JPS585620B2 - ビット系列伝送方法 - Google Patents
ビット系列伝送方法Info
- Publication number
- JPS585620B2 JPS585620B2 JP52064967A JP6496777A JPS585620B2 JP S585620 B2 JPS585620 B2 JP S585620B2 JP 52064967 A JP52064967 A JP 52064967A JP 6496777 A JP6496777 A JP 6496777A JP S585620 B2 JPS585620 B2 JP S585620B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- bit
- values
- coder
- internal state
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/186—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual signal points belong, e.g. coset coding or related schemes
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、個別的な信号値でキャリア信号を変調する
ことによりピット系列を伝送するための方法に関する。
ことによりピット系列を伝送するための方法に関する。
チャンネル上でデイジタル・データを同期的に伝送する
ためには、キャリア信号は、所定個数の個別的信号値か
ら1個の信号値を個別的な等距離のサンプリング時点の
各々においてとるように変調される。
ためには、キャリア信号は、所定個数の個別的信号値か
ら1個の信号値を個別的な等距離のサンプリング時点の
各々においてとるように変調される。
これらの個別的な値は、実数値の(振巾変調)、又は複
素値の(振巾及び位相変調)チャンネル記号のセットか
らとられる。
素値の(振巾及び位相変調)チャンネル記号のセットか
らとられる。
2個の個別的なチャンネル記号(信号値)が与えられれ
ば、1サンプリング期間あたり1個のビットを伝送する
ことができる。
ば、1サンプリング期間あたり1個のビットを伝送する
ことができる。
1サンプリング期間あたりn個のビットを伝送するため
には、通常は、2n個の相異なる個別的な値が必要とさ
れる。
には、通常は、2n個の相異なる個別的な値が必要とさ
れる。
したがって、利用可能な個別的チャンネル記号の個数が
大きければ大きい程、単位時間あたりで、それだけ多く
の情報を伝送することができる。
大きければ大きい程、単位時間あたりで、それだけ多く
の情報を伝送することができる。
信号パワーを一定とした場合、受信側において伝送され
たチャンネル記号を認識することは、与えられる信号値
の個数が多い程困難となる。
たチャンネル記号を認識することは、与えられる信号値
の個数が多い程困難となる。
何故ならば、これらの値は極めて近接した間隔のもので
あり、又、重畳された乱れに基く振巾又は位相エラーは
、最終的エラーを招きやすいからである。
あり、又、重畳された乱れに基く振巾又は位相エラーは
、最終的エラーを招きやすいからである。
そのために、S/N比を一定とすれば、個別的なキャリ
ア信号値の個数が増加すると、エラーの確率が高まるこ
ととなる。
ア信号値の個数が増加すると、エラーの確率が高まるこ
ととなる。
単位時間あたり伝送される情報量と、これに対応するエ
ラー発生率との間での妥協点を見出さねばならない。
ラー発生率との間での妥協点を見出さねばならない。
データ伝送におけるエラー発生率を減少させるために、
チャンネル記号を互いに独立して逐次的に伝送しない方
法が知られているけれども、この場合、逐次的なコーデ
ィングは、チャンネル記号の許容された系列について、
所定の制限を以て使用される。
チャンネル記号を互いに独立して逐次的に伝送しない方
法が知られているけれども、この場合、逐次的なコーデ
ィングは、チャンネル記号の許容された系列について、
所定の制限を以て使用される。
コーディング操作の際の所定の規則により、そのあとの
逐次的なデコード操作において乱されたチャンネル記号
の系列から、伝送されたことが“最も確からしい”チャ
ンネル記号の系列を決定できるように、冗長性が導入さ
れている。
逐次的なデコード操作において乱されたチャンネル記号
の系列から、伝送されたことが“最も確からしい”チャ
ンネル記号の系列を決定できるように、冗長性が導入さ
れている。
これにより、エラー発生率の着実な減少が達成される。
これらの例としては、J.A.Heller他による、
IEEE Trans.Comm.Tech.の、Vo
l.COM−19(1971)pp.835−848の
“衛星及び宇宙通信のためのViterbiデコーディ
ング”、及びG.D.ForneyによるProc.I
EEBの、Vol.61(1973)pp.263−2
78の“Viterbiアルゴリズム”なる論文に記述
されている。
IEEE Trans.Comm.Tech.の、Vo
l.COM−19(1971)pp.835−848の
“衛星及び宇宙通信のためのViterbiデコーディ
ング”、及びG.D.ForneyによるProc.I
EEBの、Vol.61(1973)pp.263−2
78の“Viterbiアルゴリズム”なる論文に記述
されている。
公知の方法にあっては、純粋な2進コーディング及び伝
送の場合には、改良された結果がもたらされた。
送の場合には、改良された結果がもたらされた。
しかしながら、これらのものは、非2進伝送のために存
在する特殊な条件を考えに入れたものではない。
在する特殊な条件を考えに入れたものではない。
この発明の目的は、公知の方法に比べて、所与のS/N
比と、所与の情報伝送速度のもとにおいて、エラー発生
率の低減された、キャリア信号データ伝送のためのコー
ディング及びモデュレーションの方法を提供することに
ある。
比と、所与の情報伝送速度のもとにおいて、エラー発生
率の低減された、キャリア信号データ伝送のためのコー
ディング及びモデュレーションの方法を提供することに
ある。
この発明は、キャリア信号を個別の信号値を呈するよう
に変調することによりビット系列を伝送する方法に係り
、該ビット系列は夫々にrビットからなるグループに細
分され、夫々のrビット・グループは4個の内部状態を
有する逐次的なコーダによってr+1ビットのグループ
に伸長され、(r+1)ビット・グループに応じて、該
キャリア信号は2r+1個の個別的なキャリア信号値の
中の1個を表わす如くに変調され、こゝで、伸長された
ビット・グループとキャリア信号値との間の間係は、2
r+1個のキャリア信号値が、コーダの1個の内部状態
から2個の可能性がある次に続く状態の中の1個へ変移
することの各々に対応するように選択され、又、これら
2r−1個のキャリア信号は、個別のキャリア信号値の
完全なセット内での絶対的に最小の距離よりは、互いに
、より大きい最小の距離をもっていることを特徴とする
。
に変調することによりビット系列を伝送する方法に係り
、該ビット系列は夫々にrビットからなるグループに細
分され、夫々のrビット・グループは4個の内部状態を
有する逐次的なコーダによってr+1ビットのグループ
に伸長され、(r+1)ビット・グループに応じて、該
キャリア信号は2r+1個の個別的なキャリア信号値の
中の1個を表わす如くに変調され、こゝで、伸長された
ビット・グループとキャリア信号値との間の間係は、2
r+1個のキャリア信号値が、コーダの1個の内部状態
から2個の可能性がある次に続く状態の中の1個へ変移
することの各々に対応するように選択され、又、これら
2r−1個のキャリア信号は、個別のキャリア信号値の
完全なセット内での絶対的に最小の距離よりは、互いに
、より大きい最小の距離をもっていることを特徴とする
。
更に、この方法を実行するために、下記の構成よりなる
コーダ/変調器を有する装置を用いる。
コーダ/変調器を有する装置を用いる。
(1)各々のビット・グループがビットx0n及びx1
n・・・・・・x(r−1)nを含んでいる如き連続し
たビット群の伝送されるべきビット系列を受取るための
入力端子。
n・・・・・・x(r−1)nを含んでいる如き連続し
たビット群の伝送されるべきビット系列を受取るための
入力端子。
(ii)各々のビット・グループの予定されたビット(
x0n)を受取り、次の関係に従ってコード化されたビ
ット対を供給するだめの逐次的なコーディング手段。
x0n)を受取り、次の関係に従ってコード化されたビ
ット対を供給するだめの逐次的なコーディング手段。
y02n=x0n(+)x0n−2
y01n=x0n(+)x0n−1(+)x0n−2;
(iii)各々にコード化されたビット対y01n,y
02n、及び夫々のビット・グループの残余のビットx
1、x2、・・・・・・x(r−1)nに応じて、2r
+1個の個別的な信号値の中の1個を表わすためにキャ
リア信号を変調するだめの変調手段。
(iii)各々にコード化されたビット対y01n,y
02n、及び夫々のビット・グループの残余のビットx
1、x2、・・・・・・x(r−1)nに応じて、2r
+1個の個別的な信号値の中の1個を表わすためにキャ
リア信号を変調するだめの変調手段。
個別的な信号値は、信号値の2対のサブセット(A,B
及びC,D)に細分できるように、次の如く、互いに所
与の距離をもっている。
及びC,D)に細分できるように、次の如く、互いに所
与の距離をもっている。
dmin■>dminG>dminMこゝに、dmin
■=所与のサブセット内の信号値の最小の距離、 dminG=1対のサブセット内の信号値の最小の距離
、 dminM=完全なセット内の信号値の最小の距離。
■=所与のサブセット内の信号値の最小の距離、 dminG=1対のサブセット内の信号値の最小の距離
、 dminM=完全なセット内の信号値の最小の距離。
コーダ及び変調器の組合せにおける接続は、コド化され
たビット対によって信号値のサブセットを選択し、ビッ
ト・グループの残余のビットによって、選択されたサブ
セット内での指定された信号値を選択するように定めら
れる。
たビット対によって信号値のサブセットを選択し、ビッ
ト・グループの残余のビットによって、選択されたサブ
セット内での指定された信号値を選択するように定めら
れる。
この発明により達成される利点は、所与のS/N比にお
いてエラー発生率が減少することから、データ伝送のエ
ネルギーを減少できることは、又は、チャンネル内の攪
乱条件の低下にも拘らず、所与の信号パワーを以て伝送
できることである。
いてエラー発生率が減少することから、データ伝送のエ
ネルギーを減少できることは、又は、チャンネル内の攪
乱条件の低下にも拘らず、所与の信号パワーを以て伝送
できることである。
これは、次のようになされるっ即ちコード・ワード間の
最小・・ミンク距離を得るための各コーディング操作の
後に別個の変調操作即ちキャリア信号値又はチャンネル
記号の選択を行なわずに、許容される信号値系列間の最
小距離をできるだけ大きくするために複合的操作を行な
い、受信側でのソフトなViterbiデコード操作に
より、受取った信号値から、伝送された信号値について
の安全な決定がなされることとなる。
最小・・ミンク距離を得るための各コーディング操作の
後に別個の変調操作即ちキャリア信号値又はチャンネル
記号の選択を行なわずに、許容される信号値系列間の最
小距離をできるだけ大きくするために複合的操作を行な
い、受信側でのソフトなViterbiデコード操作に
より、受取った信号値から、伝送された信号値について
の安全な決定がなされることとなる。
このような逐次的なデコード操作において、最も高い確
度で送られたとされるチャンネル記号の列は、定量化さ
れない信号サンプル値から直接的に定められる。
度で送られたとされるチャンネル記号の列は、定量化さ
れない信号サンプル値から直接的に定められる。
第1図には、この発明を具体化したコーダ及び変調器の
機能的な構成が、概略的に示されているコーダについて
の原理及び変調器の原理は周知である。
機能的な構成が、概略的に示されているコーダについて
の原理及び変調器の原理は周知である。
コーディング・ユニット10は逐次的なコーダであって
、入力部に印加される例えば2ビット・グループの情報
記号xnと、ブロックDに蓄積されている内部状態(情
報)Sn−1とに応じて、例えば3ビット・グループで
ある冗長情報記号ynを出力する。
、入力部に印加される例えば2ビット・グループの情報
記号xnと、ブロックDに蓄積されている内部状態(情
報)Sn−1とに応じて、例えば3ビット・グループで
ある冗長情報記号ynを出力する。
そのあとで、コーダの状態はSnにされる。
コーダの内部状態Snは、以前に受取られた情報記号x
n,Xn−1等の所定数に依存する。
n,Xn−1等の所定数に依存する。
各々の記号ynは、変調器12により、キャリア信号の
指定された振巾及び/又は位相値に変換される。
指定された振巾及び/又は位相値に変換される。
これは、チャンネル記号anを表わす。次に第2a図、
第2b図、第3図及び第5図中の1/2コーダを参照し
ながら、コーディング及びViterbiアルゴリズム
(最尤復号法)の原理について簡単に説明しておく。
第2b図、第3図及び第5図中の1/2コーダを参照し
ながら、コーディング及びViterbiアルゴリズム
(最尤復号法)の原理について簡単に説明しておく。
なお1/2コーダ40は1ビットの入力から2ビットの
出力を発生するたたみ込みコーダとして周知のもので、
シフト・レジスタを構成する2個の蓄積素子24及び2
6の蓄積内容(1又は0)によって内部状態が定められ
る。
出力を発生するたたみ込みコーダとして周知のもので、
シフト・レジスタを構成する2個の蓄積素子24及び2
6の蓄積内容(1又は0)によって内部状態が定められ
る。
図示の例では蓄積ビット数が2であるから、内部状態は
4種類ある。
4種類ある。
一般に、n個の蓄積素子から成るたたみ込みコーダは2
n種類の内部状態を有する。
n種類の内部状態を有する。
説明の都合上、1/2コーダ40の4種類の内部状態を
S0=00,S1=01,S2=10,S3=11とす
る。
S0=00,S1=01,S2=10,S3=11とす
る。
内部状態の2進値“XY”はXが古い方の値(素子26
)を表わし、Yが新しい方の値(素子24)を表わして
いる。
)を表わし、Yが新しい方の値(素子24)を表わして
いる。
各々の内部状態は、新しく入力されたビットが1か0か
に応じて、同じ状態又は他の状態へ遷移する。
に応じて、同じ状態又は他の状態へ遷移する。
第2a図及び第2b図はこのような内部状態の遷移の様
子を示したものである。
子を示したものである。
内部状態S0(00)は入カビットが0であれば同じ状
態S0へ遷移し、入カビットが1であればS1(01)
に遷移する。
態S0へ遷移し、入カビットが1であればS1(01)
に遷移する。
内部状態S1(01)は、入カビットが0であれば、S
2(10)に遷移し、入力ビットが1であればS3(1
1)に遷移する。
2(10)に遷移し、入力ビットが1であればS3(1
1)に遷移する。
内部状態S2(10)は、入力ビットが0であれぱS0
(00)に遷移し、入力ビットが1であればS1(01
)に遷移する。
(00)に遷移し、入力ビットが1であればS1(01
)に遷移する。
内部状態S3は、入力ビットが0であればS2(10)
に遷移し、入力ビットが1であれば同じ状態S3へ遷移
する。
に遷移し、入力ビットが1であれば同じ状態S3へ遷移
する。
これから明らかなように、第2a図において各々の内部
状態から出ている2本の遷移パルスのうち、上のパスが
0の入力ビットに対応し、下のパスが1の入力ビットに
対応していることがわかる。
状態から出ている2本の遷移パルスのうち、上のパスが
0の入力ビットに対応し、下のパスが1の入力ビットに
対応していることがわかる。
第2b図は状態遷移図と呼ばれるもので、各々の遷移パ
スのところに示されている2進値は1/2コーダ40の
2ビットの出力(y01n,y02)を表わしている。
スのところに示されている2進値は1/2コーダ40の
2ビットの出力(y01n,y02)を表わしている。
第3図は第2a図を横方向に4つ並べたもので、たたみ
込みコードの格子状表現と呼ばれている。
込みコードの格子状表現と呼ばれている。
第3図にも各パスのところに1/2コーダの出力が示さ
れている。
れている。
この格子状表現の特徴として、各々の内部状態からの2
本の遷移パスは少なくとも3期間の後に何れかの内部状
態において合流する(二重線参照)。
本の遷移パスは少なくとも3期間の後に何れかの内部状
態において合流する(二重線参照)。
このことから、1/2コーダ40から発生されるたたみ
込みコードは繰返しの性質を持っていることがわかる。
込みコードは繰返しの性質を持っていることがわかる。
Viterbiアルゴリズムは、この性質を利用して受
信系列に最も近い伝送系列を選び出すものである。
信系列に最も近い伝送系列を選び出すものである。
1/2コーダ40の初期状態をS0(00)とし、その
ときの時刻を第3図のn−3としてViterbiアル
ゴリズムの原理を説明する。
ときの時刻を第3図のn−3としてViterbiアル
ゴリズムの原理を説明する。
例えば系列010001が受信されたとする。
まずこの系列と、初期状態S0から3期間後の時刻nに
状態S0で合流する2つのパス000000及び111
011との間のハミング距離が比較され、長い方のパス
が除外される。
状態S0で合流する2つのパス000000及び111
011との間のハミング距離が比較され、長い方のパス
が除外される。
時刻nの状態S1.S2及びS3についても同様な比較
が行われ、この結果S0についてはパス000000が
、S1についてはパス000011が、S2については
パス110101が、そしてS3についてはパス001
101が各々残される。
が行われ、この結果S0についてはパス000000が
、S1についてはパス000011が、S2については
パス110101が、そしてS3についてはパス001
101が各々残される。
n+1以後は、S0〜S3で合流する各々2つのパスの
うち、どちらが最尤であるかを状態毎に定めていけばよ
い。
うち、どちらが最尤であるかを状態毎に定めていけばよ
い。
例えば、上述の受信系列010001に続く2ビットが
11であった場合、n+1の状態S0においてはnのと
きの状態S0及びS2からの2つのパスが合流している
が、S0−S0のパスが00であるのに対し、S2−S
0のパスは11であるから、後者のパスが残されること
になる。
11であった場合、n+1の状態S0においてはnのと
きの状態S0及びS2からの2つのパスが合流している
が、S0−S0のパスが00であるのに対し、S2−S
0のパスは11であるから、後者のパスが残されること
になる。
従って、n+1のときに状態S0において残っているパ
スの全体は11010111であり、これは1/2コー
ダ40への入力データ系列1100に対応している。
スの全体は11010111であり、これは1/2コー
ダ40への入力データ系列1100に対応している。
上述のプロセスは、1/2コーダ40への最後の入力と
して2ビットのダミー入力を印加することによって打ち
切ることができる。
して2ビットのダミー入力を印加することによって打ち
切ることができる。
上の例では、ダミー入力を00にすれば、1/2コーダ
40の最終状態はS0になり、従って各々の状態で残っ
ている4つのパスのうち、最終的に残されるのはS0の
パスである。
40の最終状態はS0になり、従って各々の状態で残っ
ている4つのパスのうち、最終的に残されるのはS0の
パスである。
デコードでは、各時刻での各状態についての“生残り”
のパスと、その最小距離の値とを記憶することによって
上述のプロセスが継続的に行なわれる。
のパスと、その最小距離の値とを記憶することによって
上述のプロセスが継続的に行なわれる。
これまでの説明は、昭和48年10月5日に昭晃堂から
出版された「符号理論」の第12章に記載されているも
のである。
出版された「符号理論」の第12章に記載されているも
のである。
以上から明らかなように、Viterbiアルゴリズム
は、可能性のある複数の事象(パス)のうちから最も確
からしい事象を1つ選択するプロセスを繰返すものであ
るから、受信系列にエラーがあると誤った事象が選択さ
れてしまう。
は、可能性のある複数の事象(パス)のうちから最も確
からしい事象を1つ選択するプロセスを繰返すものであ
るから、受信系列にエラーがあると誤った事象が選択さ
れてしまう。
従って、通信チャンネルの乱れによるエラーを避けるた
めには、比較対象となる事象相互間の距離をコーディン
グの際にできるだけ大きくしておくことが望ましい。
めには、比較対象となる事象相互間の距離をコーディン
グの際にできるだけ大きくしておくことが望ましい。
さて、この発明の第1の実施例を、第4a、第4b及び
第5図に関連して説明する。
第5図に関連して説明する。
この実施例においては、ビットの流れは、伝送のために
2ビット・グループに細分され、又各2ビット・グルー
プについてキャリア信号の8個の可能性のある位相値の
中の1個が伝送される(8−PSK、位相シフト・キイ
イング)。
2ビット・グループに細分され、又各2ビット・グルー
プについてキャリア信号の8個の可能性のある位相値の
中の1個が伝送される(8−PSK、位相シフト・キイ
イング)。
第4a図において、8個の位相値P0乃至P7が概略的
に示されている。
に示されている。
これらは、サブセットを形成すべく、対をなして組合わ
されている。
されている。
その組合わせは線によって示されている(夫々に一重線
と二重線、及び夫々実線と点線)。
と二重線、及び夫々実線と点線)。
これらのサブセットには、記号A,B,C及びDが付さ
れている。
れている。
これらのサブセットは、グループを形成すべく、対をな
して次々と組合わされる(一方は実線、他方は点線)。
して次々と組合わされる(一方は実線、他方は点線)。
値P0,P4,P2及びP6を含んでいるサブセツトA
及びBは一方のグループに属しており、値P1,P5,
P3及びP7を含んでいるサブセットC及びDは他方の
グプに属している。
及びBは一方のグループに属しており、値P1,P5,
P3及びP7を含んでいるサブセットC及びDは他方の
グプに属している。
第4a図に示された値が、単位円上に位置するものとす
れば、ユークリッド最小距離について次のことが云える
。
れば、ユークリッド最小距離について次のことが云える
。
各々のサブセット内で、最小距離は、dmin■=2(
例えば、P0−P4)、各々のグループにおける最小の
距離は、dminG=√2(例えば、P0−P2)、そ
して完全セットのどの値の間でも、最小の距離はdmi
nM=2sin(π/8)=0.765(例えば、P0
−P1)。
例えば、P0−P4)、各々のグループにおける最小の
距離は、dminG=√2(例えば、P0−P2)、そ
して完全セットのどの値の間でも、最小の距離はdmi
nM=2sin(π/8)=0.765(例えば、P0
−P1)。
第4b図には、4個の内部状態と選択された遷移をもつ
逐次的なコーダのためのタイム・ダイヤグラムが示され
ており、こゝに、各々の遷移に対して、1個のサブセッ
トに属する(全体で8個の可能性のある位相値の)2個
の位相値が割当てられている。
逐次的なコーダのためのタイム・ダイヤグラムが示され
ており、こゝに、各々の遷移に対して、1個のサブセッ
トに属する(全体で8個の可能性のある位相値の)2個
の位相値が割当てられている。
各々の状態から生じ得る2個の遷移に対しては、第4a
図のA,Bグループ又はCDのグループに属する位相値
が割当てられる。
図のA,Bグループ又はCDのグループに属する位相値
が割当てられる。
各遷移に対する位相値の割当て、及び割当てられた位相
値間の最小距離を下記の表に示す。
値間の最小距離を下記の表に示す。
上表及び第4b図から明らかなように、コーダの或る1
つの状態からの遷移に対して最小のユークリッド距離d
minM=0.765を持った位相値(例えばP0及び
P1)が割当てられることはない。
つの状態からの遷移に対して最小のユークリッド距離d
minM=0.765を持った位相値(例えばP0及び
P1)が割当てられることはない。
同じ状態へ合流する遷移についても同様である。
この結果、チャンネルの乱れによる影響を受けにくい伝
送信号が発生される。
送信号が発生される。
なお、各々の遷移に割当てられている2個の位相値のう
ち何れが選択されるかは、1/2コーダ40からの出力
ビットy1n(=x1n)の値によって決まる。
ち何れが選択されるかは、1/2コーダ40からの出力
ビットy1n(=x1n)の値によって決まる。
これら2個の位相値間のユークリッド距離dmin■は
他に比べて最も大きく、従って例えば位相値P0が受信
側で誤ってP4として検出される可能性は極めて小さい
。
他に比べて最も大きく、従って例えば位相値P0が受信
側で誤ってP4として検出される可能性は極めて小さい
。
第5図には、この発明の第1の実施例のためのコーダ/
変調器がブロック形式で示されている。
変調器がブロック形式で示されている。
このコーダには、2進値のための2個の入力部14及び
16と、3個の出力部18,20及び22が設けられて
いる。
16と、3個の出力部18,20及び22が設けられて
いる。
入力部16と出力部20及び22の間には、それ自体と
しては公知の1/2コリーダ40が配設されており、又
これは、2個のデイレイ又は蓄積素子D24及び26と
、2個の排他的オア・ゲート又はモデュロ2のアダー2
8及び30より構成されている。
しては公知の1/2コリーダ40が配設されており、又
これは、2個のデイレイ又は蓄積素子D24及び26と
、2個の排他的オア・ゲート又はモデュロ2のアダー2
8及び30より構成されている。
これらの素子は、図に示される如く、公知の手法により
結合されている。
結合されている。
入力部14は、直接的に、出力部18と結合されている
。
。
このコーダぱ、2個の蓄積されたビットにより、4個の
相異なる内部状態を表わすものである。
相異なる内部状態を表わすものである。
可能性のある遷移は、第2及び第4図のダイヤグラムに
対応している。
対応している。
下に示される式は、2進値の入力及び出力に適用される
。
。
y1n=x1n
y02n=x0n(+)x0n−2
y01n=x0n(+)x0n−1(+)x0n−2逐
次的なコーディング操作によって得られた3ビット・グ
ループは、変調器12の3個の入力端32,34及び3
6へ加えられる。
次的なコーディング操作によって得られた3ビット・グ
ループは、変調器12の3個の入力端32,34及び3
6へ加えられる。
この変調器において、これに加えられる3ビット・グル
ープに依存して、8個の可能性のある位相値P0・・・
P7の中の1個をもつキャリア信号が、その出力部38
で得られる。
ープに依存して、8個の可能性のある位相値P0・・・
P7の中の1個をもつキャリア信号が、その出力部38
で得られる。
全体的な関連ということからみると、2ビット・グルー
プ(x0n,x1n)が入力部14及び16において連
続的に印加されると、この発明による、第4図に関連し
て説明された条件を充たす如き出力位相値が得られる。
プ(x0n,x1n)が入力部14及び16において連
続的に印加されると、この発明による、第4図に関連し
て説明された条件を充たす如き出力位相値が得られる。
所与の関連性をもつ3ビット・グループが印加されたこ
とに応じて8個の位相信号を生じる変調器は、それ自体
としては公知であり、こゝで説明をする必要はない(参
照例、米国特許第3747024号、同第350547
0号;CCITT寄稿COM.Sp.A.No.143
(1967年10月);又は、W.R.Bennet、
J.R.Davy:“データ伝送”McGraw Hi
l1975、第10章)。
とに応じて8個の位相信号を生じる変調器は、それ自体
としては公知であり、こゝで説明をする必要はない(参
照例、米国特許第3747024号、同第350547
0号;CCITT寄稿COM.Sp.A.No.143
(1967年10月);又は、W.R.Bennet、
J.R.Davy:“データ伝送”McGraw Hi
l1975、第10章)。
第5図において、変調器12のブロック内に示されてい
る3ビットの2進値と位相値P0〜P7の間の関係は、
第4b図のような割当てを行なうため、通常の2進数の
順序に従っておらず、P2とP3の順序及びP6とP7
の順序が逆になっている。
る3ビットの2進値と位相値P0〜P7の間の関係は、
第4b図のような割当てを行なうため、通常の2進数の
順序に従っておらず、P2とP3の順序及びP6とP7
の順序が逆になっている。
従って公知の変調器を用いる場合には、011と010
の変換及び111と110の変換を行なう必要がある。
の変換及び111と110の変換を行なう必要がある。
受信側で伝送ビット系列を復元する場合には、変調器1
2のブロック内に示されている対応関係に従って受信信
号の各々の位相値から3ビットのグループを再生し、各
グループに対して前述のVeterbiアルゴリズムを
適用すればよい。
2のブロック内に示されている対応関係に従って受信信
号の各々の位相値から3ビットのグループを再生し、各
グループに対して前述のVeterbiアルゴリズムを
適用すればよい。
その場合、第4b図の格子状表現において各内部状態に
至る遷移パス及び各内部状態から出る遷移パスは各々4
本(第3図では2本)であるが、アルゴリズム自体は同
じである。
至る遷移パス及び各内部状態から出る遷移パスは各々4
本(第3図では2本)であるが、アルゴリズム自体は同
じである。
第6a,第6b及び第7図には、この発明の第2の実施
例が示されている。
例が示されている。
この実施例では、キャリアは、16個の相違なる個別の
直交振巾値(16−QASK)を呈することができる。
直交振巾値(16−QASK)を呈することができる。
各々の可能性のある値(又は、チャンネル記号)につい
て、その実数部と虚数部は等しい。
て、その実数部と虚数部は等しい。
対応する値の系列は第6a図に示されている。
点又は複素数値の間の“ラスター距離“は1単位に等し
い。
い。
この実施例においても、又、コーダは4個の状態を表わ
すことができる(第2及び第3図のダイヤグラムに従っ
て)。
すことができる(第2及び第3図のダイヤグラムに従っ
て)。
もつとも、伝送されるべきビットの流れは3ビット・グ
ループに分割され、3ピット・グループの各々について
1個の直交振巾値が伝送される。
ループに分割され、3ピット・グループの各々について
1個の直交振巾値が伝送される。
全ての値(チャンネル記号)の完全なセットはこの場合
においても4個のサブセットに細分される。
においても4個のサブセットに細分される。
しかしながら、この実施例においては、各々のサブセッ
トには4個の値(又はチャンネル記号)が含まれること
となる。
トには4個の値(又はチャンネル記号)が含まれること
となる。
例えば、サブセットAには、値P0,P4,P8及びP
12が含まれる。
12が含まれる。
第6a図において、これらのサブセットは円形状の線に
よって特徴付けられる。
よって特徴付けられる。
グループは、例えばAとB、及びCとDの如く、サブセ
ットの対によって形成される。
ットの対によって形成される。
この実施例では、ユークリッド距離について次のことが
云える。
云える。
サブセット(例えば、P0−P4)内の値の最小距離は
、dmin■=2、グループ(例えば、P0−P2)内
の最小距離は、dminG=√2、いずれかの値(例え
ば、P0−P1)の間の最小距離は、dminM=1。
、dmin■=2、グループ(例えば、P0−P2)内
の最小距離は、dminG=√2、いずれかの値(例え
ば、P0−P1)の間の最小距離は、dminM=1。
コーダの可能性のある状態の遷移と、サブセット又はキ
ャリア信号の値との間の関係は、第6b図に示されると
おりである。
ャリア信号の値との間の関係は、第6b図に示されると
おりである。
可能性のある遷移は第2図及び第4図に示されているの
と等しく、4個のサブセットとの間の関係も又同様なも
のである。
と等しく、4個のサブセットとの間の関係も又同様なも
のである。
もつとも、第2の実施例においては、各々のサブセット
には4個の値が含まれていることから結果的に各々の遷
移に対して4個の値が割当てられることとなる。
には4個の値が含まれていることから結果的に各々の遷
移に対して4個の値が割当てられることとなる。
いずれかの状態から、2個の許容された次の状態への遷
移を表わすのに、8個の可能性があり、これは、伝送さ
れる3ビット・グループを識別するのに充分である。
移を表わすのに、8個の可能性があり、これは、伝送さ
れる3ビット・グループを識別するのに充分である。
この実施例において、最も大きな最小ユークリッド距離
dmin■を持った値の組合わせ(例えばP0,P4,
P8及びP12、dmin■=2)が各々の遷移に割当
てられる。
dmin■を持った値の組合わせ(例えばP0,P4,
P8及びP12、dmin■=2)が各々の遷移に割当
てられる。
最小ユークリッド距離dminMを持った値の組合わせ
(例えばP0及びP1,dminM=1)が同じ状態か
らの又は同じ状態への遷移に割当てられることはない。
(例えばP0及びP1,dminM=1)が同じ状態か
らの又は同じ状態への遷移に割当てられることはない。
第7図には、この第2の実施例のためのコーダ/変調器
のブロック図が示されている。
のブロック図が示されている。
コーダ10には、3個の入力部14a,14b及び16
と4個の出力部18a,18b,20及び22が設けら
れている。
と4個の出力部18a,18b,20及び22が設けら
れている。
このコーダには、第5図に示されている対応したユニッ
トに等しい1/2コーダ40が、入力部16と、出力部
20及び22との間に含まれている。
トに等しい1/2コーダ40が、入力部16と、出力部
20及び22との間に含まれている。
一方の側の入力部14aと14bは、他方の側の18a
と18bに直接的に結合されている。
と18bに直接的に結合されている。
かくして、このコーダによって3ビット・グループは4
ビット・グループに伸長され、次いで変調器12に加え
られる。
ビット・グループに伸長され、次いで変調器12に加え
られる。
変調器12は、4ビットの各入力グループから対応する
1つの直交振幅値を選択する。
1つの直交振幅値を選択する。
変調器12の内部に示されている4ビット・グループと
直交振幅の関係は、上述のような所望の最小ユークリッ
ド距離が得られるように選ばれている。
直交振幅の関係は、上述のような所望の最小ユークリッ
ド距離が得られるように選ばれている。
直交振巾の変調のためのかゝる装置は一般に知られてい
るものであるから、変調器についての詳細な説明は必要
ではない。
るものであるから、変調器についての詳細な説明は必要
ではない。
この発明によるコーディングと変調の組合わせにより、
通常の変調と比較して、所与のS/N比と変調比におい
て、改良されたエラー発生率が結果として得られる。
通常の変調と比較して、所与のS/N比と変調比におい
て、改良されたエラー発生率が結果として得られる。
使用される値(チャンネル記号)の個数が2倍になり、
これらの値は互いに近接しており、かくして、原理的に
はエラー発生率は、より高くなりうるにも拘らず、前記
のことが成立つ。
これらの値は互いに近接しており、かくして、原理的に
はエラー発生率は、より高くなりうるにも拘らず、前記
のことが成立つ。
第8図には、1記号あたり2ビットを伝送するための、
通常の4相シフト・キイイング操作と、同じく1記号あ
たり2ビットを伝送するための、この発明による(前述
した第1の実施例に従った)逐次的なコーディングに関
連した8位相シフト・キイイング操作に対応する曲線図
が示されている。
通常の4相シフト・キイイング操作と、同じく1記号あ
たり2ビットを伝送するための、この発明による(前述
した第1の実施例に従った)逐次的なコーディングに関
連した8位相シフト・キイイング操作に対応する曲線図
が示されている。
シミュレーションによって得られたこれらの曲線図によ
れば、所与のエラー発生率に対して、3dBのS/N比
の低下が可能である。
れば、所与のエラー発生率に対して、3dBのS/N比
の低下が可能である。
これにより比較的簡単な手段によって相当な改善が達成
できる。
できる。
第1図は、この発明を実施したコーダ/変調器の基本的
な機能についてのブロツク図である。 第2a及び第2b図は、第1図の逐次的なコーダの状態
の間で生起しうる遷移を表わすものである。 第3図は、2個の径路の比較を含んでいる逐次的なコー
ダの逐次的に生起しうる状態の遷移を示すものである。 第4a図は、この発明による、8−PSKシステムのた
めの値と、それらが分けられるサブセツト、及び結果と
して生じる最小のユークリッド距離を表わすものである
。 第4b図は、この発明による、第3図に示されている生
起しうる状態の遷移に対する、第4a図の位相値又はサ
ブセツトの指定を示すものである。 第5図は、第4a及び第4b図に示されたような指定に
従った、2ビツト8−PSK変調のためのコーダ/変調
器のブロツク図である。 第6a図は、この発明による16−QAMシステムのた
めの値と、それらが分けられるサブセツトと、結果的に
生じる最小のユークリッド距離を表わすものである。 第6b図は、この発明による第3図に示されている生起
しうる状態の遷移に対する、直交振巾値又はサブセツト
の指定を示すものである。 第7図は、第6a及び第6b図に示されたような指定に
従った、3ビット16−QAM変調のためのコーダ/変
調器のブロック図である。 第8図は、2ビット・グループの逐次的なコーディング
のあとで8位相変調をしたものの外、2ビット・グルー
プについて正常な4位相変調をしたものの、S/N比に
関係して、エラーの生ずる可能性についての特性図であ
る。 10・・・・・・コーダ、12・・・・・・変調器、2
4、26・・・・・・ディレイ又は蓄積素子、28.3
0・・・・・・排他的オア・ゲート、40・・・・・・
1/2コーダ。
な機能についてのブロツク図である。 第2a及び第2b図は、第1図の逐次的なコーダの状態
の間で生起しうる遷移を表わすものである。 第3図は、2個の径路の比較を含んでいる逐次的なコー
ダの逐次的に生起しうる状態の遷移を示すものである。 第4a図は、この発明による、8−PSKシステムのた
めの値と、それらが分けられるサブセツト、及び結果と
して生じる最小のユークリッド距離を表わすものである
。 第4b図は、この発明による、第3図に示されている生
起しうる状態の遷移に対する、第4a図の位相値又はサ
ブセツトの指定を示すものである。 第5図は、第4a及び第4b図に示されたような指定に
従った、2ビツト8−PSK変調のためのコーダ/変調
器のブロツク図である。 第6a図は、この発明による16−QAMシステムのた
めの値と、それらが分けられるサブセツトと、結果的に
生じる最小のユークリッド距離を表わすものである。 第6b図は、この発明による第3図に示されている生起
しうる状態の遷移に対する、直交振巾値又はサブセツト
の指定を示すものである。 第7図は、第6a及び第6b図に示されたような指定に
従った、3ビット16−QAM変調のためのコーダ/変
調器のブロック図である。 第8図は、2ビット・グループの逐次的なコーディング
のあとで8位相変調をしたものの外、2ビット・グルー
プについて正常な4位相変調をしたものの、S/N比に
関係して、エラーの生ずる可能性についての特性図であ
る。 10・・・・・・コーダ、12・・・・・・変調器、2
4、26・・・・・・ディレイ又は蓄積素子、28.3
0・・・・・・排他的オア・ゲート、40・・・・・・
1/2コーダ。
Claims (1)
- 1 前に供給された入力ビットの値に応じた内部状態を
有し、新しい入力ビットが供給される度に該入力ビット
と現在の内部状態とによって一意的に定まる特定の内部
状態へ遷移する逐次的なコーダを利用してビット系列を
伝送する方法にして、上記ビット系列をrビットずつ上
記コーダヘ供給することによって上記コーダから(r+
1)ビットのグループを逐次に発生させるステップと、
上記ビット系列を伝送するだめのキャリア信号を上記グ
ループのビット値と1対1に対応する信号値で変調する
ステップとから成り、該変調するステップでは絶対最小
距離dminMを持った2r+1種類の信号値が使用さ
れ、上記一意的に定まる特定の内部状態への個々の遷移
に対しては上記絶対最小距離dminMよりも大きな最
小距離を相互間で持っている信号値の組合わせだけを割
当てるようにしたことを特徴とするビット系列伝送方法
。
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CH780076A CH609510A5 (ja) | 1976-06-18 | 1976-06-18 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS52155907A JPS52155907A (en) | 1977-12-24 |
JPS585620B2 true JPS585620B2 (ja) | 1983-02-01 |
Family
ID=4330687
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP52064967A Expired JPS585620B2 (ja) | 1976-06-18 | 1977-06-03 | ビット系列伝送方法 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4077021A (ja) |
JP (1) | JPS585620B2 (ja) |
CH (1) | CH609510A5 (ja) |
DE (1) | DE2649355C2 (ja) |
FR (1) | FR2355409A1 (ja) |
GB (1) | GB1572670A (ja) |
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