JPH0122787B2 - - Google Patents
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- JPH0122787B2 JPH0122787B2 JP53122235A JP12223578A JPH0122787B2 JP H0122787 B2 JPH0122787 B2 JP H0122787B2 JP 53122235 A JP53122235 A JP 53122235A JP 12223578 A JP12223578 A JP 12223578A JP H0122787 B2 JPH0122787 B2 JP H0122787B2
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- signal
- signals
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 33
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 8
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
- H04L27/3854—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using a non - coherent carrier, including systems with baseband correction for phase or frequency offset
- H04L27/3872—Compensation for phase rotation in the demodulated signal
Description
本発明はデジタル多値多相変復調方式に関す
る。 一般にこの種の方式においては受信側で位相復
調する場合、所要Ｃ／Ｎの点で有利な同期検波方
式が採られているが、同期検波方式では基準搬送
波再生の際に引込位相の不確定さが生じ、そのた
め送りパルスパターンと復調パルスパターンが異
なる場合がある。この不都合さは従来差動論理変
換操作を用いることによつて取り除かれている。
例えば、2m（ｍ＝１，２，３…）PSK変調方式の
場合は、送りパルスパターンに2m進の差動論理変
換を行い。更に受信側にて復調されたパルス列に
2m進の差動論理変換を行うことによつて原信号を
再生している。 ところで、この方式の中で最もよく知られてい
る16QAM変調方式に対する差動論理変換につい
て検討してみるに、一般的に考えれば、12相を有
するので12進の差動論理変換が必要となるが実際
には、再生基準搬送波の引込位相の不確定さは、
復調信号として４値の信号を得るべく、π／２ラジ アン毎の４つの位相状態に限定されねばならない
ので、差動論理変換としては４進のそれを考慮す
ればよいことになる。この性質に着目して実現さ
れた従来例として、送り側において４進差動論理
変換回路を２個用い、受信側においても同様に４
進差動論理変換回路を２個用いることにより原信
号を再生する16QAM通信方式（特開昭52―
109811号）がある。 この方式によれば、差動論理変換操作は非常に
簡略化されてはいるが、送りベースバンドデジタ
ル信号４列はすべて４進差動論理変換がなされて
いるため符号誤りは２倍となる欠点を有する。 本発明の目的は前述の欠点を除去した符号誤り
が小さいデジタル多値多相変復調方式を提供する
ことにある。 本発明によれば送信部が複数の２進デジタル信
号のうち１対を４進差動論理変換する第１の手段
と、前記１対の２進デジタル信号を除く第１の前
記２進デジタル信号と前記第１の手段の出力信号
を多値アナログ信号に変換する第２の手段と、前
記第２の手段の出力により搬送波を直交振幅変調
し送信する第３の手段とを含み、受信部が、前記
送信波を受信し前記多値アナログ信号に対応した
信号を再生基準搬送波により復調する第４の手段
と、前記第４の手段の出力信号を２進デジタル信
号に変換する第５の手段と、前記１対の２進デジ
タル信号を再生するために前記第５の手段の出力
のうち１対の２進デジタル信号を４進差動論理変
換する第６の手段と、前記第６の手段の入力信号
および出力信号から前記再生基準搬送波の引込位
相状態を判別する第７の手段と、前記第５の手段
の出力信号のうち前記１対の２進デジタル信号を
除いた信号を前記第７の手段の出力により信号変
換して前記第１の２進デジタル信号を再生する第
８の手段とを含むことを特徴とするデジタル多値
多相変復調方式が得られる。 以下図面を参照しながら本発明を詳細に説明す
る。 第１図は16QAM通信方式の従来例であり、１
は送信局部発振器、２は分配器、３はπ／２移相器、 ４，５は振幅変調器、６は合成器、７，８は和分
論理回路、９，１０はＤ／Ａ変換回路、１１は
QAM復調器、１２，１３はＡ／Ｄ変換回路、１
４，１５は差分論理回路である。 送信側においては、ベースバンドデイジタル信
号４列のうち、デジタル信号S1とS2、デジタル信
号S3とS4をそれぞれ１対とし、和分論理回路７，
８にて４進差動論理変換を行い、その出力として
信号S′1〜S′4を得る。更に、デジタル信号S′1と
S′3をＤ／Ａ変換器９に入力し４値信号Ｐ、又デ
ジタル信号S′2とS′4をＤ／Ａ変換器１０に入力
し、４値信号Ｑをそれぞれ得る。これら信号Ｐ，
Ｑは次に、互いに直交関係にある振幅変調器４，
５を駆動し合成器６の出力で第２図に示されるよ
うな16QAM信号を得る。振幅変調器４，５の直
交関係は、送信局部発振器の出力信号を分配器２
で２分岐した後一方にπ／２移相器を挿入すること によつて達成される。受信側においては、まず
QAM復調器１１で４値の信号Ｐ，Ｑを復調す
る。これら信号は更にＡ／Ｄ変換器１２，１３で
４値識別されS″1〜S″4なる２値デジタル信号を得
る。これら信号は送信側でのS′1〜S′4に対応する
がQAM復調器１１での再生基準搬送波の引込み
位相の不確定さによつてパターン列が一致した
り、しなかつたりする。そこで、デジタル信号
S″1とS″2およびデジタル信号S″3とS″4を１対とし
て差分論理回路１４および１５でそれぞれ４進差
動論理変換を行えば、その出力で送り信号S1〜S4
と一致したデジタル信号S1〜S4を得ることができ
る。 このように第１図における従来の16QAM通信
方式における差動論理変換は送信側と受信側のそ
れぞれで２個の４進差動論理変換回路によつて達
成されているので前述のごとく４進差動論理変換
による符号誤りは増大する。 第３図は本発明による16QAM通信方式の実施
例であり、１６は判別回路、１７はゲート回路、
１８は和分論理回路である。他の番号は第１図の
それらと同じ機能をもつ以下、動作を説明すると
送信側においてはベースバンドデジタル信号S1と
S2を和分論理回路７で４進差動論理変換し、又ベ
ースバンドデジタル信号S3とS4は差動論理変換は
行なわずそれらをＤ／Ａ変換器９，１０の入力信
号とする。Ｄ／Ａ変換器９では入力としてS′1，
S3を受け４値信号Ｐを、またＤ／Ａ変換器１０で
は入力としてS′2，S4を受け４値信号Ｑをそれぞ
れ得る。更にＰ，Ｑ信号で、直交関係にある振幅
変調器４，５を駆動することによつて合成器６の
出力において第２図の如き16QAMのベクトル信
号を得る。振幅変調器４，５の直交関係は、送信
局部発振器１の出力信号を分配器２で２分岐した
後、一方にπ／２移相器３を挿入することによつて 達成される。受信側では、QAM復調器１１で復
調された４値のＰ，Ｑ信号はＡ／Ｄ変換器１２，
１３にて４値識別され、S″1〜S″4を得る。こで
S″1〜S″4のうち送り信号S1，S2に対応するS″1，
S″2を差分論理回路１４にて４進差動論理変換す
ることによつて送り信号S1，S2と一致する信号が
再生される。次に差分論理回路１４の出力信号
S1，S2は和分論理回路１８に入力され信号S′1，
S′2が再生される。この信号とＡ／Ｄ変換器１２，
１３の出力信号S″1，S″2は判別回路１６に供給さ
れる。この判定回路１６ではQAM復調器１１で
再生された基準搬送波の引込位相状態を判別し信
号G1〜G4を得る。これら信号はゲート回路１７
に供給される。このゲート回路１７は、基準搬送
波の引込位相状態にかかわらず復調された信号
S″3，S″4を送信側におけるデジタル信号S3，S4に
一致させるように信号G1〜G4により制御される。
このように信号S1，S2については４進差動論理変
換がなされるが、信号S3，S4は差動論理変換がさ
れていないので符号誤率が小さくなる。 第４図は判別回路１６の具体的な実施例であり
１００〜１０３は排他的論理和回路、１０４〜１
０７は論理積回路である。以下説明を行う。和分
論理回路１８の出力信号S′1，S′2を得る。この信
号は送信側における和分論理回路７の出力信号
S′1，S′2と一致するものである。それ故信号S″1，
S″2とS′1，S′2と論理比較すれば、再生基準搬送波
の引込位相状態を判別することができる。 第１表は信号S′1，S′2の位相状態とS″1，S″2の
位相状態が一致している時を０位相、π／２ずれ
ているときをπ／２相というように定義した場合の、 その位相状態とS″1，S″2，S′1，S′2間の関係を示
している。
る。 一般にこの種の方式においては受信側で位相復
調する場合、所要Ｃ／Ｎの点で有利な同期検波方
式が採られているが、同期検波方式では基準搬送
波再生の際に引込位相の不確定さが生じ、そのた
め送りパルスパターンと復調パルスパターンが異
なる場合がある。この不都合さは従来差動論理変
換操作を用いることによつて取り除かれている。
例えば、2m（ｍ＝１，２，３…）PSK変調方式の
場合は、送りパルスパターンに2m進の差動論理変
換を行い。更に受信側にて復調されたパルス列に
2m進の差動論理変換を行うことによつて原信号を
再生している。 ところで、この方式の中で最もよく知られてい
る16QAM変調方式に対する差動論理変換につい
て検討してみるに、一般的に考えれば、12相を有
するので12進の差動論理変換が必要となるが実際
には、再生基準搬送波の引込位相の不確定さは、
復調信号として４値の信号を得るべく、π／２ラジ アン毎の４つの位相状態に限定されねばならない
ので、差動論理変換としては４進のそれを考慮す
ればよいことになる。この性質に着目して実現さ
れた従来例として、送り側において４進差動論理
変換回路を２個用い、受信側においても同様に４
進差動論理変換回路を２個用いることにより原信
号を再生する16QAM通信方式（特開昭52―
109811号）がある。 この方式によれば、差動論理変換操作は非常に
簡略化されてはいるが、送りベースバンドデジタ
ル信号４列はすべて４進差動論理変換がなされて
いるため符号誤りは２倍となる欠点を有する。 本発明の目的は前述の欠点を除去した符号誤り
が小さいデジタル多値多相変復調方式を提供する
ことにある。 本発明によれば送信部が複数の２進デジタル信
号のうち１対を４進差動論理変換する第１の手段
と、前記１対の２進デジタル信号を除く第１の前
記２進デジタル信号と前記第１の手段の出力信号
を多値アナログ信号に変換する第２の手段と、前
記第２の手段の出力により搬送波を直交振幅変調
し送信する第３の手段とを含み、受信部が、前記
送信波を受信し前記多値アナログ信号に対応した
信号を再生基準搬送波により復調する第４の手段
と、前記第４の手段の出力信号を２進デジタル信
号に変換する第５の手段と、前記１対の２進デジ
タル信号を再生するために前記第５の手段の出力
のうち１対の２進デジタル信号を４進差動論理変
換する第６の手段と、前記第６の手段の入力信号
および出力信号から前記再生基準搬送波の引込位
相状態を判別する第７の手段と、前記第５の手段
の出力信号のうち前記１対の２進デジタル信号を
除いた信号を前記第７の手段の出力により信号変
換して前記第１の２進デジタル信号を再生する第
８の手段とを含むことを特徴とするデジタル多値
多相変復調方式が得られる。 以下図面を参照しながら本発明を詳細に説明す
る。 第１図は16QAM通信方式の従来例であり、１
は送信局部発振器、２は分配器、３はπ／２移相器、 ４，５は振幅変調器、６は合成器、７，８は和分
論理回路、９，１０はＤ／Ａ変換回路、１１は
QAM復調器、１２，１３はＡ／Ｄ変換回路、１
４，１５は差分論理回路である。 送信側においては、ベースバンドデイジタル信
号４列のうち、デジタル信号S1とS2、デジタル信
号S3とS4をそれぞれ１対とし、和分論理回路７，
８にて４進差動論理変換を行い、その出力として
信号S′1〜S′4を得る。更に、デジタル信号S′1と
S′3をＤ／Ａ変換器９に入力し４値信号Ｐ、又デ
ジタル信号S′2とS′4をＤ／Ａ変換器１０に入力
し、４値信号Ｑをそれぞれ得る。これら信号Ｐ，
Ｑは次に、互いに直交関係にある振幅変調器４，
５を駆動し合成器６の出力で第２図に示されるよ
うな16QAM信号を得る。振幅変調器４，５の直
交関係は、送信局部発振器の出力信号を分配器２
で２分岐した後一方にπ／２移相器を挿入すること によつて達成される。受信側においては、まず
QAM復調器１１で４値の信号Ｐ，Ｑを復調す
る。これら信号は更にＡ／Ｄ変換器１２，１３で
４値識別されS″1〜S″4なる２値デジタル信号を得
る。これら信号は送信側でのS′1〜S′4に対応する
がQAM復調器１１での再生基準搬送波の引込み
位相の不確定さによつてパターン列が一致した
り、しなかつたりする。そこで、デジタル信号
S″1とS″2およびデジタル信号S″3とS″4を１対とし
て差分論理回路１４および１５でそれぞれ４進差
動論理変換を行えば、その出力で送り信号S1〜S4
と一致したデジタル信号S1〜S4を得ることができ
る。 このように第１図における従来の16QAM通信
方式における差動論理変換は送信側と受信側のそ
れぞれで２個の４進差動論理変換回路によつて達
成されているので前述のごとく４進差動論理変換
による符号誤りは増大する。 第３図は本発明による16QAM通信方式の実施
例であり、１６は判別回路、１７はゲート回路、
１８は和分論理回路である。他の番号は第１図の
それらと同じ機能をもつ以下、動作を説明すると
送信側においてはベースバンドデジタル信号S1と
S2を和分論理回路７で４進差動論理変換し、又ベ
ースバンドデジタル信号S3とS4は差動論理変換は
行なわずそれらをＤ／Ａ変換器９，１０の入力信
号とする。Ｄ／Ａ変換器９では入力としてS′1，
S3を受け４値信号Ｐを、またＤ／Ａ変換器１０で
は入力としてS′2，S4を受け４値信号Ｑをそれぞ
れ得る。更にＰ，Ｑ信号で、直交関係にある振幅
変調器４，５を駆動することによつて合成器６の
出力において第２図の如き16QAMのベクトル信
号を得る。振幅変調器４，５の直交関係は、送信
局部発振器１の出力信号を分配器２で２分岐した
後、一方にπ／２移相器３を挿入することによつて 達成される。受信側では、QAM復調器１１で復
調された４値のＰ，Ｑ信号はＡ／Ｄ変換器１２，
１３にて４値識別され、S″1〜S″4を得る。こで
S″1〜S″4のうち送り信号S1，S2に対応するS″1，
S″2を差分論理回路１４にて４進差動論理変換す
ることによつて送り信号S1，S2と一致する信号が
再生される。次に差分論理回路１４の出力信号
S1，S2は和分論理回路１８に入力され信号S′1，
S′2が再生される。この信号とＡ／Ｄ変換器１２，
１３の出力信号S″1，S″2は判別回路１６に供給さ
れる。この判定回路１６ではQAM復調器１１で
再生された基準搬送波の引込位相状態を判別し信
号G1〜G4を得る。これら信号はゲート回路１７
に供給される。このゲート回路１７は、基準搬送
波の引込位相状態にかかわらず復調された信号
S″3，S″4を送信側におけるデジタル信号S3，S4に
一致させるように信号G1〜G4により制御される。
このように信号S1，S2については４進差動論理変
換がなされるが、信号S3，S4は差動論理変換がさ
れていないので符号誤率が小さくなる。 第４図は判別回路１６の具体的な実施例であり
１００〜１０３は排他的論理和回路、１０４〜１
０７は論理積回路である。以下説明を行う。和分
論理回路１８の出力信号S′1，S′2を得る。この信
号は送信側における和分論理回路７の出力信号
S′1，S′2と一致するものである。それ故信号S″1，
S″2とS′1，S′2と論理比較すれば、再生基準搬送波
の引込位相状態を判別することができる。 第１表は信号S′1，S′2の位相状態とS″1，S″2の
位相状態が一致している時を０位相、π／２ずれ
ているときをπ／２相というように定義した場合の、 その位相状態とS″1，S″2，S′1，S′2間の関係を示
している。
【表】
【表】
【表】
【表】
第４図における、排他的論理和回路１００〜１
０３、ANDゲート１０４〜１０７を用いた回路
は第１表の関係を回路に置き換えたもので、その
結果G1〜G4の制御信号を得ている。信号G1〜G4
はDC成分のみとなるものであるので、ビツト間
のトランジエントを消去するために一度波形整形
するとよい。 第５図はゲート回路１７の具体的な実施例であ
り、２００〜２０３はANDゲート、２０４〜２
０７はNANDゲート、２０８，２０９はORゲー
トである。第２表は再生基準搬送波の引込位相状
態（すなわちG1〜G4）と信号S″3，S″4，S3，S4
間の関係を表わしている。この関係は第１表より
容易に求めることができる。
０３、ANDゲート１０４〜１０７を用いた回路
は第１表の関係を回路に置き換えたもので、その
結果G1〜G4の制御信号を得ている。信号G1〜G4
はDC成分のみとなるものであるので、ビツト間
のトランジエントを消去するために一度波形整形
するとよい。 第５図はゲート回路１７の具体的な実施例であ
り、２００〜２０３はANDゲート、２０４〜２
０７はNANDゲート、２０８，２０９はORゲー
トである。第２表は再生基準搬送波の引込位相状
態（すなわちG1〜G4）と信号S″3，S″4，S3，S4
間の関係を表わしている。この関係は第１表より
容易に求めることができる。
【表】
【表】
第３表は第２表をS3，S4について整理したもの
でゲート回路１７は第３表を満足すればよい。よ
つて第５図は第３表を回路に置き換えたものであ
りS″3，S″4の入力信号を受けて、S3，S4なる送り
ベースバンド信号と一致した信号を得ることがで
きる。 第３図における送信論理回路７及び１８には通
常の初期条件が不確定なものは用いることができ
ないので、初期条件が確定したものを用いること
が必要となる。この初期条件の与え方については
種々あるが、後述のごとくフレームパルスによつ
て与える方法もある。 通常デジタル伝送方式において、受信側でフレ
ーム同期をとるためにベースバンド信号にフレー
ムパルスを挿入されている。第６図は、これを利
用した本発明の受信部の他の実施例である。第６
図は第３図にフレーム同期回路２０およびゲート
回路２１（４つのフリツプフロツプからなる。）
を追加したものである。フレーム同期回路２０に
て同期をとり同期信号を出力する。ゲート回路２
１ではこの同期信号によりデジタル信号S′1，
S′2，S″3およびS″4からフレーム信号F′1，F′2，
F″3およびF″4クロツク等でそれぞれ抽出する。こ
こで、送りベースバンド信号S1〜S4に同一のフレ
ームパルス列（以下Ｍ信号と呼ぶ）が挿入されて
いるとすると、F′1，F′2はＭと一致する。一方
F″3，F″4は再生基準搬送波の引込位相状態によつ
て信号Ｍとは異なつてくる。こ状態は前述した第
１表に従う。（但し、S′1とF′1，S′2とF′2，S″1と
F″3，S″2とF″4をそれぞれ対応させる。）よつてフ
レームパルス列F′1，F′2，F″3，F″4を判別回路１
６にて判別し、前述したゲート信号G1〜G4を得
て、これらによつてゲート回路１７を制御すれ
ば、その出力で送りベースバンド信号と一致した
S3，S4を得ることができる。他の動作は第３図と
同様である。 ここで、第６図におけるS1，S2に対する差動論
理変換手段の役割は、再生搬送波信号の引込状態
にかかわらず常に送信データと同一のS1，S2信号
を得るためであり、これを基準信号として差動論
理変換されていないデータS3，S4と比較すること
によつて引込位相を判別している。第３図におけ
るS1，S2に対する差動論理変換手段の役割につい
ても基本的には同一である。 第７図は、８×8QAMに対する本発明の実施
例であり、５０，５１は２値―８値変換器、５
２，５３は８値―２値変換器、５４は１７と同じ
ゲート回路である。他の回路は第６図と同様であ
る。第６図と比べてみれば、ゲート回路５４を追
加するのみで達成される。但し、Ｄ／Ａ，Ａ／Ｄ
変換器においては２値―４値変換から２値―８値
変換に変更する必要がある。 尚８×4QAMに対しては、送り側においてS5
及びS6のうちどちらかを削除するのみで、受信側
はそのまま用いることができる。 なお、前述の４進差動論理変換回路については
中川氏等の「Ｗ―40G Code Converters」
Review of The Electrical Communication
Laboratories，1975年８，９月23巻を参照された
い。また、フレーム同期回路については、米国特
許第3978285号を参照されたい。 以上説明のように、本発明はベースバンド信号
S1，S2以外の信号が差動論理変換されていません
ので、従来方式のような差動論理変換による符号
誤り率を除去することができる。さらに差動論理
変換を行うことにより引込み位相の不確定性を除
去するという効果も保持されている。また、本発
明は16QAM，８×8QAM，８×4QAMに限られ
るものではなく、2l×2kQAM（ｌ＝２，３，４…
…，ｋ＝２，３，４……）に対しても適用でき、
ｌ，ｋが増加した場合には、送信側において、送
信ベースバンド信号S1，S2に対しては４進差動論
理変換回路が必要であるが、S1，S2以外の送信ベ
ースバンド信号に対しては差動論理変換回路が不
要であり、受信側においては、ゲート回路５４を
追加するのみでよいので、従来例に対して著しく
回路構成が簡略化される。
でゲート回路１７は第３表を満足すればよい。よ
つて第５図は第３表を回路に置き換えたものであ
りS″3，S″4の入力信号を受けて、S3，S4なる送り
ベースバンド信号と一致した信号を得ることがで
きる。 第３図における送信論理回路７及び１８には通
常の初期条件が不確定なものは用いることができ
ないので、初期条件が確定したものを用いること
が必要となる。この初期条件の与え方については
種々あるが、後述のごとくフレームパルスによつ
て与える方法もある。 通常デジタル伝送方式において、受信側でフレ
ーム同期をとるためにベースバンド信号にフレー
ムパルスを挿入されている。第６図は、これを利
用した本発明の受信部の他の実施例である。第６
図は第３図にフレーム同期回路２０およびゲート
回路２１（４つのフリツプフロツプからなる。）
を追加したものである。フレーム同期回路２０に
て同期をとり同期信号を出力する。ゲート回路２
１ではこの同期信号によりデジタル信号S′1，
S′2，S″3およびS″4からフレーム信号F′1，F′2，
F″3およびF″4クロツク等でそれぞれ抽出する。こ
こで、送りベースバンド信号S1〜S4に同一のフレ
ームパルス列（以下Ｍ信号と呼ぶ）が挿入されて
いるとすると、F′1，F′2はＭと一致する。一方
F″3，F″4は再生基準搬送波の引込位相状態によつ
て信号Ｍとは異なつてくる。こ状態は前述した第
１表に従う。（但し、S′1とF′1，S′2とF′2，S″1と
F″3，S″2とF″4をそれぞれ対応させる。）よつてフ
レームパルス列F′1，F′2，F″3，F″4を判別回路１
６にて判別し、前述したゲート信号G1〜G4を得
て、これらによつてゲート回路１７を制御すれ
ば、その出力で送りベースバンド信号と一致した
S3，S4を得ることができる。他の動作は第３図と
同様である。 ここで、第６図におけるS1，S2に対する差動論
理変換手段の役割は、再生搬送波信号の引込状態
にかかわらず常に送信データと同一のS1，S2信号
を得るためであり、これを基準信号として差動論
理変換されていないデータS3，S4と比較すること
によつて引込位相を判別している。第３図におけ
るS1，S2に対する差動論理変換手段の役割につい
ても基本的には同一である。 第７図は、８×8QAMに対する本発明の実施
例であり、５０，５１は２値―８値変換器、５
２，５３は８値―２値変換器、５４は１７と同じ
ゲート回路である。他の回路は第６図と同様であ
る。第６図と比べてみれば、ゲート回路５４を追
加するのみで達成される。但し、Ｄ／Ａ，Ａ／Ｄ
変換器においては２値―４値変換から２値―８値
変換に変更する必要がある。 尚８×4QAMに対しては、送り側においてS5
及びS6のうちどちらかを削除するのみで、受信側
はそのまま用いることができる。 なお、前述の４進差動論理変換回路については
中川氏等の「Ｗ―40G Code Converters」
Review of The Electrical Communication
Laboratories，1975年８，９月23巻を参照された
い。また、フレーム同期回路については、米国特
許第3978285号を参照されたい。 以上説明のように、本発明はベースバンド信号
S1，S2以外の信号が差動論理変換されていません
ので、従来方式のような差動論理変換による符号
誤り率を除去することができる。さらに差動論理
変換を行うことにより引込み位相の不確定性を除
去するという効果も保持されている。また、本発
明は16QAM，８×8QAM，８×4QAMに限られ
るものではなく、2l×2kQAM（ｌ＝２，３，４…
…，ｋ＝２，３，４……）に対しても適用でき、
ｌ，ｋが増加した場合には、送信側において、送
信ベースバンド信号S1，S2に対しては４進差動論
理変換回路が必要であるが、S1，S2以外の送信ベ
ースバンド信号に対しては差動論理変換回路が不
要であり、受信側においては、ゲート回路５４を
追加するのみでよいので、従来例に対して著しく
回路構成が簡略化される。
第１図は従来の16QAM通信方式のブロツク図
例、第２図は16QAMの信号ベクトル配置図、第
３図は本発明による16QAM通信方式のブロツク
図例、第４図は判別回路の具体的回路例、第５図
はゲート回路の具体的回路例、第６図は本発明に
よる16QAMの他の実施例、第７図は本発明によ
る８×8QAM通信方式の実施例である。 図において、１……送信局部発振器、２……分
配器、３……π／２移相器、４，５……振幅変調
器、６……合成器、７，８，１８……和分論理回
路、９，１０，５０，５１……Ｄ／Ａ変換器、１
１……QAM復調器、１２，１３，５２，５３…
…Ａ／Ｄ変換器、１４，１５……差分論理回路、
１６……判別回路、１７，５４……ゲート回路、
２０……フレーム同期回路、２１……ゲート回
路、１００〜１０３……排他的論理回路、１０４
〜１０７，２００〜２０３……ANDゲート、２
０４〜２０７……NANDゲート、２０８，２０
９……ORゲートである。
例、第２図は16QAMの信号ベクトル配置図、第
３図は本発明による16QAM通信方式のブロツク
図例、第４図は判別回路の具体的回路例、第５図
はゲート回路の具体的回路例、第６図は本発明に
よる16QAMの他の実施例、第７図は本発明によ
る８×8QAM通信方式の実施例である。 図において、１……送信局部発振器、２……分
配器、３……π／２移相器、４，５……振幅変調
器、６……合成器、７，８，１８……和分論理回
路、９，１０，５０，５１……Ｄ／Ａ変換器、１
１……QAM復調器、１２，１３，５２，５３…
…Ａ／Ｄ変換器、１４，１５……差分論理回路、
１６……判別回路、１７，５４……ゲート回路、
２０……フレーム同期回路、２１……ゲート回
路、１００〜１０３……排他的論理回路、１０４
〜１０７，２００〜２０３……ANDゲート、２
０４〜２０７……NANDゲート、２０８，２０
９……ORゲートである。
Claims (1)
- １ 送信部が複数の２進デジタル信号のうち１対
を４進差動論理変換する第１の手段と、前記１対
の２進デジタル信号を除く第１の前記２進デジタ
ル信号と前記第１の手段の出力信号を多値アナロ
グ信号に変換する第２の手段と、前記第２の手段
の出力により搬送波を直交振幅変調し送信する第
３の手段とを含み、受信部が、前記送信波を受信
し前記多値アナログ信号に対応した信号を再生基
準搬送波により復調する第４の手段と、前記第４
の手段の出力信号を２進デジタル信号に変換する
第５の手段と、前記１対の２進デジタル信号を再
生するために前記第５の手段の出力のうち１対の
２進デジタル信号を４進差動論理変換する第６の
手段と、前記第６の手段の出力信号及び前記第５
の手段の出力から前記再生基準搬送波の引込位相
状態を判別する第７の手段と、前記第５の手段の
出力信号のうち前記１対の２進デジタル信号を除
いた信号を前記第７の手段の出力により信号変換
して前記第１の２進デジタル信号を再生する第８
の手段とを含むことを特徴とするデジタル多値多
相変復調方式。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12223578A JPS5547754A (en) | 1978-10-03 | 1978-10-03 | Modulation and demodulation system of digital multi- value and multi-phase |
| CA336,414A CA1132270A (en) | 1978-10-03 | 1979-09-26 | Digital multi-level multi-phase modulation communication system |
| US06/079,725 US4285062A (en) | 1978-10-03 | 1979-09-28 | Digital multi-level multi-phase modulation communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12223578A JPS5547754A (en) | 1978-10-03 | 1978-10-03 | Modulation and demodulation system of digital multi- value and multi-phase |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5547754A JPS5547754A (en) | 1980-04-04 |
| JPH0122787B2 true JPH0122787B2 (ja) | 1989-04-27 |
Family
ID=14830913
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12223578A Granted JPS5547754A (en) | 1978-10-03 | 1978-10-03 | Modulation and demodulation system of digital multi- value and multi-phase |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4285062A (ja) |
| JP (1) | JPS5547754A (ja) |
| CA (1) | CA1132270A (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5650652A (en) * | 1979-07-31 | 1981-05-07 | Nec Corp | Digital signal transmission system via multiphase/ multivalue modulation wave |
| US4355397A (en) * | 1980-10-15 | 1982-10-19 | Rixon, Inc. | Full duplex communication system for voice grade channels |
| CH667170A5 (de) * | 1984-12-07 | 1988-09-15 | Industrieorientierte Forsch | Verfahren zur detektion der information eines empfangssignales, insbesondere mit frequenzumtastung. |
| JPS6210950A (ja) * | 1985-07-08 | 1987-01-19 | Nec Corp | デイジタル無線通信方式 |
| US4914655A (en) * | 1986-06-20 | 1990-04-03 | American Telephone And Telegraph Company | Multiplexing arrangement for a digital transmission system |
| JPS6455942A (en) * | 1987-08-27 | 1989-03-02 | Fujitsu Ltd | Multi-value quadrature amplitude modulation demodulation system |
| US5222103A (en) * | 1991-01-02 | 1993-06-22 | Gte Laboratories Incorporated | Differential quadrature phase shift keying encoder for subcarrier systems |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4885063A (ja) * | 1972-01-28 | 1973-11-12 | ||
| JPS5374306A (en) * | 1976-12-15 | 1978-07-01 | Mitsubishi Electric Corp | Differential coding system |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5756263B2 (ja) * | 1972-09-28 | 1982-11-29 | ||
| US3955141A (en) * | 1974-10-18 | 1976-05-04 | Intertel, Inc. | Synchronizing circuit for modems in a data communications network |
-
1978
- 1978-10-03 JP JP12223578A patent/JPS5547754A/ja active Granted
-
1979
- 1979-09-26 CA CA336,414A patent/CA1132270A/en not_active Expired
- 1979-09-28 US US06/079,725 patent/US4285062A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4885063A (ja) * | 1972-01-28 | 1973-11-12 | ||
| JPS5374306A (en) * | 1976-12-15 | 1978-07-01 | Mitsubishi Electric Corp | Differential coding system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4285062A (en) | 1981-08-18 |
| CA1132270A (en) | 1982-09-21 |
| JPS5547754A (en) | 1980-04-04 |
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