とのハードウ
ェア相関および積分、および（８）ソフトウェア内の積
分さｒＬ７を誤差信号を処理することによるイコライザ
係数の更新である。

第１の作動に、　ＱＰＳＫ　のごときデジタル復調装ａ
においては、受信鼓形はＶがハードウェア設計に！つて
決定ざｆるある電圧であるならば２つのチャンネル、＋
ｖおよび−Ｖには２つの公称値のみを有することが知ら
ｎている。実際の決定は信号の極性を決定することＩ／
ｃエク行なわｎ、かつそｎゆえ信号が存するベーシック
情報は高信頼度が認めらｎる。極性を決定した後、誤差
は基本帯域信号を厳しく制御しかつ誤差鼓形を（１）を
得るために公称電圧値を実録の電圧値から減じることに
裏って得らｎる。以下に詳述するように、誤差発生に関
しては１チヤンネルのみが検討さｎ、そして誤差信号は
比較器１５０の出力に供給ざｎる。

第２の作ｗＪは最小平均スクエア誤差（ＭＭＳＩ）アル
ゴリズムから直接引き出さｎる。特定の係数に関して平
均スクエア誤差の部分導関数が誤差信号と誤差に対する
その時間移動ｊ＝−工び関係が係数自体と同一であるそ
のデータ信号との相関に関連することが示ざｎる。例え
ば、基準係数Ｃ０における誤差を測定するためには、誤
差と同一時間および同一チャンネルにおいて誤差信号と
データとの間の相関を得ることが必要である。同様に、
基準パルスがミキサＭＩＩおよびＭＢにある間データパ
ルスで作動するｄ−□係数の誤差を測定するためＶＣは
、誤差サンプル後に到来する対向チャンネルのデータパ
ルスと誤差信号を相関させることが必要である。こ２″
Ｌは誤差信号を遅延させかつ次いで非遅延データと相関
させることにより達成さｎる。

ざらに第４図を参照して、遅延素子１５２゜１５４お工
び１５６の各々は同一遅延時間を供給する。ミキサ１６
０および１６２は遅延誤差信号を等しい量によって遅延
さｆ′Ｌ７′Ｃそｎぞｎのチャンネルからのデータに相
互に関係させ、したがって２基準係数に関して要求さｎ
る相互関係を供給する。

ミキサ１６４および１６６はそｎ−ｔ’ｎのチャンネル
からの遅延データとともに非遅延誤差信号ｔ−受信しそ
ｎ＃ｌｃエク係数（１−０お工びＣ−１に関して要求さ
ｎる相互関係をそｎぞｎ供給する。最後に、ミキサ１６
８および１７０は非遅延データとと％に遅延誤差信号を
受信し七ｆ’ＬＫより係数ｄ、お工びＣ□に関して必要
とさｎる相互関係をそｎぞｎ供給する。６個の係数の各
々に関して、誤差信号と工お工びＱチャンネル中の過去
、現在および未来シンボルとの間に対応相互関係がある
。相互に関係さｒｔた信号は次いでクンポルクロックレ
ートにおいてサンプルさｎかつ次いで平均相関値を得る
ように七ｎぞｎの低域フィルタ１７２に訃いて積分ざｎ
る。ＴＤＭＡ　環境における各バーストが異なる接地ス
テーションから始まるので、最適係数は訓フレームの各
バーストに関して異なっても良く、そして相互に関係ざ
ｎ７’ｃ誤差信号はかくしてフレーム導出クロックにお
いて各バーストについてサンプルされる。サンプルさ：
ｒＬ７Ｃ誤差信号は次いてＡ／１１変換器１７４におい
てフレーム／バーストごとＶｃ１回デジタル化ざｎ、か
つそｎゆえマイクロプロセッサ基礎のアルゴリズムプロ
セッサに通ざｎる。

イコライザ係数を更新する最終工程はアルゴリズムプロ
セッサＫｊ？いて非笑時間基礎で達成さ１１゜ることが
できる。誤差サンプルはイコライザ制御装ｆｔ１８２と
干渉しない↓うな公知の方法において係数メモリに戻ざ
ｎる新たな係数を得るように最大傾斜の降下または同等
のアルゴリズムに応じて係数メモリ１８０から取９戻さ
ｎる過去の係数と結合さｎる。

イコライザ制御装置は到来バーストタイミングに応じて
イコライザに適轟な係数を供給するプロセッサの制御に
よる複数の出力データラッテを含んでいる第５図に示さ
ｆ′Ｌ７ｔような簡単な配置からなっても良い。係数更
新過程は　ＴＤＭＡフレーム中の各占有バーストに関し
て繰り返さｎ、そして収束は多敷のフレームにわたって
平均することにより達成さｎる。同−比にＬりすべての
係数を変化する作用がイコライザの利得ヲ亥化するのが
簡単であるので、変数としての６個の係数すべての使用
がバースト対バースト利得制御を設けるようにこのプロ
セッサを使用する可能性全許容することが顕著である。

また注目さｎるべきことは、アルゴリズムプロセッサが
チャンネルひずみについての情報、すなわち振幅および
グループ遅延を自動的に供給しそして固定状態モードに
おいて熱雑音によって支配さｎ　；ｂ　ＭａＫの計算を
介して性能評価を供給することができるということであ
る。そｎゆえ、　ＭＳＢはビット誤差率（ＢＢＲ）　全
判断するのに使用さｎることかできる。この方法におい
て、オンライン監視の可能性が般けらｎる。

ｍ５図全参照して、等化が工Ｆにおいて行なわｎるとい
う本質的な特徴において前述した実施例と同じである本
発明のＭ５実施例を胱明する。細波イコライザはこの実
施例においてそｎが一対の遅延線およびその各々がそｎ
ぞｎのイコライザ係数を備えている６個のミ午すを含み
セしてミキサ出力が合計さｎかつ次いで再び直角位相ハ
イブリッド２０２に２いて直角位相で合計さｆることに
おいて同じである。しかしながら、第５図の装置の残部
は著しく異なる。・ 等化工Ｆイ百号は直角位相ハイブリッド２０２の出力か
ら、工お工びＱチャンネルデータが第６図の復調器１２
１において使用されるのと同じにすることができる方法
に２いて回復さｎる復調器２０４に供給さｎる。次いで
Ｉチャンネルデータは公称データ値を得るようにスレッ
シュホールド決定回路２０６においてデジタル化され、
該公称データ値は次に実際の復調データから減算器２０
８において減算され、それによｔ）ｘチャンネル誤差信
号ε□を得る。同様に、回復されたＱチャンネルデータ
はスレッシュホールド決定回路２１０において厳しく制
限されかつ誤差信号ε８を得るように減算器２１２の実
際のＱデータイＢ号から減じられる。工およびＱチャン
ネルデータ誤差信号は次いで合計器２１４においてシン
ボルクロックレートにおいてサンプルされるように遅延
素子２１６を通って供給されかつ基本帯域ミキサまたは
乗算器２２０〜２６０の各々への入力として供給されて
いる給金誤差信号と結合される◇ 非等化ＩＦ信号はまた非等化信号が１およびＱチャンネ
ルデータを回復するような方法において復調に従わされ
る復調器２４０に供給される。Ｉチャンネルデータはシ
ンボルクロックレートにおいてサンプルされかつ乗算器
２２０への入力として、遅延素子２４２を介して乗Ｘ沿
２２２への入力としてそして遅延素子２４２および２４
４を介して乗算器２２４への入力として供給される。Ｑ
チャンネルデータは同様にシンボルクロックレートにお
いてサンプルされかつ乗算器２２６へ直接そして遅延素
子２４６および２４８を介して乗算器２２８および２６
０へ入力として供給される。

乗算器２２０〜２３０からの出力はそれぞれの積分フィ
ルタ２５０を介して供給され、その出力はフレームクロ
ックレートにおいてサンプルされ、それぞれのＡ／Ｄ変
換器１７４に供給され、かつその後第４図に示したと同
一方法において処理される。

第４図および第５図の実施例間の顕著な相異は、第５図
においては、誤差信号が非等化入力信号から回復された
データと相互に関係されるが、第４図においては誤差信
号が等化信号から同腹されたデータと相互に関係させら
れるということである。

これは収束を保証しかつ「追尾」しかつ最後に他の組の
係数に集まるようにイコライザを可能とするので、ＭＭ
８Ｅアルゴリズムのより有効な作動を許容する。第５図
の実施例の追加の顕著な特徴は２つの誤差信号ε工およ
びε９が相関以前に結合されるということである。これ
は従来装置の複雑なりロス相関特性かつまた第３図およ
び第４図に示した実施例の特性を除去することにより必
要なハードウェアを著しく簡単化する。合計器２１４で
の合計はＩＰと基本帯域信号との間の位相差を示す追加
の位相項を生じてもよいが、この項は結合された誤差信
号がそれら自体最小にされるとき非常に小さく、そして
いずれにしてもそのような位相差は公知の方法における
位相トラッキングによって一般に補正される。

第５図の装置における種々の遅延の目的はイコライザか
ら相関器への各データビット用の等しい遅延を確実にす
ることができるように留意することが重要である。例え
ば、イコライザの中心タップにおける非等化データは乗
算器２２２に到達するために単一遅延２４２を通過し、
そして対応誤差信号が同一ミキサに供給される前に単一
遅延２１６を通過する。

本発明による基本帯域イコライザの実行のさらに他の重
要な特徴は乗算器２２０〜２３０の特別な配置に存する
。極めて高速演算が可能である基本帯域乗算器を設計す
ることは非常に無難しいので、本発明の乗算器は第６図
に示されるように３つの差動増幅器Ａ□、Ａ２および人
、で実行される。測定のため、想像上の波形が復調器２
４０からスイッチ２２１介して増幅器Ａ工の１人力に供
給される。

信号は想像上の入力信号が印加されるときイコライザに
よって発生される誤差信号である誤差信号ε□と差動比
較される。このとき、増幅器Ａ２はゼロレベルに留まる
。増幅器Ａ□の出力は次いで種々の成分の不適切および
誤調整に関して補正する、想像上の入力信号のため得ら
れるような出力に対応する◇増幅器Ａ□用のこの想像上
の出力レベルが一旦確立されたならば、スイッチ２２１
は増幅器Ａ□の入力が抵抗を通して接地せしめられるよ
うに開放され、そしてポテンショメータ２３は増幅器Ａ
□の出力が再びその「想像上の」レベルにあるまでポテ
ンショメータ２３を経て調整される基準信号ε、を発生
するように接続される。増幅器Ａユの出力はその後基準
信号として使用されることができる。

続く演算において、復調器２４０からの出力が増幅器Ａ
２の入力に供給されかつ遅延ユニット２１６の出力から
受信された誤差信号ε２と差動比較され、増幅器Ａよと
Ａ２の出力間の差は誤差量に和尚するが想像上の状態に
言及される。この差は増幅器Ａ３の出力に発生され、か
つ誤差が移動する方向に依存して正または負であっても
良い。過程は繰返しでありかつＡ３の出力は積分器２５
０に印加されるので、その過程は基本帯域乗算器を取り
換える相関となる。残９の乗算器２２０〜２４０がキャ
リプレート（測定）されかつ乗算器２２０に関連して上
述されたと同一の方法において演算される。この乗算器
の配置はまた、例えば第４図の装置における他の乗算器
に使用されることができる。

上述のごとく、本発明によるデジタル制御の横波イコラ
イザはＲＦイコライザのウェイトを制御するために基本
帯域からの誤差を利用することによシ基本帯域イコライ
ザの成分限および機能的実行における問題を解決し、し
たがって完全なハイブリッド適応等化過程を形成する。

これは高周波乗算器へのアナログ４象限ＤＣの必要を除
去しかつＴＤＭ人バースト時間シーケンスに応じて遅延
されかつ分配されるような基本帯域イコライザから引き
出される誤差を許容し、それによシ各バーストについて
の個別処胛を許容する。第６図および第４図の第１およ
び第２実施例においてＣま、イれぞれ、相関は所望なら
ば単一チャンネルのみから引き出された誤差信号に基づ
いて行なわれることができる。これは完全に自足できる
基本帯域零化に関しては許容し得る作動を折供するが、
両チャンネルに関する制御アルゴリズムの主ウェイティ
ング（重み伺け）要素は良く知られているように両チャ
ンネルからの誤差を受容しなければならない。しかしな
がら、第５図の第３実施例においては、各チャンネルか
らの誤差信号は従来のクロス相関の必要を取シ除くよう
に結合され、したがって必要なハードウェアを著しく簡
単化する。加えて、第５実施例は誤差信号を非等化デー
タと有利に相関させる。

本発明の幾つかの実施例を例として説明したが、特許請
求の範囲に定義された本発明の精神および範囲から逸脱
することなく、開示された実施例を種々変更および変形
可能であるととを理解されたい０

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の基本帯域横波イコライザを示す略図、 第２図は第１図に示したイコライザのブロック図、 第３図は本発明の第１実施例によるデジタル制御の適応
イコライザを示す略図、 第４図は本発明の第２実施例によるデジタル制御の適応
横波イコライザを示す略図、 第５図は本発明の第３実施例による横波イコライザを示
す略図、 第６図は本発明において使用される新規な乗舅器の配置
を示す回路図である。 図中、符号１０２，１０４は遅延線、１１０はバッファ
記憶手段、１１２はマイク四プ四セッサ、１１４は係数
メモリ、１１６は出力データラッチ、１５２．１５４，
１５６は遅延線、１７２は低域フィルタ、１８０は係数
メモリ、１・８２はイコライザ制御装置ｊ（，２０４，
２４０は復調器、Ａｌは基準手段、Ａ３．Ａ３は差動増
幅器、８Ｂよ、８Ｈ２はサンプリング手段、ＡｌＤよ、
ＡｌＤ２はアナログ−デジタル変換器、２５０は積分器
である〇 １Ｓ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）データで変調さｆ′ＬｆＣ入力信号を受信しかつ
   前記変調信号をイコライザ係数値に応じて等化する等化
   部分と、 等化データ信号を得るために前記等化信号を復調する復
   調部分と、 前記等化データに応じて誤差信号を発生する誤差信号発
   生手段と、 １１７記係数値を少なくとも前記誤差信号に応じて発生
   する係数発生手段とから成ることを特徴とする適応イコ
   ライザ。 （２）前記係数発生手段は前記誤差侶号を前記等化デー
   タ信号と相互に関係させることをＩＷｊ徴とする特許請
   求の範囲第１項に記載の適応イコライザ。 （８）さらに、非等化テータ惰号を得るために前記非等
   化入力信号を復調する第２復調手段を含み、前記係数発
   生手段は前記誤差信号を前記非等化データ信号と相互に
   関係させることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記
   載の適応イコライザ。 （４）前記入力変調信号は。 少なくとも第１および第２の間欠かつ挿入信号を含み、
   前記係数発生手段が前記第１間欠値号用の第１組の係数
   値および前記第２間欠値号用の第２組の係数値を発生し
   、 前記第１および第２組の係数値の各々を記憶する係数メ
   そりと、 前記係数値をその後の対応する第１ま′Ｉ′ｃは第２間
   欠値号の間中前Ｆｅ等化部分に供給する係数制御手段と
   から成ることを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし
   第３項のいずｎかに記載の適応イコライザ。 （６）前記発生手段は、 前記等化データｆ：ｔンプリングしかつ保持するサンプ
   リング手段と、 前記サンプリング手段の出力をデジタル形状に変換する
   デジタル−アナログ変換手段と、前記アナログ−デジタ
   ル変換手段の出力ｔ−記憶するバッファ記憶手段と、 係数メモリ手段と、 前記係数値を前記バッファ記憶手段の内容に応じて計算
   しかつ前記係数メモリ手段に前記計算さＴ′した係数値
   を記憶する制御手段とから成り、該制御手段は、前記計
   算中、予め計算６２″した係数値を前記係数メモリ手段
   から前記等化部分へ供給することを特徴とする特許請求
   の範囲第２項に記載の適応イコライザ。 （６）前記等化部分は、前記変調入力信号を遅延させる
   遅延手段およびそｎぞｎの係数値に工ｐ遅延および非遅
   延入力変調信号を乗する少なくと′％第１および第２等
   化乗算器、１人力として前記誤差信号を各々受信しかつ
   七ｎぞｆ′Ｌ第１および第２相関佃号を供給する工うに
   北２人力に前記誤差信号を乗する少なくとも第１および
   第２相関乗算器からなる前記係数発生手段、および前記
   等化データ金遅延させる相関遅延手段を含み、前記非遅
   延等化データは前記相関乗算器の一方に入力として供給
   さｎかつＦａｉｌ記遅延等価データは前記相関乗算器の
   他方に入力として供給さｎ、前記係数発生手段はさらに
   、前記相関信号をシンボル−レートにおいてサンプリン
   グする第１サンプリング手段、前記サンプル相関信号を
   平均する平均手段、前記平均相関信号をフレーム・レー
   トにおいてサンプリングする第２サンプリング手段、お
   よび前記係数値を前記第２サンプリング手段の出力に応
   じ、新しくする計算手段とからなることを特徴とする特
   許８Ｎ求の範囲第２項に記載の適応イコライザ。 （γ）前記係数発生手段は、 基準信号全供給する基準手段（Ａｌ）と、第１および第
   ２人力含有し、前記第１人力として前記相関データ信号
   をかつ前ＳＣ第２人力として前１Ｃ誤差信号を受信する
   第１差動増幅器（Ａ２）と、前記基準４ｇ号および前記
   第１増幅器の出力を差動増幅する第２差動増幅器（Ａ３
   ）とから成ることを特徴とする特許請求の範囲第２項ま
   たは第３項に記載の適応イコライザ。 （８）前記非等化入力信号は第１′Ｊ？工び第２チヤン
   ネルのデータを含み、前記誤差信号発生手段は前記第１
   誤差信号を前記第１チヤンネルからの等化データに応じ
   て発生する手段、第２誤差信号を前記第２チヤンネルか
   らの等化データに応じて発生する手段、および前記デー
   タ信号との相関用合成誤差信号を発生するように前Ｈピ
   第１お工び第２誤差信号を結合する手段からなることを
   特徴とする特許請求の範囲第２項ま１′Ｃ，は第３項に
   記載の適応イコライザ。 （９）前記係数発生手段はざらに、前記合成誤差信号を
   シンボル・レートに２いてサンプリングする誤差サンプ
   リング手段、前記非等化データを前記シンボル瞭レート
   においてサンプリングするデータサンプリング手段、１
   人力として前記誤差サンプリング手段の同一出力を各々
   受信しかつその他方の入力として前記データサンプリン
   グ手段と異なるサンプルを各々受信する複数の相関乗算
   器、該相関乗算器の出力を平均する平均手段、該平均手
   段出力をフレーム・レー）Ｋ訃いてサンプリングする第
   ２サンプリング手段、２工び前記係数値を前記ｍ２サン
   プリング手段の出力に応じて新しくする計算手段から成
   ることを特徴とする特許請求の範囲第８項に記載の適応
   イコライザ。 αα処理信号を得るために係数信号に応じて入力信号を
   処理する手段、誤差信号を得るために前記処理信号を検
   出する検出手段および前記係数信号を得るために前記誤
   差信号を前記入力信号から引き出さｎｘ第２信号と結合
   する結合手段を有する型の信号処理装置において、前記
   結合手段が、基準信号を発生するための基準手段と。 第１増幅器出力′ｔ−得るためにＭｌおよび第２増幅器
   入力を受信しかつ差動増幅し、そして前ＩＣｍ２信号を
   前記第１増幅器入力としてかつ０１ｊ記誤差信号を前記
   第２増幅器入力として受イゴする第１差動増幅器（Ａ２
   ）と、 前記係数イ百号を得る丸めに前記第１増幅器出力と基準
   信号を比較する手段とから成ることを特徴とする信号処
   理装置。 Ｑ力前記比較手段が第２差動増幅器から成ることを特徴
   とする特許請求の範囲第１０項に記載の信号処理装置。 （□□□前記比較手段がさらに、前記第２差動増幅器の
   出力を受信しかつ積分する積分手段から成ることを特徴
   とする特許請求の範囲第１１項に記載の信号処理装置。 ０８）前記基準手段が、 第１および第２のさらに他の増幅器人力を受信しかつ差
   動増幅しそして前記基準信号をその出力として供給する
   さらに他の差動増幅器（Ａよ）と、前記基準信号の所望
   のレベルを決定するために第１の時間周期中前記第１お
   よび第２のさらに他の増幅器入力として前記処理信号お
   よび誤差信号を供給する手段と、 次に第２および第３基準信号を前記第１およびｍ２のさ
   らに他の増幅器入力に供給する手段とから成り、前記第
   ２および第３基準信号の少なくとも１つが前記所望のレ
   ベルに対して前記さらに他の増幅器出力を調整するため
   に調整可能であることｖｉ−特徴とする特許請求の範囲
   第１０項に記載の信号処理装置。