JP2003143249A - 通信システム及び通信方法 - Google Patents
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- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4917—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes
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- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 効率的な誤り訂正方式を含み２を超える素数
の多値信号を送受信する通信システムを提供する。 【解決手段】 送信装置は、送信二値信号を情報系列と
しての多値（２を超える素数）信号に変換する二値多値
変換手段と、情報系列としての多値信号を基に元の数を
２を超える素数とするガロア体上のＢＣＨ符号より成る
送信系列を生成する符号化手段と、送信系列を多値変調
して受信装置に送信する多値変調手段と、を備え、受信
装置は、送信装置からの受信信号を復調して多値（２を
超える素数）の受信系列を得る復調手段と、受信系列を
元の数を２を超える素数とするガロア体上のＢＣＨ符号
の復号方法により復号して復号系列としての多値（２を
超える素数）信号を得る復号化手段と、復号系列として
の多値信号より復号二値信号を得る多値二値変換手段
と、を備える。
の多値信号を送受信する通信システムを提供する。 【解決手段】 送信装置は、送信二値信号を情報系列と
しての多値（２を超える素数）信号に変換する二値多値
変換手段と、情報系列としての多値信号を基に元の数を
２を超える素数とするガロア体上のＢＣＨ符号より成る
送信系列を生成する符号化手段と、送信系列を多値変調
して受信装置に送信する多値変調手段と、を備え、受信
装置は、送信装置からの受信信号を復調して多値（２を
超える素数）の受信系列を得る復調手段と、受信系列を
元の数を２を超える素数とするガロア体上のＢＣＨ符号
の復号方法により復号して復号系列としての多値（２を
超える素数）信号を得る復号化手段と、復号系列として
の多値信号より復号二値信号を得る多値二値変換手段
と、を備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、伝送路を介して信
号を送受信する通信システム及び通信方法に関し、特
に、多値変調方式を用いた通信システム及び通信方法に
関する。
号を送受信する通信システム及び通信方法に関し、特
に、多値変調方式を用いた通信システム及び通信方法に
関する。
【０００２】
【従来の技術】多値変調方式は、特にデジタルマイクロ
波通信等で用いられ、従来は多値変調においては４ＱＡ
Ｍ、１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、１２８ＱＡ
Ｍ、２５６ＱＡＭ、・・・等の２nＱＡＭが用いられて
きた。
波通信等で用いられ、従来は多値変調においては４ＱＡ
Ｍ、１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、１２８ＱＡ
Ｍ、２５６ＱＡＭ、・・・等の２nＱＡＭが用いられて
きた。
【０００３】このような、デジタルマイクロ波通信等で
は、一般的に回路の簡便さから４ＱＡＭ、１６ＱＡＭ、
３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ、２５６ＱＡ
Ｍ、・・・等用いられてきたが、近年の集積回路技術の
進歩により回路の複雑さによる実現の困難さは軽減され
つつある。更に、周波数の有効利用、送信電力の有効利
用に対する要求が強くなりつつある。
は、一般的に回路の簡便さから４ＱＡＭ、１６ＱＡＭ、
３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ、２５６ＱＡ
Ｍ、・・・等用いられてきたが、近年の集積回路技術の
進歩により回路の複雑さによる実現の困難さは軽減され
つつある。更に、周波数の有効利用、送信電力の有効利
用に対する要求が強くなりつつある。
【０００４】この要請に応えるために、多値数を必ずし
も２nとしない多値変調方式の構成法が提案されてい
る。例えば、特開平０４−１９６９４５号公報の「多値
変復調通信方法及びそのシステム」、特願２００１−２
４６８９１の「多値変復調装置と多値変復調通信システ
ムおよびその変復調プログラムならびに変復調方法」
（本願出願時未公開）、特願２００１−２４６８９０の
「多値変復調装置と多値変復調通信システムおよびその
変復調プログラムならびに変復調方法」（本願出願時未
公開）等がある。
も２nとしない多値変調方式の構成法が提案されてい
る。例えば、特開平０４−１９６９４５号公報の「多値
変復調通信方法及びそのシステム」、特願２００１−２
４６８９１の「多値変復調装置と多値変復調通信システ
ムおよびその変復調プログラムならびに変復調方法」
（本願出願時未公開）、特願２００１−２４６８９０の
「多値変復調装置と多値変復調通信システムおよびその
変復調プログラムならびに変復調方法」（本願出願時未
公開）等がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記の提案は多値変調
の構成法についてのものであり、多値の誤り訂正方式に
ついてのものではない。伝送路でのエラー発生を考える
と、情報系列を符号化して送信系列にして、伝送路でエ
ラーが加わった受信系列を復号して復号系列を得ること
が必須となるので、多値変調方式に対応した誤り訂正方
式が必要となる。
の構成法についてのものであり、多値の誤り訂正方式に
ついてのものではない。伝送路でのエラー発生を考える
と、情報系列を符号化して送信系列にして、伝送路でエ
ラーが加わった受信系列を復号して復号系列を得ること
が必須となるので、多値変調方式に対応した誤り訂正方
式が必要となる。
【０００６】図１２の構成は、当業者にとって一般的と
考えられる多値変調方式に対応した訂正方式である。図
１２を参照すると、従来例による送信装置９０１は、二
元誤り訂正符号化回路９０２、二値多値変換回路９０３
及び多値変調器９０４を備え、従来例による受信装置９
２１は、多値復調器９２２、多値二値変換回路９２３及
び二元誤り復号化回路９２３を備える。従来例による送
信装置９０１及び受信装置９２１においては、非二元誤
り訂正符号に基づく非二元誤り訂正方式を採用しておら
ず、送信装置９０１において、二値多値変換器９０３の
前に二値信号に基づいて誤り訂正符号を生成する二元誤
り訂正符号化回路を置き、受信装置９２１において、多
値二値変換器９２３の後に二値信号に基づいて誤り訂正
を行う二元誤り訂正復号化回路９２３を置いている。
考えられる多値変調方式に対応した訂正方式である。図
１２を参照すると、従来例による送信装置９０１は、二
元誤り訂正符号化回路９０２、二値多値変換回路９０３
及び多値変調器９０４を備え、従来例による受信装置９
２１は、多値復調器９２２、多値二値変換回路９２３及
び二元誤り復号化回路９２３を備える。従来例による送
信装置９０１及び受信装置９２１においては、非二元誤
り訂正符号に基づく非二元誤り訂正方式を採用しておら
ず、送信装置９０１において、二値多値変換器９０３の
前に二値信号に基づいて誤り訂正符号を生成する二元誤
り訂正符号化回路を置き、受信装置９２１において、多
値二値変換器９２３の後に二値信号に基づいて誤り訂正
を行う二元誤り訂正復号化回路９２３を置いている。
【０００７】しかし、図１２の構成では、多値伝送に即
した効率的な誤り訂正方式が実現できていない。すなわ
ち、同一の符号長を得るための冗長度が、非二次元符号
を適用する場合に比べて大きくなっている。
した効率的な誤り訂正方式が実現できていない。すなわ
ち、同一の符号長を得るための冗長度が、非二次元符号
を適用する場合に比べて大きくなっている。
【０００８】本発明は上記の問題点に鑑みてなされたも
のであり、効率的な誤り訂正方式を含み２を超える素数
の多値信号を送受信する通信システム及びその方法を提
供することを目的とする。
のであり、効率的な誤り訂正方式を含み２を超える素数
の多値信号を送受信する通信システム及びその方法を提
供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の観点によ
れば、伝送路を介して信号を送受信する送信装置及び受
信装置を備える通信システムにおいて、前記送信装置
は、送信二値信号を情報系列としての多値（２を超える
素数）信号に変換する二値多値変換手段と、前記情報系
列としての多値信号を基に非二元誤り訂正符号より成る
送信系列を生成する符号化手段と、前記送信系列を多値
変調して前記受信装置に送信する多値変調手段と、を備
え、前記受信装置は、前記送信装置からの受信信号を復
調して多値（２を超える素数）の受信系列を得る復調手
段と、前記受信系列を非二元誤り訂正符号の復号方法に
より復号して復号系列としての多値（２を超える素数）
信号を得る復号化手段と、前記復号系列としての多値信
号より復号二値信号を得る多値二値変換手段と、を備え
ることを特徴とする通信システムが提供される。
れば、伝送路を介して信号を送受信する送信装置及び受
信装置を備える通信システムにおいて、前記送信装置
は、送信二値信号を情報系列としての多値（２を超える
素数）信号に変換する二値多値変換手段と、前記情報系
列としての多値信号を基に非二元誤り訂正符号より成る
送信系列を生成する符号化手段と、前記送信系列を多値
変調して前記受信装置に送信する多値変調手段と、を備
え、前記受信装置は、前記送信装置からの受信信号を復
調して多値（２を超える素数）の受信系列を得る復調手
段と、前記受信系列を非二元誤り訂正符号の復号方法に
より復号して復号系列としての多値（２を超える素数）
信号を得る復号化手段と、前記復号系列としての多値信
号より復号二値信号を得る多値二値変換手段と、を備え
ることを特徴とする通信システムが提供される。
【００１０】本発明の第２の観点によれば、伝送路を介
して信号を受信装置に送信する送信装置において、送信
二値信号を情報系列としての多値（２を超える素数）信
号に変換する二値多値変換手段と、前記情報系列として
の多値信号を基に非二元誤り訂正符号より成る送信系列
を生成する符号化手段と、前記送信系列を多値変調して
前記受信装置に送信する多値変調手段と、を備えること
を特徴とする送信装置が提供される。
して信号を受信装置に送信する送信装置において、送信
二値信号を情報系列としての多値（２を超える素数）信
号に変換する二値多値変換手段と、前記情報系列として
の多値信号を基に非二元誤り訂正符号より成る送信系列
を生成する符号化手段と、前記送信系列を多値変調して
前記受信装置に送信する多値変調手段と、を備えること
を特徴とする送信装置が提供される。
【００１１】本発明の第３の観点によれば、伝送路を介
して信号を送信装置より受信する受信装置において、前
記送信装置からの受信信号を復調して多値（２を超える
素数）の受信系列を得る復調手段と、前記受信系列を非
二元誤り訂正符号の復号方法により復号して復号系列と
しての多値（２を超える素数）信号を得る復号化手段
と、前記復号系列としての多値信号より復号二値信号を
得る多値二値変換手段と、を備えることを特徴とする受
信装置が提供される。
して信号を送信装置より受信する受信装置において、前
記送信装置からの受信信号を復調して多値（２を超える
素数）の受信系列を得る復調手段と、前記受信系列を非
二元誤り訂正符号の復号方法により復号して復号系列と
しての多値（２を超える素数）信号を得る復号化手段
と、前記復号系列としての多値信号より復号二値信号を
得る多値二値変換手段と、を備えることを特徴とする受
信装置が提供される。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１を参照すると、本発明は、多
値数を２を超える素数とする多値変調方式を用いた通信
システムにおいて、送信装置１０１では、二値信号を多
値信号に変換する二値多値変換器１０２と多値変調器１
０４の間に非二元誤り訂正符号に基づく非二元誤り訂正
符号化回路１０３を設け、受信装置１２１では、多値復
調器１２２と多値二値変換器１２４の間に送信装置１０
１の非二元誤り訂正符号化回路１０３に対応する非二元
誤り訂正復号化回路１２３を設けたことを特徴としてい
る。
値数を２を超える素数とする多値変調方式を用いた通信
システムにおいて、送信装置１０１では、二値信号を多
値信号に変換する二値多値変換器１０２と多値変調器１
０４の間に非二元誤り訂正符号に基づく非二元誤り訂正
符号化回路１０３を設け、受信装置１２１では、多値復
調器１２２と多値二値変換器１２４の間に送信装置１０
１の非二元誤り訂正符号化回路１０３に対応する非二元
誤り訂正復号化回路１２３を設けたことを特徴としてい
る。
【００１３】多値変調器１０４及び多値復調器１２２は
多値数を２を超える素数としており、例えば、３、５、
７、１１・・・等の多値数を採用している。例えば、多
値数を３とした場合には、多値変調器１０４は三相位相
変調器であり多値復調器１２２は三相位相変調器であ
る。また、多値数を５とした場合には、多値変調器１０
４は五相変調器であり、多値復調器１２２は五相復調器
である。二値多値変換器１０２と多値二値変換器１２４
は二値信号と上記変調多値数に対応した値との間の変換
を行う変換回路である。非二元誤り訂正符号化回路１０
３と非二元誤り訂正復号化回路１２３は、非二元誤り訂
正符号に基づく演算を行い誤り訂正復号を実現してい
る。
多値数を２を超える素数としており、例えば、３、５、
７、１１・・・等の多値数を採用している。例えば、多
値数を３とした場合には、多値変調器１０４は三相位相
変調器であり多値復調器１２２は三相位相変調器であ
る。また、多値数を５とした場合には、多値変調器１０
４は五相変調器であり、多値復調器１２２は五相復調器
である。二値多値変換器１０２と多値二値変換器１２４
は二値信号と上記変調多値数に対応した値との間の変換
を行う変換回路である。非二元誤り訂正符号化回路１０
３と非二元誤り訂正復号化回路１２３は、非二元誤り訂
正符号に基づく演算を行い誤り訂正復号を実現してい
る。
【００１４】従って、多値数を２を超える素数とする多
値変調方式において、従来の二元誤り訂正符号を適用す
る場合に対して、効率的な誤り訂正を実現するという効
果が得られる。
値変調方式において、従来の二元誤り訂正符号を適用す
る場合に対して、効率的な誤り訂正を実現するという効
果が得られる。
【００１５】図１を参照すると、送信装置１０１におい
ては、二値信号である入力信号は二値多値変換器１０２
に供給される。二値多値変換器１０２は、二値信号を情
報系列としての多値信号に変換する。情報系列としての
多値信号は非二元誤り訂正符号化回路１０３に供給され
る。非二元誤り訂正符号化回路１０３は、情報系列とし
ての多値信号を基に非二元誤り訂正符号に基づく非二元
誤り訂正符号化が行を行い、多値の送信系列を生成す
る。多値の送信系列は、多値変調器１０４に供給され
る。多値変調器１０４は、多値の送信系列を多値変調し
て、変調信号を伝送路を介して受信装置１２１に送信す
る。
ては、二値信号である入力信号は二値多値変換器１０２
に供給される。二値多値変換器１０２は、二値信号を情
報系列としての多値信号に変換する。情報系列としての
多値信号は非二元誤り訂正符号化回路１０３に供給され
る。非二元誤り訂正符号化回路１０３は、情報系列とし
ての多値信号を基に非二元誤り訂正符号に基づく非二元
誤り訂正符号化が行を行い、多値の送信系列を生成す
る。多値の送信系列は、多値変調器１０４に供給され
る。多値変調器１０４は、多値の送信系列を多値変調し
て、変調信号を伝送路を介して受信装置１２１に送信す
る。
【００１６】受信装置１２１においては、多値復調器１
２２は、伝送路を介して送信装置１０１から受信した信
号を復調して、多値の受信系列を出力する。多値の受信
系列は、非二元誤り訂正復号化回路１２３に供給され
る。非二元誤り訂正復号回路１２３は、非二元誤り訂正
符号化回路１０３に対応し、多値の受信系列の誤りを訂
正して多値の復号系列を生成する。多値の復号系列は、
多値二値変換器１２４に供給される。多値二値変換器１
２４は、入力した多値の復号系列を受信二値信号に変換
し、出力する。
２２は、伝送路を介して送信装置１０１から受信した信
号を復調して、多値の受信系列を出力する。多値の受信
系列は、非二元誤り訂正復号化回路１２３に供給され
る。非二元誤り訂正復号回路１２３は、非二元誤り訂正
符号化回路１０３に対応し、多値の受信系列の誤りを訂
正して多値の復号系列を生成する。多値の復号系列は、
多値二値変換器１２４に供給される。多値二値変換器１
２４は、入力した多値の復号系列を受信二値信号に変換
し、出力する。
【００１７】次に、非二元誤り訂正符号について説明す
る。まず、非二元誤り訂正符号の一例として、三元ＢＣ
Ｈ(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem)符号の符号パラメータ
について図２を用いて説明する。三元ＢＣＨ符号は、係
数を０、１、２の三元とする以下のｐ次の生成多項式ｐ
（ｘ）を元に形成される。
る。まず、非二元誤り訂正符号の一例として、三元ＢＣ
Ｈ(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem)符号の符号パラメータ
について図２を用いて説明する。三元ＢＣＨ符号は、係
数を０、１、２の三元とする以下のｐ次の生成多項式ｐ
（ｘ）を元に形成される。
【００１８】
【数１】
符号長は、プラス１及びマイナス１（これは、ガロア体
ＧＦ（３）では２に相当する。）の両方向の訂正を行う
場合には、（３p−１）／２となる。一般に、符号長を
ｎとすると、情報長ｋはｔ重誤り訂正の場合にはｋ＝ｎ
―ｔ・ｐ、冗長度は（ｎ−ｋ）／ｎとなる。
ＧＦ（３）では２に相当する。）の両方向の訂正を行う
場合には、（３p−１）／２となる。一般に、符号長を
ｎとすると、情報長ｋはｔ重誤り訂正の場合にはｋ＝ｎ
―ｔ・ｐ、冗長度は（ｎ−ｋ）／ｎとなる。
【００１９】一重誤り訂正三元ＢＣＨ符号の場合には、
例えば、生成多項式は、以下の三次の生成多項式とな
る。
例えば、生成多項式は、以下の三次の生成多項式とな
る。
【００２０】
【数２】
双方向の誤り訂正を考慮すると、例えば、符号長１３、
情報長１０となり、検査行列はＨは、以下のようにな
る。
情報長１０となり、検査行列はＨは、以下のようにな
る。
【００２１】
【数３】
尚、非二元のＢＣＨ符号、Reed-Solomon符号等の誤り訂
正符号については、Arnold M. Michelson、 Allen H. Le
vesque著、「ERROR-CONTROL TECHNIQUES FOR DIGITAL COM
MUNICATION」、 john Wiley & Sons、 1985 の第六章「Non
binary BCH Codes and Reed-Solomon Codes」に詳しく
述べられている。また、非二元ＢＣＨ符号のパラメータ
に関しては、宮川洋、岩垂好裕、今井秀樹、「符号理
論」、昭晃堂、昭和４８年 の付録２「Ｇ（ｐ）（ｐ：
素数）の上の既約多項式表」に示されている。
正符号については、Arnold M. Michelson、 Allen H. Le
vesque著、「ERROR-CONTROL TECHNIQUES FOR DIGITAL COM
MUNICATION」、 john Wiley & Sons、 1985 の第六章「Non
binary BCH Codes and Reed-Solomon Codes」に詳しく
述べられている。また、非二元ＢＣＨ符号のパラメータ
に関しては、宮川洋、岩垂好裕、今井秀樹、「符号理
論」、昭晃堂、昭和４８年 の付録２「Ｇ（ｐ）（ｐ：
素数）の上の既約多項式表」に示されている。
【００２２】二値多値変換回路１０２の第１の具体的な
構成方法は、二値のｎ桁を多値（例えばｓ値）のｐ桁に
変換する回路である。例えば、（ｎ、ｐ）の組み合わせ
は、ｓ＝３の場合には、（３、２）、（１１、７）、
（１９、１２）、・・・であり、ｓ＝５の場合には、
（９、４）、（１６、７）、（２３、１０）、・・・で
ある。
構成方法は、二値のｎ桁を多値（例えばｓ値）のｐ桁に
変換する回路である。例えば、（ｎ、ｐ）の組み合わせ
は、ｓ＝３の場合には、（３、２）、（１１、７）、
（１９、１２）、・・・であり、ｓ＝５の場合には、
（９、４）、（１６、７）、（２３、１０）、・・・で
ある。
【００２３】次に、二値多値変換回路１０２の第２の具
体的な構成方法について説明する。非二元誤り訂正符号
化回路で生成される非二元誤り訂正符号の元の数をｓ、
情報長をｋとすると、情報系列のとりうる値は、ｓkと
なる。２進数でこの数を表すと２lとなる。従って、ｌ
≦ｋ×ｌｏｇ2Ｓを満たすできるだけ大きな値のビット
数ｌの二値信号をアドレスとして入力し、各アドレスに
対応する非二元のシンボル列である情報系列を出力する
ＲＯＭを用いれば、二値多値変換回路１０２を実現する
ことができる。ＲＯＭの入出力信号を図２に示す。
体的な構成方法について説明する。非二元誤り訂正符号
化回路で生成される非二元誤り訂正符号の元の数をｓ、
情報長をｋとすると、情報系列のとりうる値は、ｓkと
なる。２進数でこの数を表すと２lとなる。従って、ｌ
≦ｋ×ｌｏｇ2Ｓを満たすできるだけ大きな値のビット
数ｌの二値信号をアドレスとして入力し、各アドレスに
対応する非二元のシンボル列である情報系列を出力する
ＲＯＭを用いれば、二値多値変換回路１０２を実現する
ことができる。ＲＯＭの入出力信号を図２に示す。
【００２４】非二元誤り訂正符号化回路１０３の具体的
な構成について説明する。非二元誤り訂正符号化回路１
０３は、よく知られている図３に示す構成を有する。こ
こで、加算器、乗算器は、ガロア体ＧＦ（ｑ）（ｑは、
ガロア体の元の数）上の加算、乗算を行う。
な構成について説明する。非二元誤り訂正符号化回路１
０３は、よく知られている図３に示す構成を有する。こ
こで、加算器、乗算器は、ガロア体ＧＦ（ｑ）（ｑは、
ガロア体の元の数）上の加算、乗算を行う。
【００２５】多値変調器１０４の具体的な構成について
説明する。多値変調器１０４は、シンボル値から位相平
面上の情報点へマッピングを行えばよい。３値の場合の
マッピングの例を図４に示す。従って、多値変調器１０
４は、例えば、図５に示すような構成をとる。５値、７
値、１１値等のｎ値の場合にも、３値の場合と同様に、
それぞれのシンボル値を位相平面を角度でｎ分割したと
きのそれぞれの点にマッピングすればよい。
説明する。多値変調器１０４は、シンボル値から位相平
面上の情報点へマッピングを行えばよい。３値の場合の
マッピングの例を図４に示す。従って、多値変調器１０
４は、例えば、図５に示すような構成をとる。５値、７
値、１１値等のｎ値の場合にも、３値の場合と同様に、
それぞれのシンボル値を位相平面を角度でｎ分割したと
きのそれぞれの点にマッピングすればよい。
【００２６】多値復調器１２２の具体的な構成について
説明する。多値復調器１２２は、位相平面上の情報点か
らシンボル値へのマッピングを行えばよい。従って、多
値復調器１２２は、例えば、図６に示すような構成をと
る。
説明する。多値復調器１２２は、位相平面上の情報点か
らシンボル値へのマッピングを行えばよい。従って、多
値復調器１２２は、例えば、図６に示すような構成をと
る。
【００２７】非二元誤り訂正復号化回路１２３の具体的
な構成について説明する。非二元誤り訂正復号化回路１
２３は、例えば、図７に示すような構成をとる。
な構成について説明する。非二元誤り訂正復号化回路１
２３は、例えば、図７に示すような構成をとる。
【００２８】図７を参照すると、非二元誤り訂正復号回
路１２３は、シンドローム計算部１２３−１、エラー位
置計算部１２３−２、エラー値計算部１２３−３、エラ
ーパターン生成部１２３−４、遅延回路１２３−５及び
エラーパターン減算部１２３−６を備える。
路１２３は、シンドローム計算部１２３−１、エラー位
置計算部１２３−２、エラー値計算部１２３−３、エラ
ーパターン生成部１２３−４、遅延回路１２３−５及び
エラーパターン減算部１２３−６を備える。
【００２９】シンドローム計算部１２３−１は、受信系
列を基にしてシンドロームを計算する。エラー位置計算
部１２３−２は、シンドロームを基にエラー位置多項式
(error locator polynomial)を生成し、そのエラー位置
多項式を解くことによりエラー位置を算出する。エラー
位置計算部１２３−３は、シンドロームとエラー位置を
入力し、例えば、誤り評価多項式(error evaluator pol
ynomial)及び誤り位置多項式の導関数よりエラー値を算
出する。エラーパターン生成部１２３−４は、エラー位
置とエラー値よりエラーパターンを生成する。遅延回路
１２３−５は、受信信号系列を所定時間遅延させる。エ
ラーパターン減算部１２３−６は、遅延された受信信号
系列からエラーパターンを減算して、復号系列を出力す
る。
列を基にしてシンドロームを計算する。エラー位置計算
部１２３−２は、シンドロームを基にエラー位置多項式
(error locator polynomial)を生成し、そのエラー位置
多項式を解くことによりエラー位置を算出する。エラー
位置計算部１２３−３は、シンドロームとエラー位置を
入力し、例えば、誤り評価多項式(error evaluator pol
ynomial)及び誤り位置多項式の導関数よりエラー値を算
出する。エラーパターン生成部１２３−４は、エラー位
置とエラー値よりエラーパターンを生成する。遅延回路
１２３−５は、受信信号系列を所定時間遅延させる。エ
ラーパターン減算部１２３−６は、遅延された受信信号
系列からエラーパターンを減算して、復号系列を出力す
る。
【００３０】多値二値変換回路１２４の具体的な構成に
ついて説明する。非二元誤り訂正符号化回路で生成され
る非二元誤り訂正符号の元の数をｓ、情報長をｋとする
と、情報系列のとりうる値は、ｓkとなる。２進数でこ
の数を表すと２lとなる。従って、ｋ個の要素より成る
シンボル列である復号系列をアドレスとして入力し、ｌ
＝ｋ×ｌｏｇ2Ｓビットの二値信号をデータとして出力
するＲＯＭを用いれば、多値二値変換回路１２４を実現
することができる。ＲＯＭの入出力信号を図８に示す。
ついて説明する。非二元誤り訂正符号化回路で生成され
る非二元誤り訂正符号の元の数をｓ、情報長をｋとする
と、情報系列のとりうる値は、ｓkとなる。２進数でこ
の数を表すと２lとなる。従って、ｋ個の要素より成る
シンボル列である復号系列をアドレスとして入力し、ｌ
＝ｋ×ｌｏｇ2Ｓビットの二値信号をデータとして出力
するＲＯＭを用いれば、多値二値変換回路１２４を実現
することができる。ＲＯＭの入出力信号を図８に示す。
【００３１】
【実施例】式（２）を生成多項式とした場合の３元誤り
訂正符号化回路１０３は、図９（ａ）に示すようにな
る。図９（ａ）の回路において、加算器、乗算器は、下
表に示す演算を行う。また、図９（ａ）の回路は、図９
（ｂ）に示すタイミングで動作する。
訂正符号化回路１０３は、図９（ａ）に示すようにな
る。図９（ａ）の回路において、加算器、乗算器は、下
表に示す演算を行う。また、図９（ａ）の回路は、図９
（ｂ）に示すタイミングで動作する。
【００３２】
【表１】
また、符号長＝１３、情報長１０の３元ＢＣＨ符号の場
合には、式（３）に示す検査行列を用いて、３元誤り訂
正復号化回路１２３を構成することができる。この場合
の３元誤り訂正復号化回路１２３の構成を図１０に示
す。
合には、式（３）に示す検査行列を用いて、３元誤り訂
正復号化回路１２３を構成することができる。この場合
の３元誤り訂正復号化回路１２３の構成を図１０に示
す。
【００３３】図１０を参照すると、３元誤り訂正復号回
路１２３は、行列演算部１２３−１１、エラーパターン
生成部１２３−１２及びエラーパターン減算部１２３−
１３を備える。
路１２３は、行列演算部１２３−１１、エラーパターン
生成部１２３−１２及びエラーパターン減算部１２３−
１３を備える。
【００３４】行列演算部１２３−１１は、受信系列をベ
クトルｙ＝｛ｙ１、ｙ２、・・・、ｙ１３｝とすると、
シンドロームｓ＝｛ｓ１、ｓ２、ｓ３｝を、ｓ＝ｙＨT
の演算により求める。
クトルｙ＝｛ｙ１、ｙ２、・・・、ｙ１３｝とすると、
シンドロームｓ＝｛ｓ１、ｓ２、ｓ３｝を、ｓ＝ｙＨT
の演算により求める。
【００３５】エラーパターン生成部１２３−１２は、下
表に従って、シンドロームの値から（誤り位置、誤り
値）の組を求める。従って、エラーパターン生成部１２
３−１２は下表のマッピングを行うＲＯＭによって構成
することができる。
表に従って、シンドロームの値から（誤り位置、誤り
値）の組を求める。従って、エラーパターン生成部１２
３−１２は下表のマッピングを行うＲＯＭによって構成
することができる。
【００３６】
【表２】
【００３７】
【発明の効果】本発明では、三相位相変調、五相位相変
調等の、多値数を素数とする変調方式における誤り訂正
方式の構成法を開示している。従来の技術として、二
相、四相、八相位相変調が実用化されている。これら
は、誤り率で十のマイナス６乗を得るための所要Ｃ／Ｎ
として、それぞれ１０．５ｄＢ，１３．８ｄＢ，１９．
１ｄＢを必要としていた。一方、相対的な帯域として
は、それぞれ１００ＭＨｚ，５０ＭＨｚ，３３．３ＭＨ
ｚを必要としていた。一般に、三相位相変調、五相位相
変調の場合には、上記の所要Ｃ／Ｎで、それぞれ１２．
０ｄＢ，１５．４ｄＢで、所要帯域としては、それぞれ
６６．６ＭＨｚ，４４．４ＭＨｚとなる。例えば、７０
ＭＨｚの帯域が用意されている時には、従来には、二相
位相変調では帯域には入らないために、１３．８ｄＢの
所要Ｃ／Ｎで四相位相変調を利用していた。しかし、本
願が前提としている本発明の技術を利用すると、三相位
相変調を利用することが可能であり、１２．０ｄＢの所
要Ｃ／Ｎで実現でき、送信電力を１．８ｄＢ低く抑える
ことが可能である。また、４５ＭＨｚの帯域が用意され
ている時には、従来には、四相位相変調では帯域には入
らないために、１９．１ｄＢの所要Ｃ／Ｎで八相位相変
調を利用していた。しかし、本発明が前提としている五
相位相変調を利用することが可能であり、１５．４ｄＢ
の所要Ｃ／Ｎで実現でき、送信電力を３．７ｄＢ低く抑
えることが可能である。更に、本願の誤り訂正方式を適
用する事で、２〜３ｄＢの所要Ｃ／Ｎの改善が期待でき
る。
調等の、多値数を素数とする変調方式における誤り訂正
方式の構成法を開示している。従来の技術として、二
相、四相、八相位相変調が実用化されている。これら
は、誤り率で十のマイナス６乗を得るための所要Ｃ／Ｎ
として、それぞれ１０．５ｄＢ，１３．８ｄＢ，１９．
１ｄＢを必要としていた。一方、相対的な帯域として
は、それぞれ１００ＭＨｚ，５０ＭＨｚ，３３．３ＭＨ
ｚを必要としていた。一般に、三相位相変調、五相位相
変調の場合には、上記の所要Ｃ／Ｎで、それぞれ１２．
０ｄＢ，１５．４ｄＢで、所要帯域としては、それぞれ
６６．６ＭＨｚ，４４．４ＭＨｚとなる。例えば、７０
ＭＨｚの帯域が用意されている時には、従来には、二相
位相変調では帯域には入らないために、１３．８ｄＢの
所要Ｃ／Ｎで四相位相変調を利用していた。しかし、本
願が前提としている本発明の技術を利用すると、三相位
相変調を利用することが可能であり、１２．０ｄＢの所
要Ｃ／Ｎで実現でき、送信電力を１．８ｄＢ低く抑える
ことが可能である。また、４５ＭＨｚの帯域が用意され
ている時には、従来には、四相位相変調では帯域には入
らないために、１９．１ｄＢの所要Ｃ／Ｎで八相位相変
調を利用していた。しかし、本発明が前提としている五
相位相変調を利用することが可能であり、１５．４ｄＢ
の所要Ｃ／Ｎで実現でき、送信電力を３．７ｄＢ低く抑
えることが可能である。更に、本願の誤り訂正方式を適
用する事で、２〜３ｄＢの所要Ｃ／Ｎの改善が期待でき
る。
【００３８】本発明によれば、多値数を２を超える素数
とする多値変調において、非二元誤り訂正符号を適用し
ているので、非二元誤り訂正符号を適用した場合には得
られなかった効果が得られる。つまり、図１１示す二
元、三元、五元のＢＣＨ符号の符号長と冗長度をプロッ
トしたグラフを参照すると、多元符号の方がほぼ同等の
冗長度において符号長が短いことが分かる。同等の冗長
度で符号長が短いと言うことは、同等の冗長度において
多元符号の方が訂正能力に優れている事となる。一般
に、一重誤り訂正においては、記号の誤り率ｐの時、誤
り訂正後の記号の誤り率は、符号長の逆数に対して誤り
率が十分に小さい時、ほぼ（３／２）×（ｎ−１）×ｐ
2となる。従って、符号長が短いほど誤り率で優れてい
ることとなる。
とする多値変調において、非二元誤り訂正符号を適用し
ているので、非二元誤り訂正符号を適用した場合には得
られなかった効果が得られる。つまり、図１１示す二
元、三元、五元のＢＣＨ符号の符号長と冗長度をプロッ
トしたグラフを参照すると、多元符号の方がほぼ同等の
冗長度において符号長が短いことが分かる。同等の冗長
度で符号長が短いと言うことは、同等の冗長度において
多元符号の方が訂正能力に優れている事となる。一般
に、一重誤り訂正においては、記号の誤り率ｐの時、誤
り訂正後の記号の誤り率は、符号長の逆数に対して誤り
率が十分に小さい時、ほぼ（３／２）×（ｎ−１）×ｐ
2となる。従って、符号長が短いほど誤り率で優れてい
ることとなる。
【００３９】なお、上記実施例では、非二元符号とし
て、三元、五元ＢＣＨ符号の場合を説明したが、その他
の素数を元として誤り訂正符号を構成してもよい。
て、三元、五元ＢＣＨ符号の場合を説明したが、その他
の素数を元として誤り訂正符号を構成してもよい。
【図１】本発明の実施形態による通信システムの構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態による図１に示す二値多値変
換回路の構成例を示すブロック図である。
換回路の構成例を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態による図１に示す非二元誤り
訂正符号化回路の構成例を示すブロック図である。
訂正符号化回路の構成例を示すブロック図である。
【図４】３値変調の場合のシンボル値から位相平面上の
情報点へマッピングを示す位相平面図である。
情報点へマッピングを示す位相平面図である。
【図５】本発明の実施形態による図１に示す多値変調器
の構成例を示すブロック図である。
の構成例を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施形態による図１に示す多値復調器
の構成例を示すブロック図である。
の構成例を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施形態による図１に示す非二元誤り
訂正復号化回路の構成例を示すブロック図である。
訂正復号化回路の構成例を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施形態による図１に示す多値二値変
換回路の構成例を示すブロック図である。
換回路の構成例を示すブロック図である。
【図９】本発明の実施例による図１に示す非二元（３
元）誤り訂正符号化回路の構成例を示すブロック図であ
る。
元）誤り訂正符号化回路の構成例を示すブロック図であ
る。
【図１０】本発明の実施例による図１に示す非二元（３
元）誤り訂正復号化回路の構成例を示すブロック図であ
る。
元）誤り訂正復号化回路の構成例を示すブロック図であ
る。
【図１１】本発明の効果を説明するためのグラフであっ
て、各ＢＣＨ符号における符号長と冗長度の関係を示す
ものである。
て、各ＢＣＨ符号における符号長と冗長度の関係を示す
ものである。
【図１２】従来例による通信システムの構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
１０１ 送信装置
１０２ 二値多値変換回路
１０３ 非二元誤り訂正符号化回路
１０４ 多値変調器
１２１ 受信装置
１２２ 多値復調器
１２３ 非二元誤り訂正復号化回路
１２４ 多値二値変換回路
Claims (6)
- 【請求項１】 伝送路を介して信号を送受信する送信装
置及び受信装置を備える通信システムにおいて、 前記送信装置は、 送信二値信号を情報系列としての多値（２を超える素
数）信号に変換する二値多値変換手段と、 前記情報系列としての多値信号を基に非二元誤り訂正符
号より成る送信系列を生成する符号化手段と、 前記送信系列を多値変調して前記受信装置に送信する多
値変調手段と、 を備え、 前記受信装置は、 前記送信装置からの受信信号を復調して多値（２を超え
る素数）の受信系列を得る復調手段と、 前記受信系列を非二元誤り訂正符号の復号方法により復
号して復号系列としての多値（２を超える素数）信号を
得る復号化手段と、 前記復号系列としての多値信号より復号二値信号を得る
多値二値変換手段と、 を備えることを特徴とする通信システム。 - 【請求項２】 伝送路を介して信号を受信装置に送信す
る送信装置において、 送信二値信号を情報系列としての多値（２を超える素
数）信号に変換する二値多値変換手段と、 前記情報系列としての多値信号を基に非二元誤り訂正符
号より成る送信系列を生成する符号化手段と、 前記送信系列を多値変調して前記受信装置に送信する多
値変調手段と、 を備えることを特徴とする送信装置。 - 【請求項３】 伝送路を介して信号を送信装置より受信
する受信装置において、 前記送信装置からの受信信号を復調して多値（２を超え
る素数）の受信系列を得る復調手段と、 前記受信系列を非二元誤り訂正符号の復号方法により復
号して復号系列としての多値（２を超える素数）信号を
得る復号化手段と、 前記復号系列としての多値信号より復号二値信号を得る
多値二値変換手段と、 を備えることを特徴とする受信装置。 - 【請求項４】 伝送路を介して信号を送受信する通信方
法において、 送信装置が、送信二値信号を情報系列としての多値（２
を超える素数）信号に変換するステップと、 前記送信装置が、前記情報系列としての多値信号を基に
非二元誤り訂正符号より成る送信系列を生成するステッ
プと、 前記送信装置が、前記送信系列を多値変調して受信装置
に送信するステップと、 前記受信装置が、前記送信装置からの受信信号を復調し
て多値（２を超える素数）の受信系列を得るステップ
と、 前記受信装置が、前記受信系列を非二元誤り訂正符号の
復号方法により復号して復号系列としての多値（２を超
える素数）信号を得るステップと、 前記受信装置が、前記復号系列としての多値信号より復
号二値信号を得るステップと、 を有することを特徴とする通信方法。 - 【請求項５】 信号を送信する送信方法において、 送信二値信号を情報系列としての多値（２を超える素
数）信号に変換するステップと、 前記情報系列としての多値信号を基に非二元誤り訂正符
号より成る送信系列を生成するステップと、 前記送信系列を多値変調して前記受信装置に送信するス
テップと、 を有することを特徴とする送信方法。 - 【請求項６】 信号を受信する受信方法において、 受信信号を復調して多値（２を超える素数）の受信系列
を得るステップと、 前記受信系列を非二元誤り訂正符号の復号方法により復
号して復号系列としての多値（２を超える素数）信号を
得るステップと、 前記復号系列としての多値信号より復号二値信号を得る
ステップと、 を有することを特徴とする受信方法。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001340787A JP3596678B2 (ja) | 2001-11-06 | 2001-11-06 | 通信システム及び通信方法 |
| US10/287,717 US6717532B2 (en) | 2001-11-06 | 2002-11-05 | Communication system and method |
| EP02024940A EP1309145A3 (en) | 2001-11-06 | 2002-11-06 | Transmission using non-binary error correction codes |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001340787A JP3596678B2 (ja) | 2001-11-06 | 2001-11-06 | 通信システム及び通信方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003143249A true JP2003143249A (ja) | 2003-05-16 |
| JP3596678B2 JP3596678B2 (ja) | 2004-12-02 |
Family
ID=19154934
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001340787A Expired - Lifetime JP3596678B2 (ja) | 2001-11-06 | 2001-11-06 | 通信システム及び通信方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6717532B2 (ja) |
| EP (1) | EP1309145A3 (ja) |
| JP (1) | JP3596678B2 (ja) |
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| WO2004032335A1 (ja) * | 2002-10-07 | 2004-04-15 | Yokohama Tlo Company, Ltd. | ディジタル通信方法、及びディジタル通信装置 |
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| JP4360235B2 (ja) * | 2004-03-12 | 2009-11-11 | 日本電気株式会社 | 多値変調方法とシステム |
| US7071849B2 (en) * | 2004-04-04 | 2006-07-04 | Guobiao Zhang | Fractional-Bit Systems |
| US7064684B2 (en) * | 2004-06-01 | 2006-06-20 | Peter Lablans | Sequence detection by multi-valued coding and creation of multi-code sequences |
| US7167109B2 (en) * | 2005-03-31 | 2007-01-23 | Chenming Hu | Hybrid fractional-bit systems |
| US7562283B2 (en) | 2005-12-27 | 2009-07-14 | D.S.P. Group Ltd. | Systems and methods for error correction using binary coded hexidecimal or hamming decoding |
| US11119183B2 (en) * | 2018-12-21 | 2021-09-14 | King Fahd University Of Petroleum And Minerals | Signal emitter location determination using sparse DOA estimation based on a multi-level prime array with compressed subarray |
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|---|---|---|---|---|
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| US4431987A (en) * | 1980-03-27 | 1984-02-14 | The Bendix Corporation | Analog-to-digital and digital-to-analog converters and methods of operation |
| US5168509A (en) * | 1989-04-12 | 1992-12-01 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Quadrature amplitude modulation communication system with transparent error correction |
| JP2751633B2 (ja) | 1990-11-28 | 1998-05-18 | 日本電気株式会社 | 多値変復調通信方法及びそのシステム |
| US5633892A (en) * | 1994-07-22 | 1997-05-27 | Alcatel Network Systems, Inc. | Hybrid line coding method and apparatus using 4B/3T encoding for payload bits and 1B/1T encoding for framing information |
| KR100282441B1 (ko) * | 1997-10-29 | 2001-03-02 | 김영환 | 데이터 전송장치 |
| JP3512025B2 (ja) | 2001-08-16 | 2004-03-29 | 日本電気株式会社 | 多値変復調装置と多値変復調通信システムおよびその変復調プログラムならびに変復調方法 |
| JP3843891B2 (ja) | 2001-08-16 | 2006-11-08 | 日本電気株式会社 | 多値変調装置と多値復調装置と多値変復調通信システムおよびその変復調プログラムならびに変復調方法 |
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2001
- 2001-11-06 JP JP2001340787A patent/JP3596678B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
2002
- 2002-11-05 US US10/287,717 patent/US6717532B2/en not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
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