JPH028503B2 - - Google Patents
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- JPH028503B2 JPH028503B2 JP59163013A JP16301384A JPH028503B2 JP H028503 B2 JPH028503 B2 JP H028503B2 JP 59163013 A JP59163013 A JP 59163013A JP 16301384 A JP16301384 A JP 16301384A JP H028503 B2 JPH028503 B2 JP H028503B2
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 9
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims description 6
- 230000007704 transition Effects 0.000 claims description 4
- 239000000969 carrier Substances 0.000 claims description 2
- 238000012886 linear function Methods 0.000 claims 1
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 9
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 7
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 2
- 230000006735 deficit Effects 0.000 description 2
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 2
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 2
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
- H04L27/3416—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes
- H04L27/3427—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation
- H04L27/3433—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation using an underlying square constellation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
- H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
Description
発明の背景
(a) 発明の分野
本発明は一般に2進信号の符号化に関し、特に
直交振幅変調(QAM)搬送波信号の送信のため
のビツト列の符号化に関するものであり、非線形
たたみ込み符号化と符号器出力の信号アルフアベ
ツトの拡張集合へのマツピングとが用いられて、
データ速度を犠牲にしたりより広い帯域を必要と
することなくチヤネルの劣化を防止できるととも
に、差分符号化が用いられて、信号アルフアベツ
トの拡張集合の位相あいまいさが除去されてい
る。 (b) 従来技術の記述 1978年2月18日のアイ.ピー.カジカ(I.P.
Csajka)及びジー.アンガーボエツク(G.
Ungerboeck)による米国特許第4077021号は、
2進ビツト列をデータ送信のための変調搬送波信
号の信号アルフアベツトの列に変換する技術につ
いて述べている。この発明は、伝送媒体がひどく
劣化していても元のデータの復元を可能とするこ
とを意図している。一般的に述べると、
Ungerboeckの発明では、rビツトの入力ビツ
ト・グループを有限状態マシンに印加する。この
マシンは、直前のグループ内のあるビツトとの予
め定めた線形論理組合せに従つて、入力グループ
をr+1ビツトのグループに拡張する。符号器出
力を形成するために符号器中に蓄えられたビツト
のビツト数pが、符号器がとるべき状態の数m
(=2p)を決定する。符号器の各状態から他の状
態への推移は予め定めた規則によつて行われる。
従つて、たたみ込み符号器の出力が次に用いら
れ、たたみ込み符号器の出力を2r+1の信号アルフ
アベツトの“拡張”集合(しばしば拡張信号空間
と呼ぶ)にマツピングすることによつて得られる
基準位相及び直交位相の座標に従つて搬送波信号
を変調するとき、信号アルフアベツトの列も上記
の規則に従わねばならない。信号空間を“拡張”
と呼ぶのは、信号間隔内でrビツトを送信するに
は、普通なら2rケの信号アルフアベツトからなる
信号空間で十分なためである。受信器では、他の
方法ではデータの復元が不可能であるような伝送
媒体の劣化の影響を、最尤復号アルゴリズムによ
つて大幅に克服している。このアルゴリズムは信
号アルフアベツトの有効な列に関する知識を用い
て正しい送信データを決定するものである。この
ような復号アルゴリズムについては、プロツク.
オブ アイイーイーイー(Proc.of IEEE)の61
巻3号、1973年3月号の268−278頁のジー.デ
ー.フオーニー ジユニヤ.(G.D.Forney Jr.)
著の論文ザ ヴイタービ アルゴリズム“(The
Viterbi Algorithm)”に記されている。 Csajka及びUngerboeckの符号化技術を用いる
ことにより得られる利点にもかかわらず、伝送媒
体中で生じる位相飛びのために、等化及び搬送波
の復元後、最初に決定された位相に較べて受信信
号アルフアベツトに回転が生じてしまう。この位
相あいまいさのために、その後受信されるすべて
のデータに誤りが生じ、システムの性能を大幅に
減少させてしまう。この問題を解決するために、
もとの入力データに差分符号化技術を適用するこ
とにより、回転があつても、受信された信号アル
フアベツトを用いて元のデータを復元できるよう
にするのが望ましい。差分化たたみ込みチヤネル
符号化の1つの方法として、出願者は、2進信号
のrケの入力ビツトをrケの差分符号化されたビ
ツトに変換する差分符号器を開発した。この差分
符号化されたビツトは現在のrケの入力ビツト
と、直前に差分符号化されたビツトの一部とに機
能的に関連する。差分符号器のrビツトの出力は
次にたたみ込み符号器に印加されて、直前に差分
符号化されたグループ内のあるビツトとの予め定
めた論理的組合せに従い、各グループがr+1ビ
ツトに拡張される。たたみ込み符号器の出力はr
+1ビツトのグループのある列しか許さない。次
にr+1ビツトのグループは座標Un及びVnを決
定するのに用いられ、これらは基準位相及び直交
位置搬送波の振幅を決めるのに用いられる。 上記の方式は、信号空間が180度のみの位相あ
いまいさを持つ時に有効である。しかし上記の発
明は、例えば第4図及び第10図−第13図に示
した信号空間のような、90、180及び270度の位相
あいまいさを持つ信号空間には適用できない。こ
のような信号空間は、信号空間の位相あいまいさ
が問題にならなければ前者の信号空間よりも種々
のチヤネル劣化をより良く扱うことができる。 発明の要旨 本発明に従えば、予め公知の技術によつてスク
ランブルされた2進信号が、差分符号器に印加さ
れ、rビツトの入力ビツトから成るグループの
各々がrビツトの差分符号化されたビツトのグル
ープに変換される。後者のグループは現在のrビ
ツトの入力と、前に差分符号化されたビツトの一
部とに機能的に関連する。差分符号器のrビツト
出力は次に非線形たたみ込み符号器に印加され、
この符号器に蓄えられているビツトとの予め定め
た非線形な論理的組合せに従つてr+1ビツトの
グループに拡張される。蓄えられているビツトの
値は、前に差分符号化されたグループ内のビツト
によつて決定される。たたみ込み符号器の出力
は、r+1ビツトの出力のある列しか許されな
い。r+1ビツトのグループは次に座標Un及び
Vnを決定するのに用いられ、この座標はそれぞ
れ基準位相及び直交位相搬送波の振幅を決めるの
に用いられる。概念的には、これらの位相は、た
たみ込み符号器からのr+1ビツトグループの出
力を、90、180及び270度の位相あいまいさを持つ
2r+1ケの信号アルフアベツトの拡張信号空間内の
信号アルフアベツトにマツピングすることによつ
て決定される。このマツピングでは、(1)たたみ込
み符号器のr+1ビツト出力の列に対応する信号
アルフアベツト列の間の最小距離が最大にされ、
(2)マツピング装置の出力における信号アルフアベ
ツト列が90、180又は270度回転された時、差分符
号器への元の入力ビツト列は、回転されて受信さ
れた信号アルフアベツトに、対応するたたみ込み
復号及び差分復号操作を適用することによつて復
元することができることが保証されている。上で
述べた2番目の原理は、たたみ込み符号器への入
力のあるビツト(後述する)の回転による影響
が、マツピング装置の出力における信号アルフア
ベツト列の90、180又は270度の回転と同じもので
あることが要求されるというようにいい換えるこ
とができる。 本発明の特徴及び利点は、以下の詳細な説明と
添付図面とを参照することにより、より良く理解
されるであろう。 詳細な説明 第1図は、一連の2進ビツトに従つて搬送信号
を変調するために、本発明に従つて構成された送
信機部分をブロツク図形式で示している。線10
0上の入力ビツト列は一連の1と0、又は一連の
1と−1から成るのが典型的であり、必要に応じ
て公知のスクランブラ101に印加される。この
回路は元のデータを示す出力ビツト列を線102
に発生する。スクランブラからの出力は、直列入
力/並列出力レジスタ103によつてrビツトグ
ループにグループ化される。線120(1)乃至12
0(r)上のrビツトグループの各々は次に、相
続く信号間隔中に差分符号器104に印加され
る。この符号器はrビツト入力グループの少くと
も2つを差分符号化し、線105(1)乃至105
(r)にr個の出力ビツトを発生する。差分符号
化は、現在の入力ビツトのうちの選ばれたもの
を、符号器104から以前に出力された出力ビツ
トと論理的に結合することによつて行われる。 第1図に示したように、差分符号化出力ビツト
のうちのcビツトが、それぞれ線105(1)乃至1
05(c)を介して非線形たたみ込み符号器106に
印加される。この符号器の例については後述する
が、その入力におけるcビツトグループの各々
を、印加された入力の値と符号器内に蓄えられて
いるビツトに従つてc+1ビツトのグループに拡
張する。蓄えられているビツトは以前の入力によ
つて決定される。典型的なcの値は、rより小さ
い最小1の整数であるが、場合によつては、符号
器104のすべての出力を符号器106に印加す
ることもある。たたみ込み符号器106から線1
07(o)乃至107(c)へ出されたc+1ビツト
の出力と、差分符号器104から線105(c+
1)乃至105(r)に出されたr−cビツトの
出力とから成るr+1ビツトが、線109及び1
10上の座標Un及びVnを決めるために用いられ
る。これらは、それぞれ基準位相及び直角位相の
搬送波の振幅を決定する。これらの搬送波は結合
されて、アナログ伝送媒体113に印加される。
Un及びVnの決定は後述するマツピング装置10
8によつて行われる。この装置は、r+1個の入
力ビツトの可能な組合せを、2r+1ケの信号アルフ
アベツトから成り90、180及び270度の位置あいま
いさを持つ拡張信号空間に対応させる。r+1ビ
ツトの可能な組合せのアルフアベツトへの対応づ
けは、決められた規則に応じて行われる。この規
則は元のデータが、受信側において、(1)大きな符
号化利得が得られ、(2)拡張信号空間の位相あいま
いさによる損失を生じることなく、復元されるこ
とを可能にしている。信号アルフアベツトに許さ
れる系列間の最小距離が大きくなつているために
利得が生じており、チヤネル障害によつて受信器
が元の信号を復元できなくなるまでの余裕が大き
くなつている。拡張信号空間の位相あいまいさの
影響は、差分符号化を用いるとともに、非線形た
たみ込み符号器の出力を信号アルフアベツトにマ
ツピングする方法によつて除去されている。 一連の座標Un及びVnは次にパルス整形フイル
タ・変調器111によつて通常の方法で処理さ
れ、デイジタル出力が線111上に発生し、D/
A変換器112でアナログ形に変換され、アナロ
グ伝送媒体113に印加される。 第2図は、rが4でcが2である2進列に対
し、まず差分符号化を行い、次いで非線形たたみ
込み符号化を行うのに用いることのできる論理回
路の一例を示している。すなわち第2図の論理回
路は、第1図のブロツク150内の符号器104
及び106に付随する動作を行う。フイードバツ
ク形式で符号器106を実現する別の論理回路の
例については後述する。第2図で、第1図のレジ
スタ103のrケの出力は、差分符号器250に
印加されるが、これらは番号が改められており、
出力120(1)が入力202−3に、出力120(2)が入力202
−2に、出力120(3)が入力202−1に、また出力
120(r)が入力202−0に対応している。線20
2−0乃至202−3に現れるビツトはそれぞれ
xo,0、xo,1、xo,2及びxo,3の名が付けられている。
ここでnは、rビツトグループ内のビツトが現在
の信号間隔中に到着していることを示している。
直前の信号間隔に到着したビツトは添数n−1を
持ち、さらにその前の信号間隔に到着したビツト
は添数n−2を持つ。線204−3乃至204−
0上の差分符号化された出力にはそれぞれx′o,3、
x′o,2、x′o,1、x′o,0の名がつけられており、プライ
ムは差分を表わしている。差分符号器250で
は、それぞれ線202−2及び202−3上の2
つの入力ビツトxo,2及びxo,3が、直前に差分符号
化され、信号間隔遅延素子250及び251に蓄
えられていた出力ビツトx′o-1,2及びx′o-1,3ととも
に読出し専用メモリ(ROM)200に印加され
ることによつて差分符号化される。このROMは
次の表1に示すような入出力変換を行う。
直交振幅変調(QAM)搬送波信号の送信のため
のビツト列の符号化に関するものであり、非線形
たたみ込み符号化と符号器出力の信号アルフアベ
ツトの拡張集合へのマツピングとが用いられて、
データ速度を犠牲にしたりより広い帯域を必要と
することなくチヤネルの劣化を防止できるととも
に、差分符号化が用いられて、信号アルフアベツ
トの拡張集合の位相あいまいさが除去されてい
る。 (b) 従来技術の記述 1978年2月18日のアイ.ピー.カジカ(I.P.
Csajka)及びジー.アンガーボエツク(G.
Ungerboeck)による米国特許第4077021号は、
2進ビツト列をデータ送信のための変調搬送波信
号の信号アルフアベツトの列に変換する技術につ
いて述べている。この発明は、伝送媒体がひどく
劣化していても元のデータの復元を可能とするこ
とを意図している。一般的に述べると、
Ungerboeckの発明では、rビツトの入力ビツ
ト・グループを有限状態マシンに印加する。この
マシンは、直前のグループ内のあるビツトとの予
め定めた線形論理組合せに従つて、入力グループ
をr+1ビツトのグループに拡張する。符号器出
力を形成するために符号器中に蓄えられたビツト
のビツト数pが、符号器がとるべき状態の数m
(=2p)を決定する。符号器の各状態から他の状
態への推移は予め定めた規則によつて行われる。
従つて、たたみ込み符号器の出力が次に用いら
れ、たたみ込み符号器の出力を2r+1の信号アルフ
アベツトの“拡張”集合(しばしば拡張信号空間
と呼ぶ)にマツピングすることによつて得られる
基準位相及び直交位相の座標に従つて搬送波信号
を変調するとき、信号アルフアベツトの列も上記
の規則に従わねばならない。信号空間を“拡張”
と呼ぶのは、信号間隔内でrビツトを送信するに
は、普通なら2rケの信号アルフアベツトからなる
信号空間で十分なためである。受信器では、他の
方法ではデータの復元が不可能であるような伝送
媒体の劣化の影響を、最尤復号アルゴリズムによ
つて大幅に克服している。このアルゴリズムは信
号アルフアベツトの有効な列に関する知識を用い
て正しい送信データを決定するものである。この
ような復号アルゴリズムについては、プロツク.
オブ アイイーイーイー(Proc.of IEEE)の61
巻3号、1973年3月号の268−278頁のジー.デ
ー.フオーニー ジユニヤ.(G.D.Forney Jr.)
著の論文ザ ヴイタービ アルゴリズム“(The
Viterbi Algorithm)”に記されている。 Csajka及びUngerboeckの符号化技術を用いる
ことにより得られる利点にもかかわらず、伝送媒
体中で生じる位相飛びのために、等化及び搬送波
の復元後、最初に決定された位相に較べて受信信
号アルフアベツトに回転が生じてしまう。この位
相あいまいさのために、その後受信されるすべて
のデータに誤りが生じ、システムの性能を大幅に
減少させてしまう。この問題を解決するために、
もとの入力データに差分符号化技術を適用するこ
とにより、回転があつても、受信された信号アル
フアベツトを用いて元のデータを復元できるよう
にするのが望ましい。差分化たたみ込みチヤネル
符号化の1つの方法として、出願者は、2進信号
のrケの入力ビツトをrケの差分符号化されたビ
ツトに変換する差分符号器を開発した。この差分
符号化されたビツトは現在のrケの入力ビツト
と、直前に差分符号化されたビツトの一部とに機
能的に関連する。差分符号器のrビツトの出力は
次にたたみ込み符号器に印加されて、直前に差分
符号化されたグループ内のあるビツトとの予め定
めた論理的組合せに従い、各グループがr+1ビ
ツトに拡張される。たたみ込み符号器の出力はr
+1ビツトのグループのある列しか許さない。次
にr+1ビツトのグループは座標Un及びVnを決
定するのに用いられ、これらは基準位相及び直交
位置搬送波の振幅を決めるのに用いられる。 上記の方式は、信号空間が180度のみの位相あ
いまいさを持つ時に有効である。しかし上記の発
明は、例えば第4図及び第10図−第13図に示
した信号空間のような、90、180及び270度の位相
あいまいさを持つ信号空間には適用できない。こ
のような信号空間は、信号空間の位相あいまいさ
が問題にならなければ前者の信号空間よりも種々
のチヤネル劣化をより良く扱うことができる。 発明の要旨 本発明に従えば、予め公知の技術によつてスク
ランブルされた2進信号が、差分符号器に印加さ
れ、rビツトの入力ビツトから成るグループの
各々がrビツトの差分符号化されたビツトのグル
ープに変換される。後者のグループは現在のrビ
ツトの入力と、前に差分符号化されたビツトの一
部とに機能的に関連する。差分符号器のrビツト
出力は次に非線形たたみ込み符号器に印加され、
この符号器に蓄えられているビツトとの予め定め
た非線形な論理的組合せに従つてr+1ビツトの
グループに拡張される。蓄えられているビツトの
値は、前に差分符号化されたグループ内のビツト
によつて決定される。たたみ込み符号器の出力
は、r+1ビツトの出力のある列しか許されな
い。r+1ビツトのグループは次に座標Un及び
Vnを決定するのに用いられ、この座標はそれぞ
れ基準位相及び直交位相搬送波の振幅を決めるの
に用いられる。概念的には、これらの位相は、た
たみ込み符号器からのr+1ビツトグループの出
力を、90、180及び270度の位相あいまいさを持つ
2r+1ケの信号アルフアベツトの拡張信号空間内の
信号アルフアベツトにマツピングすることによつ
て決定される。このマツピングでは、(1)たたみ込
み符号器のr+1ビツト出力の列に対応する信号
アルフアベツト列の間の最小距離が最大にされ、
(2)マツピング装置の出力における信号アルフアベ
ツト列が90、180又は270度回転された時、差分符
号器への元の入力ビツト列は、回転されて受信さ
れた信号アルフアベツトに、対応するたたみ込み
復号及び差分復号操作を適用することによつて復
元することができることが保証されている。上で
述べた2番目の原理は、たたみ込み符号器への入
力のあるビツト(後述する)の回転による影響
が、マツピング装置の出力における信号アルフア
ベツト列の90、180又は270度の回転と同じもので
あることが要求されるというようにいい換えるこ
とができる。 本発明の特徴及び利点は、以下の詳細な説明と
添付図面とを参照することにより、より良く理解
されるであろう。 詳細な説明 第1図は、一連の2進ビツトに従つて搬送信号
を変調するために、本発明に従つて構成された送
信機部分をブロツク図形式で示している。線10
0上の入力ビツト列は一連の1と0、又は一連の
1と−1から成るのが典型的であり、必要に応じ
て公知のスクランブラ101に印加される。この
回路は元のデータを示す出力ビツト列を線102
に発生する。スクランブラからの出力は、直列入
力/並列出力レジスタ103によつてrビツトグ
ループにグループ化される。線120(1)乃至12
0(r)上のrビツトグループの各々は次に、相
続く信号間隔中に差分符号器104に印加され
る。この符号器はrビツト入力グループの少くと
も2つを差分符号化し、線105(1)乃至105
(r)にr個の出力ビツトを発生する。差分符号
化は、現在の入力ビツトのうちの選ばれたもの
を、符号器104から以前に出力された出力ビツ
トと論理的に結合することによつて行われる。 第1図に示したように、差分符号化出力ビツト
のうちのcビツトが、それぞれ線105(1)乃至1
05(c)を介して非線形たたみ込み符号器106に
印加される。この符号器の例については後述する
が、その入力におけるcビツトグループの各々
を、印加された入力の値と符号器内に蓄えられて
いるビツトに従つてc+1ビツトのグループに拡
張する。蓄えられているビツトは以前の入力によ
つて決定される。典型的なcの値は、rより小さ
い最小1の整数であるが、場合によつては、符号
器104のすべての出力を符号器106に印加す
ることもある。たたみ込み符号器106から線1
07(o)乃至107(c)へ出されたc+1ビツト
の出力と、差分符号器104から線105(c+
1)乃至105(r)に出されたr−cビツトの
出力とから成るr+1ビツトが、線109及び1
10上の座標Un及びVnを決めるために用いられ
る。これらは、それぞれ基準位相及び直角位相の
搬送波の振幅を決定する。これらの搬送波は結合
されて、アナログ伝送媒体113に印加される。
Un及びVnの決定は後述するマツピング装置10
8によつて行われる。この装置は、r+1個の入
力ビツトの可能な組合せを、2r+1ケの信号アルフ
アベツトから成り90、180及び270度の位置あいま
いさを持つ拡張信号空間に対応させる。r+1ビ
ツトの可能な組合せのアルフアベツトへの対応づ
けは、決められた規則に応じて行われる。この規
則は元のデータが、受信側において、(1)大きな符
号化利得が得られ、(2)拡張信号空間の位相あいま
いさによる損失を生じることなく、復元されるこ
とを可能にしている。信号アルフアベツトに許さ
れる系列間の最小距離が大きくなつているために
利得が生じており、チヤネル障害によつて受信器
が元の信号を復元できなくなるまでの余裕が大き
くなつている。拡張信号空間の位相あいまいさの
影響は、差分符号化を用いるとともに、非線形た
たみ込み符号器の出力を信号アルフアベツトにマ
ツピングする方法によつて除去されている。 一連の座標Un及びVnは次にパルス整形フイル
タ・変調器111によつて通常の方法で処理さ
れ、デイジタル出力が線111上に発生し、D/
A変換器112でアナログ形に変換され、アナロ
グ伝送媒体113に印加される。 第2図は、rが4でcが2である2進列に対
し、まず差分符号化を行い、次いで非線形たたみ
込み符号化を行うのに用いることのできる論理回
路の一例を示している。すなわち第2図の論理回
路は、第1図のブロツク150内の符号器104
及び106に付随する動作を行う。フイードバツ
ク形式で符号器106を実現する別の論理回路の
例については後述する。第2図で、第1図のレジ
スタ103のrケの出力は、差分符号器250に
印加されるが、これらは番号が改められており、
出力120(1)が入力202−3に、出力120(2)が入力202
−2に、出力120(3)が入力202−1に、また出力
120(r)が入力202−0に対応している。線20
2−0乃至202−3に現れるビツトはそれぞれ
xo,0、xo,1、xo,2及びxo,3の名が付けられている。
ここでnは、rビツトグループ内のビツトが現在
の信号間隔中に到着していることを示している。
直前の信号間隔に到着したビツトは添数n−1を
持ち、さらにその前の信号間隔に到着したビツト
は添数n−2を持つ。線204−3乃至204−
0上の差分符号化された出力にはそれぞれx′o,3、
x′o,2、x′o,1、x′o,0の名がつけられており、プライ
ムは差分を表わしている。差分符号器250で
は、それぞれ線202−2及び202−3上の2
つの入力ビツトxo,2及びxo,3が、直前に差分符号
化され、信号間隔遅延素子250及び251に蓄
えられていた出力ビツトx′o-1,2及びx′o-1,3ととも
に読出し専用メモリ(ROM)200に印加され
ることによつて差分符号化される。このROMは
次の表1に示すような入出力変換を行う。
【表】
【表】
10 11 01
11 11 10
11 11 10
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 搬送波信号を変調し離散的信号値の複数個の
対を連続的に発生してビツト列を送信する方法に
おいて、 (a) 該ビツト列内の現在のrビツトのグループの
値に従つて直前に差分符号化されたrビツトの
グループ内のビツトの値を回転させることによ
り、rビツトのグループごとにビツトを差分符
号化するステツプと、 (b) 差分符号化されたrビツトのグループの各々
を、mケの内部状態を用いた非線形たたみ込み
符号化プロセスによつてr+1ビツトのグルー
プに拡張し、直前にたたみ込み符号器に印加さ
れ該たたみ込み符号器の出力に影響を与えるビ
ツト入力の関数である、2p=mを満足するpケ
のビツトが蓄えられ、該蓄えられたpケのビツ
トによつて該たたみ込み符号の現在の状態が決
定されるステツプと、 (c) 各々が離散的な信号値の対に対応している
2r+1ケの信号アルフアベツトの1つを信号空間
から選択し、2rケの該信号アルフアベツトが該
たたみ込み符号化プロセスの現在の状態の各々
から該たたみ込み符号化プロセスのmケの可能
な次の状態へのすべての可能な推移に対応し、
また2rケの該信号アルフアベツトが2r+1ケの該
信号アルフアベツトの全集合よりも大きな最小
距離を持つように該選択がr+1ビツトグルー
プの関数として行なわれるステツプと、 (d) 選択された該信号アルフアベツトに対応する
離散的信号値の対を順に送信するステツプとか
らなり、 該信号空間は元の空間を90、180又は270度回
転したとき同じ信号空間が得られるよう構成さ
れており、 該信号空間を90、180又は270度回転させるこ
とが、該送信された離散的信号値に対しては該
rビツトのグループの各々において該差分符号
化されたビツトを回転させるのと同じ効果を生
成させている方法。 2 印加されるビツト列に従い、離散的値の列
Uo及びVoに対しそれぞれ基準位相及び直交位相
の搬送波を変調する装置において、 (1) 直前のrビツトのグループ内のビツトに決定
されるpケの蓄えられたビツトに対し、2p=m
とする時mケの状態の各々が該pケの蓄えられ
たビツトによつて決定されるm状態たたみ込み
符号の状態に従つて、該印加されるビツト列内
のrビツトの現在のグループの各々をr+1ビ
ツトの列に拡張するための手段、 (2) 該拡張されたr+1ビツトグループの各々に
おけるビツトの値に対応する2r+1ケの信号アル
フアベツトの1つの座標に従つて該離散的値を
選択するために、2rケの該信号アルフアベツト
が該mケの状態のうちの現在の状態からmケの
可能な次の状態へのすべての可能な推移に対応
するとともに、また該2rケの信号アルフアベツ
トの間の最小距離が2r+1ケの信号アルフアベツ
トの全集合の間の最小距離より大きくなるよう
該選択を行なう手段、 (3) 該選択された離散的値に従つて該基準位相及
び直交位相搬送波を変調する手段、及び (4) 該拡張する手段に印加されるrビツトのグル
ープの各々における少くとも1対のビツトに対
し、直前に差分符号化されたビツト対の値を、
該少くとも1対のビツト内のビツトの値によつ
て決まる位置だけ回転させることによつて差分
符号化を行う手段からなり、 5 該現在の状態と該現在のrビツトグループ内
のビツトを決定する該pビツトの非線形な関数
として該次の状態を定義するための該pビツト
を決定する手段が該拡張する手段に含まれてお
り、そして (6) 該信号アルフアベツト空間が90、180及び270
度の対称性のみを持ち、該拡張手段によつて処
理された該差分符号化ビツトの回転が該信号ア
ルフアベツトの90、180又は270度の回転と同じ
効果を持つよう該選択手段が構成されている装
置。 3 印加されるビツト列に従い、離散的値の列
Uo及びVoに対してそれぞれ基準位相及び直交位
相の搬送波を変調する装置において (1) 該印加されるビツト列内のrビツトから成る
現在のグループの各々をm状態たたみ込み符号
の状態に従つてr+1ビツトのグループに拡張
する手段、 (2) 該拡張されたr+1ビツトグループの各々に
おけるビツトの値に対応する2r+1ケの信号アル
フアベツトの1つの座標に従つて該離散的値を
選択するために、2rケの該信号アルフアベツト
が該mケの状態のうちの現在の状態からmケの
可能な次の状態へのすべての可能な推移に対応
するとともに、該2rの信号アルフアベツトの間
の最小距離が2r+1ケの信号アルフアベツトの全
集合の間の最小距離より大きくなるよう該選択
を行う手段と、 (3) 該選択された離散的値に従つて該基準位相及
び直交位相搬送波を変調する手段、及び (4) 該拡張する手段に印加されるrビツトのグル
ープの各々における少くとも1対のビツトに対
し、直前に差分符号化されたビツト対の値を、
該少くとも1対のビツト内のビツトの値によつ
てきまる位置だけ回転させることによつて差分
符号化を行う手段からなり、 (5) 該拡張手段が該現在及び直前のrビツトグル
ープ内のビツトの非線形関数として該r+1ビ
ツトグループ内のビツトを決定するように構成
され、そして (6) 該信号アルフアベツト空間が、90、180及び
270度の対称性のみを持ち、該拡張手段によつ
て処理された該差分符号化ビツトの回転が該信
号アルフアベツトの90、180又は270度の回転と
同じ効果を持つように該選択手段が構成されて
いる装置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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US06/520,691 US4520490A (en) | 1983-08-05 | 1983-08-05 | Differentially nonlinear convolutional channel coding with expanded set of signalling alphabets |
US520691 | 1983-08-05 |
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Family
ID=24073688
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59163013A Granted JPS6064554A (ja) | 1983-08-05 | 1984-08-03 | 拡張信号アルフアベツトを持つ差分非線形たたみ込みチヤネル符号化方式 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4520490A (ja) |
EP (1) | EP0134101B1 (ja) |
JP (1) | JPS6064554A (ja) |
CA (1) | CA1212419A (ja) |
DE (1) | DE3480046D1 (ja) |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |