JP3313400B2 - 符号化多値変調装置 - Google Patents
符号化多値変調装置Info
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Description
システムなどにおいて用いられる符号化多値変調装置に
関する。
litude Modulation )は、大容量のデータを伝送するデ
ィジタルマイクロ波通信などで広く用いられている。変
調信号の多値数を大きくすると伝送容量は増大するが、
機器の不完全性などによる残留誤りにより信頼性が劣化
する。この問題を克服するため、通常誤り訂正符号が用
いれている。
−QAM方式(電子情報通信学会,技術研究報告,IT
88−94)は、G.Ungerboeckにより提案されたトレリ
ス符号化変調方式の手法を用いることにより、これまで
に実用化されている誤り訂正方式(BCH符号を用いた
誤り訂正方式など)より高い符号化利得を達成すること
を可能にした誤り訂正方式である。この方式では、畳み
込み符号化による冗長度の付加を速度変換器で吸収して
いるため、(2のM乗)変調システムにおいては、周波
数帯域がM/(M−1)倍に拡大する。また、中村らに
より提案された方式は再生搬送波の位相不確定性に対し
てトランスペアレントではないため、位相不確定性を除
去する回路が別に必要になる(電子情報通信学会論文
誌,B−II,Vol.J72−B−II,No.12,p
p.672−676,1989年12月)。
路規模が大きくなるという問題がある。これを解決する
方法として斉藤によりトランスペアレントな符号化変調
方式が提案されている(1990年電子情報通信学会春
季全国大会,A−266,pp.1−266)。変調方
式を(2の2m乗)値QAMとすると、この方式は、2
m系列のディジタル信号を2組のm−1系列の信号に変
換した後、各組をトレリス符号化してm系列とし、それ
ぞれを直交するI,Qチャネルに割り当ててセット・パ
ーティショニングに基づき信号点平面上にマッピングす
るというものである。
レントな符号化変調方式の一実施例を示す。図4は変調
方式を256QAMとするシステムである。入力される
8系列のディジタル信号の伝送速度をそれぞれ1/8R
0 (bps)とする。この入力信号は速度変換器18
で、各伝送速度が1/6R0 (bps)の6系列の信号
に変換される。これらの信号はさらに差動符号化器19
で差動符号化され、3系列ずつの2組の信号として扱わ
れる。各組の3系列の信号のうち1系列は、符号化率1
/2の畳み込み符号化器20,21で符号化される。畳
み込み符号化器20,21の出力は、それぞれ、伝送速
度が1/6R0 (bps)の2系列の信号であり、これ
らは符号化されない2系列とともにマッピング回路2
2,23に渡される。マッピング回路22,23では、
それぞれ変調信号点を振幅位相平面で表したときの直交
する2つの成分(I,Q)を決める。このとき、それぞ
れのマッピング回路では、ASKに対するセットパーテ
ィショニングの手法を用いてマッピングを行う。マッピ
ング回路で決定された位置の変調信号が256QAM変
調器24から出力される。この方式の場合、変調速度は
1/6R0 (baud)となり、帯域拡大率は(1/6
R0 )/(1/8R0 )=4/3、すなわち133%と
なる。
ステムで上述の方法によりトランスペアレントな符号化
変調装置を構成しようとすると、帯域拡大率はM/(M
−2)=2m/(2m−2)=m/(m−1)となる。
例えば、256QAMでは256=2の(2・4)乗す
なわち帯域拡大率が4/(4−1)=4/3=133
%,64QAMでは64=2の(2・3)乗すなわち3
/(3−1)=3/2=150%となる。
れている誤り訂正方式の帯域拡大率は110%程度であ
るから、先に見積もった値の例(133%、150%)
では帯域拡大率の値が大きく、隣接チャネル間の干渉が
過大となってしまう。したがって、この方式をそのまま
ディジタルマイクロ波通信などの帯域制限の厳しいシス
テムに適用しても、帯域拡大率が大きすぎるため実際の
システムに適用するのは難しいという問題があった。
ントな符号化変調装置を用いた場合、(2の2m乗)値
変調システムにおける帯域拡大率はm/(m−1)とな
る。この帯域拡大率では、ディジタルマイクロ通信シス
テム等の帯域制限の厳しいシステムに対して、この符号
化変調装置を適用することが難しい等の問題があった。
2m乗)個(mは2以上の整数)の信号点を持つ直交振
幅変調信号に割り当て、その中の1点を変調信号として
出力する符号化多値変調装置において、入力されるディ
ジタル信号を、それぞれm1 +m2 系列(m1 およびm
2 は正整数,m2 <m)からなる2組の信号系列の組に
分け、各組に含まれるm1 +m2 系列のうちm2 系列の
信号の伝送速度が各々R2 であることを特徴とする速度
変換器と、前記速度変換器から出力される2組のm1 +
m2 系列の信号に対して、差動符号化を行い、2組のm
1 +m2 系列の信号を出力する差動符号化器と、前記差
動符号化器から出力される2組のm1 +m2 系列のそれ
ぞれに対して、各伝送速度がR2 のm2 系列の信号は符
号化しないでそのまま出力するとともに、残りのm1 系
列を1>r>(m−m2 −1)/(m−m2 )を満足す
る符号化率rの畳み込み符号で符号化した後、各伝送速
度がR2 のm−m2 系列の信号に変換して出力すること
を特徴とする畳み込み符号化器と、前記畳み込み符号化
器から出力される2組の信号が、それぞれ、変調信号点
の位相振幅平面上での二つの直交成分を決めることを特
徴とするマッピング装置とを具備する。
分解し、各直交成分を決める2組の信号を畳み込み符号
化する際に、畳み込み符号の符号化率rを1>r>(m
−m2 −1)/(m−m2 )とする。そして非符号化信
号も含めた全体の符号化率を(m−1)/mより大きく
することを特徴とする。この結果、帯域拡大率はm/
(m−1)未満となり、低帯域拡大率のトランスペアレ
ントな符号化変調方式を構成することが可能になる。
る。
示す。図1は、変調方式として(2の2m乗)値QAM
を用いたシステムである。図1において、入力されるデ
ィジタル信号系列の伝送速度をR0 とする。このディジ
タル信号系列は速度変換器1に入力されて、2組のm1
+m2 系列の信号に分けられる。ここで、各組のm1系
列の信号の伝送速度は各々R1 、m2 系列の信号の伝送
速度は各々R2 であり、 2(m1 ・R1 +m2 ・R2 )=R0 …(1) を満たす。これらの信号系列は差動符号化器2に渡され
差動符号化される。すなわち、各組の対応する系列毎に
4を法とする加算が行われる。差動符号化器2の出力
は、速度変換器1の出力と同様に2組のm1 +m2 系列
の信号となる。各組のm1 +m2 系列のうち、m1 系列
は符号化率rの畳み込み符号化器3,4に入力され畳み
込み符号化される。ただし、畳み込み符号の符号化率r
は 1>r>(m−m2 −1)/(m−m2 )…(2) を満足する値とする。畳み込み符号化された信号は、各
伝送速度がR2 のm−m2 系列に変換して出力される。
このm−m2 系列は残りのm2 系列とともに、マッピン
グ回路5,6に入力される。ここでは、各組のm系列を
変調信号の振幅位相平面の直交する2つの成分(Iチャ
ネル,Qチャネル)にそれぞれ対応させる。また、対応
のさせ方はG.Ungerboeckが提案したトレリ
ス符号化変調方式(IEEE Communicati
on Magazine,Vol.25,No.2,p
p.5−21,1987年2月)に示されている2m
値ASKに対するセットパーティショニングの方法を用
いれば良い。マッピングされた2m系列の信号は22m
値QAM変調器7に入力され、変調速度R2 で変調信号
が出力される。この実施例において、畳み込み符号化器
の前後で信号の伝送速度は1/r倍になる。このため、 m1 ・R1 ・(1/r)=(m−m2 )R2 …(3) の関係が成り立っている。(1),(3)式より、速度
変換器から出力される各信号系列の速度は R1 =[(rm−rm2 )/{2m1 (rm−rm2 +m2 )}]R0 …(4 ) R2 =[1/{2(rm−rm2 +m2 )}]R0 …(5) で与えられる。また、従来のトランスペアレトな符号化
変調方式の帯域拡大率が、 m/(m−1)…(6) であったのに対して、本実施例の帯域拡大率は m/(rm−rm2 +m2 )…(7) となり、(2)式より従来より帯域拡大率が小さくなる
ことがわかる。
す。図2は、変調方式として256値QAMを用いたシ
ステムである。図1において、入力される8系列のディ
ジタル信号の各伝送速度をR0 /8(bps)とする。
これらのディジタル信号系列は速度変換器8に入力され
て、2組の3系列の信号{101,102,103},
{104,105,106}に分けられる。ここで、信
号101,102および104,105の各伝送速度は
R0 /7(bps)、信号103,106の各伝送速度
は3R0 /14(bps)である。これらの信号系列は
差動符号化器9に渡され差動符号化される。
す。図3において、信号101と104,102と10
5,103と106は各々4値和分回路15,16,1
7に入力され、4を法とする加算が行われる。ここで、
和分回路15および16と和分回路17とは動作速度が
異なる。差動符号化器9の出力信号のうち、信号109
と112は、それぞれ符号化率3/4の畳み込み符号化
器10,11に入力される。各符号化器で符号化された
信号は、それぞれ、2系列の信号113と114,11
5と116に分けて出力される。ここで用いる符号は、
トランスペアレントな畳み込み符号である。トランスペ
アレントな符号としては、例えば全1系列を妥当な符号
語系列として持つ線形符号を用いれば良い。また、符号
化器に入力される信号の伝送速度は3R0 /14(bp
s)であるから、符号化器から出力される各信号系列1
13、114、115、116の伝送速度は、 (1/2)(4/3)(3R0 /14)=R0 /7 となる。これらの出力信号は、符号化されない信号10
7,108,110,111と同じ伝送速度であるか
ら、これらの信号ととともにマッピング回路12,13
に入力される。ここでは、各組の4系列の信号は、変調
信号の振幅位相平面の直交する2つの成分(Iチャネ
ル,Qチャネル)へ対応させられる。各直交成分へのマ
ッピングには16値ASKに対するセットパーティショ
ニングを用いれば良い。マッピングされた8系列の信号
は256値QAM変調器14に入力され、変調速度R0
/7(baud)で変調信号が出力される。例えば、図2に
示す符号化変調装置と、従来の符号化変調装置との帯域
拡大率を比較すると、以下の通りになる。図2の符号化
変調装置では、m=4、r=3/4、m2 =2として与
えられるので、これらを式(7)に代入すると、 m/(rm−rm2 +m2 )=8/7 となる。従来の符号化変調装置の帯域拡大率は4/3、
すなわち133%であるから、8/7、すなわち114
%となり、本発明においては確かに帯域拡大率が減少し
ていることが判る。
56QAM符号化変調方式の場合、図4に示したように
帯域拡大率は4/3=133%となる。これに対して本
発明の符号化変調方式を用いた場合には、図2に示すよ
うに8/7=114%とすることができる。
装置によれば、従来より低い帯域拡大率で、再生搬送波
の位相不確定性に対してトランスペアレントな符号化変
調方式を構成することができる。
す概略的構成図。
す概略的構成図。
Claims (1)
- 【請求項1】 ディジタル信号を22m個(mは2以上の
整数)の信号点を持つ直交振幅変調信号に割り当て、そ
の中の1点を変調信号として出力する符号化多値変調装
置において、 入力されるディジタル信号を、それぞれm1 +m2 系列
(m1 およびm2 は正整数,m2 <m)からなる2組の
信号系列の組に分け、各組に含まれるm1 +m2 系列の
うちm2 系列の信号の伝送速度が各々R2 である速度変
換器と、 前記速度変換器から出力される2組のm1 +m2 系列の
信号に対して、差動符号化を行い、2組のm1 +m2 系
列の信号を出力する差動符号化器と、 前記差動符号化器から出力される2組のm1 +m2 系列
の信号のうち、伝送速度がR2 であるm2 系列の信号は
符号化することなくそのまま出力し、m1 系列の信号を
1>r>(m−m2 −1)/(m−m2 )なる符号化率
rの畳み込み符号で符号化した後、伝送速度がR2 のm
−m2 系列の信号に変換して出力する畳み込み符号化器
と、 前記畳み込み符号化器から出力される2組の信号が、そ
れぞれ、変調信号点の位相振幅平面上での二つの直交成
分を決定するマッピング装置とを具備することを特徴と
する符号化多値変調装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16706092A JP3313400B2 (ja) | 1992-06-25 | 1992-06-25 | 符号化多値変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16706092A JP3313400B2 (ja) | 1992-06-25 | 1992-06-25 | 符号化多値変調装置 |
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Publication Number | Publication Date |
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JPH0614075A JPH0614075A (ja) | 1994-01-21 |
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP (1) | JP3313400B2 (ja) |
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1992
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