JPH0614075A - 符号化多値変調装置 - Google Patents
符号化多値変調装置Info
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- JPH0614075A JPH0614075A JP4167060A JP16706092A JPH0614075A JP H0614075 A JPH0614075 A JP H0614075A JP 4167060 A JP4167060 A JP 4167060A JP 16706092 A JP16706092 A JP 16706092A JP H0614075 A JPH0614075 A JP H0614075A
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- series
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 従来より帯域拡大率が小さいトランスペアレ
ントな符号化変調装置を提供する。 【構成】 ２2m値ＱＡＭシステムにおいて、差動論理符
号化を施した信号に対して、直交する２チャネルを独立
に畳み込み符号化してセットパーティショニングに基づ
きマッピングするとともに、ここで用いる畳み込み符号
の符号化率ｒを１＞ｒ＞（ｍ−ｍ2 −１）／（ｍ−ｍ2
）とする。 【効果】、本発明の符号化変調装置によれば従来よりも
帯域拡大率を低減することができる。この結果、帯域制
限の厳しいシステムに適用することが可能になる。
ントな符号化変調装置を提供する。 【構成】 ２2m値ＱＡＭシステムにおいて、差動論理符
号化を施した信号に対して、直交する２チャネルを独立
に畳み込み符号化してセットパーティショニングに基づ
きマッピングするとともに、ここで用いる畳み込み符号
の符号化率ｒを１＞ｒ＞（ｍ−ｍ2 −１）／（ｍ−ｍ2
）とする。 【効果】、本発明の符号化変調装置によれば従来よりも
帯域拡大率を低減することができる。この結果、帯域制
限の厳しいシステムに適用することが可能になる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタルデータ通信
システムなどにおいて用いられる符号化多値変調装置に
関する。
システムなどにおいて用いられる符号化多値変調装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】直交振幅変調（ＱＡＭ；Quadrature Amp
litude Modulation ）は、大容量のデータを伝送するデ
ィジタルマイクロ波通信などで広く用いられている。変
調信号の多値数を大きくすると伝送容量は増大するが、
機器の不完全性などによる残留誤りにより信頼性が劣化
する。この問題を克服するため、通常誤り訂正符号が用
いれている。
litude Modulation ）は、大容量のデータを伝送するデ
ィジタルマイクロ波通信などで広く用いられている。変
調信号の多値数を大きくすると伝送容量は増大するが、
機器の不完全性などによる残留誤りにより信頼性が劣化
する。この問題を克服するため、通常誤り訂正符号が用
いれている。
【０００３】中村・相河・高梨らが提案したＳＰＯＲＴ
−ＱＡＭ方式（電子情報通信学会，技術研究報告，ＩＴ
８８−９４）は、G.Ungerboeckにより提案されたトレリ
ス符号化変調方式の手法を用いることにより、これまで
に実用化されている誤り訂正方式（ＢＣＨ符号を用いた
誤り訂正方式など）より高い符号化利得を達成すること
を可能にした誤り訂正方式である。この方式では、畳み
込み符号化による冗長度の付加を速度変換器で吸収して
いるため、（２のＭ乗）変調システムにおいては、周波
数帯域がＭ／（Ｍ−１）倍に拡大する。また、中村らに
より提案された方式は再生搬送波の位相不確定性に対し
てトランスペアレントではないため、位相不確定性を除
去する回路が別に必要になる（電子情報通信学会論文
誌，Ｂ−II，Ｖｏｌ．Ｊ７２−Ｂ−II，Ｎｏ．１２，ｐ
ｐ．６７２−６７６，１９８９年１２月）。
−ＱＡＭ方式（電子情報通信学会，技術研究報告，ＩＴ
８８−９４）は、G.Ungerboeckにより提案されたトレリ
ス符号化変調方式の手法を用いることにより、これまで
に実用化されている誤り訂正方式（ＢＣＨ符号を用いた
誤り訂正方式など）より高い符号化利得を達成すること
を可能にした誤り訂正方式である。この方式では、畳み
込み符号化による冗長度の付加を速度変換器で吸収して
いるため、（２のＭ乗）変調システムにおいては、周波
数帯域がＭ／（Ｍ−１）倍に拡大する。また、中村らに
より提案された方式は再生搬送波の位相不確定性に対し
てトランスペアレントではないため、位相不確定性を除
去する回路が別に必要になる（電子情報通信学会論文
誌，Ｂ−II，Ｖｏｌ．Ｊ７２−Ｂ−II，Ｎｏ．１２，ｐ
ｐ．６７２−６７６，１９８９年１２月）。
【０００４】位相不確定性を除去する回路を設けると回
路規模が大きくなるという問題がある。これを解決する
方法として斉藤によりトランスペアレントな符号化変調
方式が提案されている（１９９０年電子情報通信学会春
季全国大会，Ａ−２６６，ｐｐ．１−２６６）。変調方
式を（２の２ｍ乗）値ＱＡＭとすると、この方式は、２
ｍ系列のディジタル信号を２組のｍ−１系列の信号に変
換した後、各組をトレリス符号化してｍ系列とし、それ
ぞれを直交するＩ，Ｑチャネルに割り当ててセット・パ
ーティショニングに基づき信号点平面上にマッピングす
るというものである。
路規模が大きくなるという問題がある。これを解決する
方法として斉藤によりトランスペアレントな符号化変調
方式が提案されている（１９９０年電子情報通信学会春
季全国大会，Ａ−２６６，ｐｐ．１−２６６）。変調方
式を（２の２ｍ乗）値ＱＡＭとすると、この方式は、２
ｍ系列のディジタル信号を２組のｍ−１系列の信号に変
換した後、各組をトレリス符号化してｍ系列とし、それ
ぞれを直交するＩ，Ｑチャネルに割り当ててセット・パ
ーティショニングに基づき信号点平面上にマッピングす
るというものである。
【０００５】図４に斉藤により提案されたトランスペア
レントな符号化変調方式の一実施例を示す。図４は変調
方式を２５６ＱＡＭとするシステムである。入力される
８系列のディジタル信号の伝送速度をそれぞれ１／８Ｒ
0 （ｂｐｓ）とする。この入力信号は速度変換器１８
で、各伝送速度が１／６Ｒ0 （ｂｐｓ）の６系列の信号
に変換される。これらの信号はさらに差動符号化器１９
で差動符号化され、３系列ずつの２組の信号として扱わ
れる。各組の３系列の信号のうち１系列は、符号化率１
／２の畳み込み符号化器２０，２１で符号化される。畳
み込み符号化器２０，２１の出力は、それぞれ、伝送速
度が１／６Ｒ0 （ｂｐｓ）の２系列の信号であり、これ
らは符号化されない２系列とともにマッピング回路２
２，２３に渡される。マッピング回路２２，２３では、
それぞれ変調信号点を振幅位相平面で表したときの直交
する２つの成分（Ｉ，Ｑ）を決める。このとき、それぞ
れのマッピング回路では、ＡＳＫに対するセットパーテ
ィショニングの手法を用いてマッピングを行う。マッピ
ング回路で決定された位置の変調信号が２５６ＱＡＭ変
調器２４から出力される。この方式の場合、変調速度は
１／６Ｒ0 （ｂａｕｄ）となり、帯域拡大率は（１／６
Ｒ0 ）／（１／８Ｒ0 ）＝４／３、すなわち１３３％と
なる。
レントな符号化変調方式の一実施例を示す。図４は変調
方式を２５６ＱＡＭとするシステムである。入力される
８系列のディジタル信号の伝送速度をそれぞれ１／８Ｒ
0 （ｂｐｓ）とする。この入力信号は速度変換器１８
で、各伝送速度が１／６Ｒ0 （ｂｐｓ）の６系列の信号
に変換される。これらの信号はさらに差動符号化器１９
で差動符号化され、３系列ずつの２組の信号として扱わ
れる。各組の３系列の信号のうち１系列は、符号化率１
／２の畳み込み符号化器２０，２１で符号化される。畳
み込み符号化器２０，２１の出力は、それぞれ、伝送速
度が１／６Ｒ0 （ｂｐｓ）の２系列の信号であり、これ
らは符号化されない２系列とともにマッピング回路２
２，２３に渡される。マッピング回路２２，２３では、
それぞれ変調信号点を振幅位相平面で表したときの直交
する２つの成分（Ｉ，Ｑ）を決める。このとき、それぞ
れのマッピング回路では、ＡＳＫに対するセットパーテ
ィショニングの手法を用いてマッピングを行う。マッピ
ング回路で決定された位置の変調信号が２５６ＱＡＭ変
調器２４から出力される。この方式の場合、変調速度は
１／６Ｒ0 （ｂａｕｄ）となり、帯域拡大率は（１／６
Ｒ0 ）／（１／８Ｒ0 ）＝４／３、すなわち１３３％と
なる。
【０００６】一般に、（２の２ｍ乗）値変調を用いるシ
ステムで上述の方法によりトランスペアレントな符号化
変調装置を構成しようとすると、帯域拡大率はＭ／（Ｍ
−２）＝２ｍ／（２ｍ−２）＝ｍ／（ｍ−１）となる。
例えば、２５６ＱＡＭでは２５６＝２の（２・４）乗す
なわち帯域拡大率が４／（４−１）＝４／３＝１３３
％，６４ＱＡＭでは６４＝２の（２・３）乗すなわち３
／（３−１）＝３／２＝１５０％となる。
ステムで上述の方法によりトランスペアレントな符号化
変調装置を構成しようとすると、帯域拡大率はＭ／（Ｍ
−２）＝２ｍ／（２ｍ−２）＝ｍ／（ｍ−１）となる。
例えば、２５６ＱＡＭでは２５６＝２の（２・４）乗す
なわち帯域拡大率が４／（４−１）＝４／３＝１３３
％，６４ＱＡＭでは６４＝２の（２・３）乗すなわち３
／（３−１）＝３／２＝１５０％となる。
【０００７】通常、ディジタルマイクロ波通信で用いら
れている誤り訂正方式の帯域拡大率は１１０％程度であ
るから、先に見積もった値の例（１３３％、１５０％）
では帯域拡大率の値が大きく、隣接チャネル間の干渉が
過大となってしまう。したがって、この方式をそのまま
ディジタルマイクロ波通信などの帯域制限の厳しいシス
テムに適用しても、帯域拡大率が大きすぎるため実際の
システムに適用するのは難しいという問題があった。
れている誤り訂正方式の帯域拡大率は１１０％程度であ
るから、先に見積もった値の例（１３３％、１５０％）
では帯域拡大率の値が大きく、隣接チャネル間の干渉が
過大となってしまう。したがって、この方式をそのまま
ディジタルマイクロ波通信などの帯域制限の厳しいシス
テムに適用しても、帯域拡大率が大きすぎるため実際の
システムに適用するのは難しいという問題があった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来のトランスペアレ
ントな符号化変調装置を用いた場合、（２の２ｍ乗）値
変調システムにおける帯域拡大率はｍ／（ｍ−１）とな
る。この帯域拡大率では、ディジタルマイクロ通信シス
テム等の帯域制限の厳しいシステムに対して、この符号
化変調装置を適用することが難しい等の問題があった。
ントな符号化変調装置を用いた場合、（２の２ｍ乗）値
変調システムにおける帯域拡大率はｍ／（ｍ−１）とな
る。この帯域拡大率では、ディジタルマイクロ通信シス
テム等の帯域制限の厳しいシステムに対して、この符号
化変調装置を適用することが難しい等の問題があった。
【０００９】
【課題を解決するための手段】ディジタル信号を（２の
２ｍ乗）個（ｍは２以上の整数）の信号点を持つ直交振
幅変調信号に割り当て、その中の１点を変調信号として
出力する符号化多値変調装置において、入力されるディ
ジタル信号を、それぞれｍ1 ＋ｍ2 系列（ｍ1 およびｍ
2 は正整数，ｍ2 ＜ｍ）からなる２組の信号系列の組に
分け、各組に含まれるｍ1 ＋ｍ2 系列のうちｍ2 系列の
信号の伝送速度が各々Ｒ2 であることを特徴とする速度
変換器と、前記速度変換器から出力される２組のｍ1 ＋
ｍ2 系列の信号に対して、差動符号化を行い、２組のｍ
1 ＋ｍ2 系列の信号を出力する差動符号化器と、前記差
動符号化器から出力される２組のｍ1 ＋ｍ2 系列のそれ
ぞれに対して、各伝送速度がＲ2 のｍ2 系列の信号は符
号化しないでそのまま出力するとともに、残りのｍ1 系
列を１＞ｒ＞（ｍ−ｍ2 −１）／（ｍ−ｍ2 ）を満足す
る符号化率ｒの畳み込み符号で符号化した後、各伝送速
度がＲ2 のｍ−ｍ2 系列の信号に変換して出力すること
を特徴とする畳み込み符号化器と、前記畳み込み符号化
器から出力される２組の信号が、それぞれ、変調信号点
の位相振幅平面上での二つの直交成分を決めることを特
徴とするマッピング装置とを具備する。
２ｍ乗）個（ｍは２以上の整数）の信号点を持つ直交振
幅変調信号に割り当て、その中の１点を変調信号として
出力する符号化多値変調装置において、入力されるディ
ジタル信号を、それぞれｍ1 ＋ｍ2 系列（ｍ1 およびｍ
2 は正整数，ｍ2 ＜ｍ）からなる２組の信号系列の組に
分け、各組に含まれるｍ1 ＋ｍ2 系列のうちｍ2 系列の
信号の伝送速度が各々Ｒ2 であることを特徴とする速度
変換器と、前記速度変換器から出力される２組のｍ1 ＋
ｍ2 系列の信号に対して、差動符号化を行い、２組のｍ
1 ＋ｍ2 系列の信号を出力する差動符号化器と、前記差
動符号化器から出力される２組のｍ1 ＋ｍ2 系列のそれ
ぞれに対して、各伝送速度がＲ2 のｍ2 系列の信号は符
号化しないでそのまま出力するとともに、残りのｍ1 系
列を１＞ｒ＞（ｍ−ｍ2 −１）／（ｍ−ｍ2 ）を満足す
る符号化率ｒの畳み込み符号で符号化した後、各伝送速
度がＲ2 のｍ−ｍ2 系列の信号に変換して出力すること
を特徴とする畳み込み符号化器と、前記畳み込み符号化
器から出力される２組の信号が、それぞれ、変調信号点
の位相振幅平面上での二つの直交成分を決めることを特
徴とするマッピング装置とを具備する。
【００１０】
【作用】本発明は、符号化前の信号系列を２組の信号に
分解し、各直交成分を決める２組の信号を畳み込み符号
化する際に、畳み込み符号の符号化率ｒを１＞ｒ＞（ｍ
−ｍ2 −１）／（ｍ−ｍ2 ）とする。そして非符号化信
号も含めた全体の符号化率を（ｍ−１）／ｍより大きく
することを特徴とする。この結果、帯域拡大率はｍ／
（ｍ−１）未満となり、低帯域拡大率のトランスペアレ
ントな符号化変調方式を構成することが可能になる。
分解し、各直交成分を決める２組の信号を畳み込み符号
化する際に、畳み込み符号の符号化率ｒを１＞ｒ＞（ｍ
−ｍ2 −１）／（ｍ−ｍ2 ）とする。そして非符号化信
号も含めた全体の符号化率を（ｍ−１）／ｍより大きく
することを特徴とする。この結果、帯域拡大率はｍ／
（ｍ−１）未満となり、低帯域拡大率のトランスペアレ
ントな符号化変調方式を構成することが可能になる。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。
る。
【００１２】図１に本発明の一実施例の概略的構成図を
示す。図１は、変調方式として（２の２ｍ乗）値ＱＡＭ
を用いたシステムである。図１において、入力されるデ
ィジタル信号系列の伝送速度をＲ0 とする。このディジ
タル信号系列は速度変換器１に入力されて、２組のｍ1
＋ｍ2 系列の信号に分けられる。ここで、各組のｍ1系
列の信号の伝送速度は各々Ｒ1 、ｍ2 系列の信号の伝送
速度は各々Ｒ2 であり、 ２（ｍ1 ・Ｒ１ ＋ｍ2 ・Ｒ2 ）＝Ｒ0 …（１） を満たす。これらの信号系列は差動符号化器２に渡され
差動符号化される。すなわち、各組の対応する系列毎に
４を法とする加算が行われる。差動符号化器２の出力
は、速度変換器１の出力と同様に２組のｍ1 ＋ｍ2 系列
の信号となる。各組のｍ1 ＋ｍ2 系列のうち、ｍ1 系列
は符号化率ｒの畳み込み符号化器３，４に入力され畳み
込み符号化される。ただし、畳み込み符号の符号化率ｒ
は １＞ｒ＞（ｍ−ｍ2 −１）／（ｍ−ｍ2 ）…（２） を満足する値とする。畳み込み符号化された信号は、各
伝送速度がＲ2 のｍ−ｍ2 系列に変換して出力される。
このｍ−ｍ2 系列は残りのｍ2 系列とともに、マッピン
グ回路５，６に入力される。ここでは、各組のｍ系列を
変調信号の振幅位相平面の直交する２つの成分（Ｉチャ
ネル，Ｑチャネル）にそれぞれ対応させる。また、対応
のさせ方はＧ．Ｕｎｇｅｒｂｏｅｃｋが提案したトレリ
ス符号化変調方式（ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉ
ｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．２５，Ｎｏ．２，ｐ
ｐ．５−２１，１９８７年２月）に示されている２ｍ
値ＡＳＫに対するセットパーティショニングの方法を用
いれば良い。マッピングされた２ｍ系列の信号は２２ｍ
値ＱＡＭ変調器７に入力され、変調速度Ｒ2 で変調信号
が出力される。この実施例において、畳み込み符号化器
の前後で信号の伝送速度は１／ｒ倍になる。このため、 ｍ1 ・Ｒ1 ・（１／ｒ）＝（ｍ−ｍ2 ）Ｒ2 …（３） の関係が成り立っている。（１），（３）式より、速度
変換器から出力される各信号系列の速度は Ｒ1 ＝［（ｒｍ−ｒｍ2 ）／｛２ｍ1 （ｒｍ−ｒｍ2 ＋ｍ2 ）｝］Ｒ0 …（４ ） Ｒ2 ＝［１／｛２（ｒｍ−ｒｍ2 ＋ｍ2 ）｝］Ｒ0 …（５） で与えられる。また、従来のトランスペアレトな符号化
変調方式の帯域拡大率が、 ｍ／（ｍ−１）…（６） であったのに対して、本実施例の帯域拡大率は ｍ／（ｒｍ−ｒｍ2 ＋ｍ2 ）…（７） となり、（２）式より従来より帯域拡大率が小さくなる
ことがわかる。
示す。図１は、変調方式として（２の２ｍ乗）値ＱＡＭ
を用いたシステムである。図１において、入力されるデ
ィジタル信号系列の伝送速度をＲ0 とする。このディジ
タル信号系列は速度変換器１に入力されて、２組のｍ1
＋ｍ2 系列の信号に分けられる。ここで、各組のｍ1系
列の信号の伝送速度は各々Ｒ1 、ｍ2 系列の信号の伝送
速度は各々Ｒ2 であり、 ２（ｍ1 ・Ｒ１ ＋ｍ2 ・Ｒ2 ）＝Ｒ0 …（１） を満たす。これらの信号系列は差動符号化器２に渡され
差動符号化される。すなわち、各組の対応する系列毎に
４を法とする加算が行われる。差動符号化器２の出力
は、速度変換器１の出力と同様に２組のｍ1 ＋ｍ2 系列
の信号となる。各組のｍ1 ＋ｍ2 系列のうち、ｍ1 系列
は符号化率ｒの畳み込み符号化器３，４に入力され畳み
込み符号化される。ただし、畳み込み符号の符号化率ｒ
は １＞ｒ＞（ｍ−ｍ2 −１）／（ｍ−ｍ2 ）…（２） を満足する値とする。畳み込み符号化された信号は、各
伝送速度がＲ2 のｍ−ｍ2 系列に変換して出力される。
このｍ−ｍ2 系列は残りのｍ2 系列とともに、マッピン
グ回路５，６に入力される。ここでは、各組のｍ系列を
変調信号の振幅位相平面の直交する２つの成分（Ｉチャ
ネル，Ｑチャネル）にそれぞれ対応させる。また、対応
のさせ方はＧ．Ｕｎｇｅｒｂｏｅｃｋが提案したトレリ
ス符号化変調方式（ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉ
ｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．２５，Ｎｏ．２，ｐ
ｐ．５−２１，１９８７年２月）に示されている２ｍ
値ＡＳＫに対するセットパーティショニングの方法を用
いれば良い。マッピングされた２ｍ系列の信号は２２ｍ
値ＱＡＭ変調器７に入力され、変調速度Ｒ2 で変調信号
が出力される。この実施例において、畳み込み符号化器
の前後で信号の伝送速度は１／ｒ倍になる。このため、 ｍ1 ・Ｒ1 ・（１／ｒ）＝（ｍ−ｍ2 ）Ｒ2 …（３） の関係が成り立っている。（１），（３）式より、速度
変換器から出力される各信号系列の速度は Ｒ1 ＝［（ｒｍ−ｒｍ2 ）／｛２ｍ1 （ｒｍ−ｒｍ2 ＋ｍ2 ）｝］Ｒ0 …（４ ） Ｒ2 ＝［１／｛２（ｒｍ−ｒｍ2 ＋ｍ2 ）｝］Ｒ0 …（５） で与えられる。また、従来のトランスペアレトな符号化
変調方式の帯域拡大率が、 ｍ／（ｍ−１）…（６） であったのに対して、本実施例の帯域拡大率は ｍ／（ｒｍ−ｒｍ2 ＋ｍ2 ）…（７） となり、（２）式より従来より帯域拡大率が小さくなる
ことがわかる。
【００１３】図２に本発明のより具体的な一実施例を示
す。図２は、変調方式として２５６値ＱＡＭを用いたシ
ステムである。図１において、入力される８系列のディ
ジタル信号の各伝送速度をＲ0 ／８（ｂｐｓ）とする。
これらのディジタル信号系列は速度変換器８に入力され
て、２組の３系列の信号｛１０１，１０２，１０３｝，
｛１０４，１０５，１０６｝に分けられる。ここで、信
号１０１，１０２および１０４，１０５の各伝送速度は
Ｒ0 ／７（ｂｐｓ）、信号１０３，１０６の各伝送速度
は３Ｒ0 ／１４（ｂｐｓ）である。これらの信号系列は
差動符号化器９に渡され差動符号化される。
す。図２は、変調方式として２５６値ＱＡＭを用いたシ
ステムである。図１において、入力される８系列のディ
ジタル信号の各伝送速度をＲ0 ／８（ｂｐｓ）とする。
これらのディジタル信号系列は速度変換器８に入力され
て、２組の３系列の信号｛１０１，１０２，１０３｝，
｛１０４，１０５，１０６｝に分けられる。ここで、信
号１０１，１０２および１０４，１０５の各伝送速度は
Ｒ0 ／７（ｂｐｓ）、信号１０３，１０６の各伝送速度
は３Ｒ0 ／１４（ｂｐｓ）である。これらの信号系列は
差動符号化器９に渡され差動符号化される。
【００１４】差動符号化器９の詳細な構成を図３に示
す。図３において、信号１０１と１０４，１０２と１０
５，１０３と１０６は各々４値和分回路１５，１６，１
７に入力され、４を法とする加算が行われる。ここで、
和分回路１５および１６と和分回路１７とは動作速度が
異なる。差動符号化器９の出力信号のうち、信号１０９
と１１２は、それぞれ符号化率３／４の畳み込み符号化
器１０，１１に入力される。各符号化器で符号化された
信号は、それぞれ、２系列の信号１１３と１１４，１１
５と１１６に分けて出力される。ここで用いる符号は、
トランスペアレントな畳み込み符号である。トランスペ
アレントな符号としては、例えば全１系列を妥当な符号
語系列として持つ線形符号を用いれば良い。また、符号
化器に入力される信号の伝送速度は３Ｒ0 ／１４（ｂｐ
ｓ）であるから、符号化器から出力される各信号系列１
１３、１１４、１１５、１１６の伝送速度は、 （１／２）（４／３）（３Ｒ0 ／１４）＝Ｒ0 ／７ となる。これらの出力信号は、符号化されない信号１０
７，１０８，１１０，１１１と同じ伝送速度であるか
ら、これらの信号ととともにマッピング回路１２，１３
に入力される。ここでは、各組の４系列の信号は、変調
信号の振幅位相平面の直交する２つの成分（Ｉチャネ
ル，Ｑチャネル）へ対応させられる。各直交成分へのマ
ッピングには１６値ＡＳＫに対するセットパーティショ
ニングを用いれば良い。マッピングされた８系列の信号
は２５６値ＱＡＭ変調器１４に入力され、変調速度Ｒ0
／７（baud）で変調信号が出力される。例えば、図２に
示す符号化変調装置と、従来の符号化変調装置との帯域
拡大率を比較すると、以下の通りになる。図２の符号化
変調装置では、ｍ＝４、ｒ＝３／４、ｍ2 ＝２として与
えられるので、これらを式（７）に代入すると、 ｍ／（ｒｍ−ｒｍ2 ＋ｍ2 ）＝８／７ となる。従来の符号化変調装置の帯域拡大率は４／３、
すなわち１３３％であるから、８／７、すなわち１１４
％となり、本発明においては確かに帯域拡大率が減少し
ていることが判る。
す。図３において、信号１０１と１０４，１０２と１０
５，１０３と１０６は各々４値和分回路１５，１６，１
７に入力され、４を法とする加算が行われる。ここで、
和分回路１５および１６と和分回路１７とは動作速度が
異なる。差動符号化器９の出力信号のうち、信号１０９
と１１２は、それぞれ符号化率３／４の畳み込み符号化
器１０，１１に入力される。各符号化器で符号化された
信号は、それぞれ、２系列の信号１１３と１１４，１１
５と１１６に分けて出力される。ここで用いる符号は、
トランスペアレントな畳み込み符号である。トランスペ
アレントな符号としては、例えば全１系列を妥当な符号
語系列として持つ線形符号を用いれば良い。また、符号
化器に入力される信号の伝送速度は３Ｒ0 ／１４（ｂｐ
ｓ）であるから、符号化器から出力される各信号系列１
１３、１１４、１１５、１１６の伝送速度は、 （１／２）（４／３）（３Ｒ0 ／１４）＝Ｒ0 ／７ となる。これらの出力信号は、符号化されない信号１０
７，１０８，１１０，１１１と同じ伝送速度であるか
ら、これらの信号ととともにマッピング回路１２，１３
に入力される。ここでは、各組の４系列の信号は、変調
信号の振幅位相平面の直交する２つの成分（Ｉチャネ
ル，Ｑチャネル）へ対応させられる。各直交成分へのマ
ッピングには１６値ＡＳＫに対するセットパーティショ
ニングを用いれば良い。マッピングされた８系列の信号
は２５６値ＱＡＭ変調器１４に入力され、変調速度Ｒ0
／７（baud）で変調信号が出力される。例えば、図２に
示す符号化変調装置と、従来の符号化変調装置との帯域
拡大率を比較すると、以下の通りになる。図２の符号化
変調装置では、ｍ＝４、ｒ＝３／４、ｍ2 ＝２として与
えられるので、これらを式（７）に代入すると、 ｍ／（ｒｍ−ｒｍ2 ＋ｍ2 ）＝８／７ となる。従来の符号化変調装置の帯域拡大率は４／３、
すなわち１３３％であるから、８／７、すなわち１１４
％となり、本発明においては確かに帯域拡大率が減少し
ていることが判る。
【００１５】すなわち、従来のトランスペアレントな２
５６ＱＡＭ符号化変調方式の場合、図４に示したように
帯域拡大率は４／３＝１３３％となる。これに対して本
発明の符号化変調方式を用いた場合には、図２に示すよ
うに８／７＝１１４％とすることができる。
５６ＱＡＭ符号化変調方式の場合、図４に示したように
帯域拡大率は４／３＝１３３％となる。これに対して本
発明の符号化変調方式を用いた場合には、図２に示すよ
うに８／７＝１１４％とすることができる。
【００１６】
【発明の効果】以上述べたように、本発明の符号化変調
装置によれば、従来より低い帯域拡大率で、再生搬送波
の位相不確定性に対してトランスペアレントな符号化変
調方式を構成することができる。
装置によれば、従来より低い帯域拡大率で、再生搬送波
の位相不確定性に対してトランスペアレントな符号化変
調方式を構成することができる。
【図１】 本発明の符号化変調装置の第１の実施例を示
す概略的構成図。
す概略的構成図。
【図２】 本発明の符号化変調装置の第２の実施例を示
す概略的構成図。
す概略的構成図。
【図３】 差動符号化器の構成図。
【図４】 従来の符号化変調装置の概略的構成図。
速度変換器…１、８、１８ 差動符号化器…２、９、１９ 畳み込み符号化器３、４、１０、１１、２０、２１ マッピング回路…５、６、１２、１３、２２、２３ 変調器…７、１４、２４
Claims (1)
- 【請求項１】 ディジタル信号を２2m個（ｍは２以上の
整数）の信号点を持つ直交振幅変調信号に割り当て、そ
の中の１点を変調信号として出力する符号化多値変調装
置において、 入力されるディジタル信号を、それぞれｍ1 ＋ｍ2 系列
（ｍ1 およびｍ2 は正整数，ｍ2 ＜ｍ）からなる２組の
信号系列の組に分け、各組に含まれるｍ1 ＋ｍ2 系列の
うちｍ2 系列の信号の伝送速度が各々Ｒ2 である速度変
換器と、 前記速度変換器から出力される２組のｍ1 ＋ｍ2 系列の
信号に対して、差動符号化を行い、２組のｍ1 ＋ｍ2 系
列の信号を出力する差動符号化器と、 前記差動符号化器から出力される２組のｍ1 ＋ｍ2 系列
の信号のうち、伝送速度がＲ2 であるｍ2 系列の信号は
符号化することなくそのまま出力し、ｍ1 系列の信号を
１＞ｒ＞（ｍ−ｍ2 −１）／（ｍ−ｍ2 ）なる符号化率
ｒの畳み込み符号で符号化した後、伝送速度がＲ2 のｍ
−ｍ2 系列の信号に変換して出力する畳み込み符号化器
と、 前記畳み込み符号化器から出力される２組の信号が、そ
れぞれ、変調信号点の位相振幅平面上での二つの直交成
分を決定するマッピング装置とを具備することを特徴と
する符号化多値変調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16706092A JP3313400B2 (ja) | 1992-06-25 | 1992-06-25 | 符号化多値変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16706092A JP3313400B2 (ja) | 1992-06-25 | 1992-06-25 | 符号化多値変調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0614075A true JPH0614075A (ja) | 1994-01-21 |
| JP3313400B2 JP3313400B2 (ja) | 2002-08-12 |
Family
ID=15842660
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16706092A Expired - Fee Related JP3313400B2 (ja) | 1992-06-25 | 1992-06-25 | 符号化多値変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3313400B2 (ja) |
-
1992
- 1992-06-25 JP JP16706092A patent/JP3313400B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3313400B2 (ja) | 2002-08-12 |
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