JPH02270442A - Qam通信システム - Google Patents
Qam通信システムInfo
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- JPH02270442A JPH02270442A JP1090623A JP9062389A JPH02270442A JP H02270442 A JPH02270442 A JP H02270442A JP 1090623 A JP1090623 A JP 1090623A JP 9062389 A JP9062389 A JP 9062389A JP H02270442 A JPH02270442 A JP H02270442A
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- 238000012937 correction Methods 0.000 claims abstract description 39
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 22
- 239000000654 additive Substances 0.000 abstract 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
- H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
- H03M13/13—Linear codes
- H03M13/15—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes
- H03M13/151—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes using error location or error correction polynomials
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
- H04L27/3416—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes
- H04L27/3427—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation
- H04L27/3433—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation using an underlying square constellation
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
(産業上の利用分野)
本発明は、デイシイタル信号を多値直交振幅変調を用い
て伝送する多値QAM通信方式に係わり、特iこ、誤り
訂正方式を導入して伝送信頼度を向上せしめたQAM通
信方式Eこ関する。
て伝送する多値QAM通信方式に係わり、特iこ、誤り
訂正方式を導入して伝送信頼度を向上せしめたQAM通
信方式Eこ関する。
(従来の技術)
多値QAM通信方式は、各々がm値の振幅変岬信号!あ
る2つの直交したI、Qチャネルを合盛したQAM信号
を用いて、信号伝送を行なうものであり、この多値QA
M信号は、mt(=2n)個の信号点を有する。例えば
、mw16(n=8)とすると、256個の信号点を有
する256個QAM信号となる。
る2つの直交したI、Qチャネルを合盛したQAM信号
を用いて、信号伝送を行なうものであり、この多値QA
M信号は、mt(=2n)個の信号点を有する。例えば
、mw16(n=8)とすると、256個の信号点を有
する256個QAM信号となる。
同期検波を用いた受信方式では、まず、この多II Q
A M信号から搬送波を再生し、互いに位相が90度
異なる直交した2つの再生搬送波を用いて復調し、多値
レベル識別によって、@−計す個のディジタル信号系列
を得る。この場−1こ、一般に。
A M信号から搬送波を再生し、互いに位相が90度
異なる直交した2つの再生搬送波を用いて復調し、多値
レベル識別によって、@−計す個のディジタル信号系列
を得る。この場−1こ、一般に。
搬送波再生回路により生成された再生搬送波の位相は、
送信搬送波の位相に対して、0度、90度。
送信搬送波の位相に対して、0度、90度。
180度、270度のいずれかlこなるという位相不確
定性を有する。一般憂こ、位相不確定性が存在すると、
送信信号系列は正しく再生できないので。
定性を有する。一般憂こ、位相不確定性が存在すると、
送信信号系列は正しく再生できないので。
位相不確定性の影譬を除去する何等かの手段が必妾とな
る。既知の信号系列を周期的に送信し、受信側で不確定
性を有する再生搬送波で復調・判定された信号とこの既
知の信号系列との関係から再生搬送波の位相を判別し、
不確定性を除去することができる。あるいは、送信情報
信号を送信位相に直接的に対応させるのではなく、連続
する送信シンボルの相対立相差Eこ対応させる差動符号
(ヒを行なりて送信し、受信側では再生搬送波で復調し
たのち差動復号rヒを行なうと、再生搬送波の位相不確
定性の影響を除去できる。差動符号化/復号化法は、l
ビット誤りが連続する2ビvト誤りに拡大される為に絶
対位相を判別する前者の方法Eこ比べて受信信号系列の
ビット誤り率は増加するが。
る。既知の信号系列を周期的に送信し、受信側で不確定
性を有する再生搬送波で復調・判定された信号とこの既
知の信号系列との関係から再生搬送波の位相を判別し、
不確定性を除去することができる。あるいは、送信情報
信号を送信位相に直接的に対応させるのではなく、連続
する送信シンボルの相対立相差Eこ対応させる差動符号
(ヒを行なりて送信し、受信側では再生搬送波で復調し
たのち差動復号rヒを行なうと、再生搬送波の位相不確
定性の影響を除去できる。差動符号化/復号化法は、l
ビット誤りが連続する2ビvト誤りに拡大される為に絶
対位相を判別する前者の方法Eこ比べて受信信号系列の
ビット誤り率は増加するが。
装置比が容易なため広(用いられている。fた。
差動符号化疹こよるビット誤り率の19口を抑えるため
、QAM信号の信号点配置を回転対象配置とする方法が
用いられている。この方mlこよれば、位相平面上の直
交軸(、I 、Q)により決定される上位2ビvトの判
定は位相不確定の影響を受けるので差動符号化を行うが
、I、Q軸台々の振幅レベルにより決定されるその他の
ビットの判定は、位相不確定の影響を受けないので差動
符号化が不安になる。
、QAM信号の信号点配置を回転対象配置とする方法が
用いられている。この方mlこよれば、位相平面上の直
交軸(、I 、Q)により決定される上位2ビvトの判
定は位相不確定の影響を受けるので差動符号化を行うが
、I、Q軸台々の振幅レベルにより決定されるその他の
ビットの判定は、位相不確定の影響を受けないので差動
符号化が不安になる。
QAM変調方式は周波数利用効率が良い反面。
lシンボルで送信するビvト数即ちnの値を増やすと、
1ビvトあたりの送信電力を同じ醤こしても。
1ビvトあたりの送信電力を同じ醤こしても。
ビット誤り率は劣比する。このため、多値QAM通信で
は誤り訂正方式を用いて、ビット誤り率を改善するのが
効果的となる。QAM変調方式はもともと周波数利用効
率を高めるために用いられるので、地上ディジタルマイ
クル波通信を始めとしてsQAM変調方式を用いるシス
テムでは、利用できる周波数帯域の制限が厳しい場合が
多い、従りて、ここIこ用いる誤り訂正方式にも、でき
るだけ、付加する冗長ビットが少ない高符号化率の方式
が望まれる。
は誤り訂正方式を用いて、ビット誤り率を改善するのが
効果的となる。QAM変調方式はもともと周波数利用効
率を高めるために用いられるので、地上ディジタルマイ
クル波通信を始めとしてsQAM変調方式を用いるシス
テムでは、利用できる周波数帯域の制限が厳しい場合が
多い、従りて、ここIこ用いる誤り訂正方式にも、でき
るだけ、付加する冗長ビットが少ない高符号化率の方式
が望まれる。
さらに、上述した差動符号fヒを用いたQAM通信方式
に誤り訂正方式を適用するには、その適用形態に種々の
制約がある。まず、誤り訂正符号器/復号器を差動符号
化/復号化処理の外側に設けると、伝送路上で発生した
1ビット誤りが差動復号化処理のために2ビツトの誤り
に拡大されるため、誤り訂正符号器/復号器に要求され
る負荷が大きくなる。即ち、差動符号比/復号比処理の
内側に設けた場合に比べて、同じ信頼度を得るために訂
正能力の大きい誤り訂正符号を用いる必要があり、付7
10する冗長ビットが増えるために周波数利用効率が低
下するとともlこ誤り訂正復号器の回路規模も大きくな
るという欠点がある。
に誤り訂正方式を適用するには、その適用形態に種々の
制約がある。まず、誤り訂正符号器/復号器を差動符号
化/復号化処理の外側に設けると、伝送路上で発生した
1ビット誤りが差動復号化処理のために2ビツトの誤り
に拡大されるため、誤り訂正符号器/復号器に要求され
る負荷が大きくなる。即ち、差動符号比/復号比処理の
内側に設けた場合に比べて、同じ信頼度を得るために訂
正能力の大きい誤り訂正符号を用いる必要があり、付7
10する冗長ビットが増えるために周波数利用効率が低
下するとともlこ誤り訂正復号器の回路規模も大きくな
るという欠点がある。
一方、差動符号比/復号化処理の内側に誤り訂正符号器
/復号器を設けた場合Eこは、誤ジ訂正復号器の入力部
では、まだ、再生搬送波の位相不確定性の影響が除去さ
れていない、このため、再生搬送波の位相不確定!1.
Iこよりビット反転等の影響を受けた後でも正しく訂正
が行えるような誤り訂正が行えるような誤り訂正符号、
すなわち、トランスペアレントな符号を用いる必要があ
る。
/復号器を設けた場合Eこは、誤ジ訂正復号器の入力部
では、まだ、再生搬送波の位相不確定性の影響が除去さ
れていない、このため、再生搬送波の位相不確定!1.
Iこよりビット反転等の影響を受けた後でも正しく訂正
が行えるような誤り訂正が行えるような誤り訂正符号、
すなわち、トランスペアレントな符号を用いる必要があ
る。
誤り訂正符号には% 2元符号と多元符号がある。
2元誤り訂正符号を差動符号比/復号化処理の内側に用
いる場合には、n個の信号系列の各々に誤り訂正符号器
/復号器を設けることによりトランスペアレントlこす
ることができる。しかしながら。
いる場合には、n個の信号系列の各々に誤り訂正符号器
/復号器を設けることによりトランスペアレントlこす
ることができる。しかしながら。
この方式ではQAM方式の多値数が増えると、必要な誤
り訂正符号器/復号器の数が増7J11する。iた。2
元符号では、符号化率の非常に高い符号を作るのが難し
いという欠点がある0例えば、誤ジ訂正復号の復号遅延
間を63シンボルとした場合。
り訂正符号器/復号器の数が増7J11する。iた。2
元符号では、符号化率の非常に高い符号を作るのが難し
いという欠点がある0例えば、誤ジ訂正復号の復号遅延
間を63シンボルとした場合。
最も符号比率の高い重線gAv訂正用の2元BCH符号
(63,57)でも、符号化率は90,5斧に過ぎず、
約10%の帯域拡大が生じる。一方、多yc誤り訂正符
号を用いる場合lこは、#述したトランスペアレントな
条件を満たすことが困難である場合が多い、QAMの信
号配置を自然符号化配置として、り一誤り訂正符号を用
いる方法が提案されているが、り一誤り訂正符号は送信
信号点に近い信号点に誤りた場合しか訂正できないため
、フェージングを受ける通信路Iこは効果が低く、また
。
(63,57)でも、符号化率は90,5斧に過ぎず、
約10%の帯域拡大が生じる。一方、多yc誤り訂正符
号を用いる場合lこは、#述したトランスペアレントな
条件を満たすことが困難である場合が多い、QAMの信
号配置を自然符号化配置として、り一誤り訂正符号を用
いる方法が提案されているが、り一誤り訂正符号は送信
信号点に近い信号点に誤りた場合しか訂正できないため
、フェージングを受ける通信路Iこは効果が低く、また
。
リー誤り訂正符号の符号化率も多元符号としては必ずし
も良好とはいえない。
も良好とはいえない。
(発明が解決しようとする課@)
このように、従来の2元誤り訂正符号を用いたQAM通
信方式では、符号fヒ率を高くすることができないため
に周波数利用効率が悪くなるとともに、差動符号化を行
なうときには必要な誤り訂正符号器/復号器の数も多く
なるという問題がある。
信方式では、符号fヒ率を高くすることができないため
に周波数利用効率が悪くなるとともに、差動符号化を行
なうときには必要な誤り訂正符号器/復号器の数も多く
なるという問題がある。
また、多元誤り訂正符号であるり一誤り訂正符号を用い
た従来のQAM通信方式では、信号点配置上の小さな距
離の信号点への誤りしか訂正できず。
た従来のQAM通信方式では、信号点配置上の小さな距
離の信号点への誤りしか訂正できず。
高い信頼性を確保することができない、という問題があ
る。
る。
本発明はこの点に謹みなされたもので、符号化効率の高
く、かつ、高い信頼性を実現することのできるQ A
M通信方式を提供することにある。
く、かつ、高い信頼性を実現することのできるQ A
M通信方式を提供することにある。
(課題を解決するための手段)
本発明による多値QAM通信方式は、信号点配置を決定
するn個の系何の全部もしくは一部をシンボルとしてリ
ードソロそン符号の符号化復号化を行なう誤り訂正手段
を設けたことを特徴としている。また、自然符号配置を
用いて差動符号比する場合には、直交した2つのI、Q
チャネルの各々に対して、独立にリードソロモン符号の
符号化復号化を行なう誤り訂正手段を設けたことを特徴
としている。あるいは、また、リードソロモン符号の構
成法はいくつかあるが、差動符号化を行なうときEζは
、符号語が)C=1を根として含まない(即ち、生成多
項式が(X−1)を含まない)リードソロモン符号を用
いることを特徴としている。
するn個の系何の全部もしくは一部をシンボルとしてリ
ードソロそン符号の符号化復号化を行なう誤り訂正手段
を設けたことを特徴としている。また、自然符号配置を
用いて差動符号比する場合には、直交した2つのI、Q
チャネルの各々に対して、独立にリードソロモン符号の
符号化復号化を行なう誤り訂正手段を設けたことを特徴
としている。あるいは、また、リードソロモン符号の構
成法はいくつかあるが、差動符号化を行なうときEζは
、符号語が)C=1を根として含まない(即ち、生成多
項式が(X−1)を含まない)リードソロモン符号を用
いることを特徴としている。
(作用)
+A9訂正符号として(u、k)線形ブロック符号を用
いるとき、QAM通信方式に影響を与える周波数拡大率
は、ブロック符号の符号化率により決まる。tシンボル
の訂正を行なうとき、すべての線形ブロック符号はt(
(u−k)/2の限界式を満たさねばならない、即ち、
冗長シンボル数(u−k)は、訂正能力の2倍よりfl
、らすことはできない。リードソロモン符号は、この限
界式を満たす符号であり、リードソロモン符号を用いた
QAM通信方式は1周波数拡大率を最小に抑えることが
できる。
いるとき、QAM通信方式に影響を与える周波数拡大率
は、ブロック符号の符号化率により決まる。tシンボル
の訂正を行なうとき、すべての線形ブロック符号はt(
(u−k)/2の限界式を満たさねばならない、即ち、
冗長シンボル数(u−k)は、訂正能力の2倍よりfl
、らすことはできない。リードソロモン符号は、この限
界式を満たす符号であり、リードソロモン符号を用いた
QAM通信方式は1周波数拡大率を最小に抑えることが
できる。
再生搬送波の位相不確定性により、I、Qチャネルの各
々は異なる信号変化を生じる。リードソロモン符号の符
号化復号比を直交した2つの工、。
々は異なる信号変化を生じる。リードソロモン符号の符
号化復号比を直交した2つの工、。
Qチャネルの各々Iこ対して独立に行なうこと1こより
、この影響を除くことができる。
、この影響を除くことができる。
さらに、生成多項式が)C=1を根として含まないリー
ドソロモン符号を用いることにより、再生搬送波の位相
不確定性齋こより信号が反転したとき1こモ、トランス
ペアレント騒こすることができる。
ドソロモン符号を用いることにより、再生搬送波の位相
不確定性齋こより信号が反転したとき1こモ、トランス
ペアレント騒こすることができる。
即ち、信号点配置が自然符号のとき、リードソロモン符
号がトランスペアレントな符号であるための必要十分条
件は、符号−がX=1を根として待たないことである。
号がトランスペアレントな符号であるための必要十分条
件は、符号−がX=1を根として待たないことである。
(実施例)
以下1図を用いて本発明の詳細な説明する。
第1図は1本発明の一実施例を示す概略構成図で、端子
11−1〜11−8に入力される8個のディジタル信号
系列は、・差動情理回路12−1〜12−4で差動符号
「ヒが行なわれる。差動論理は2系り11毎の組、例え
ば、端子11=1と11−5゜11−2と11−6.1
1−3とtt−7,11−4と11−8の組合わせで処
理される。差動論理回if 2−1−12−4の各々か
ら出力される2本の出力信号は、各々、リードソロモン
符号化器13−1gよび13−2に導かれる。リードソ
ロモン符号器13−12よび13−2は同一機能を持つ
、また、これらの符号器で用いる符号は。
11−1〜11−8に入力される8個のディジタル信号
系列は、・差動情理回路12−1〜12−4で差動符号
「ヒが行なわれる。差動論理は2系り11毎の組、例え
ば、端子11=1と11−5゜11−2と11−6.1
1−3とtt−7,11−4と11−8の組合わせで処
理される。差動論理回if 2−1−12−4の各々か
ら出力される2本の出力信号は、各々、リードソロモン
符号化器13−1gよび13−2に導かれる。リードソ
ロモン符号器13−12よび13−2は同一機能を持つ
、また、これらの符号器で用いる符号は。
GF(2’)の符号で、かつその生成多項式〇 (X)
は、X=1を根として含まない、リードソロモン符号!
l 3−IEヨヒl 3−2ハ、 ’ffi入tル4
ヒツトの信号を1シンボルとして符号比を行なう。。
は、X=1を根として含まない、リードソロモン符号!
l 3−IEヨヒl 3−2ハ、 ’ffi入tル4
ヒツトの信号を1シンボルとして符号比を行なう。。
生成多項式をG(各)=(X−α)(X−α2)とする
と、入力する13個のシンボル毎にJ2シンボルの冗長
シンボルを付770する。リードソロモン符号器13−
12よび13−2は、それぞれ、1軸及びQ軸を構成す
る信号をQAM変調器14fこ出力する。1軸に入力す
る信号をu、Q軸に入力する信号をWとする。QAM変
調器14は、自然符号化の信号点配置に変調を行い、伝
送路に変調信号を送出する。QAM昶調器15は、伝送
路η1ら受入するQAM信号から搬送波を再生し、この
搬送波を用いて復調する0位相の不確定性−こより。
と、入力する13個のシンボル毎にJ2シンボルの冗長
シンボルを付770する。リードソロモン符号器13−
12よび13−2は、それぞれ、1軸及びQ軸を構成す
る信号をQAM変調器14fこ出力する。1軸に入力す
る信号をu、Q軸に入力する信号をWとする。QAM変
調器14は、自然符号化の信号点配置に変調を行い、伝
送路に変調信号を送出する。QAM昶調器15は、伝送
路η1ら受入するQAM信号から搬送波を再生し、この
搬送波を用いて復調する0位相の不確定性−こより。
QAM変調器14のI t Q @iこ入力した信号は
。
。
QAM<31a14al 5のI 、Q軸の出力信号と
必fLも一致しない、再生搬送波の位相のずれが、0゜
90.180,270度の各々のとき、QAM復調器1
5の出力信号は、各々、(I、Q)=(u。
必fLも一致しない、再生搬送波の位相のずれが、0゜
90.180,270度の各々のとき、QAM復調器1
5の出力信号は、各々、(I、Q)=(u。
W)、(W*u)、(石、w)、(w、u)となる、Q
AM復調器15の1軸の出力信号はリードソロモン復号
器16−1に、Q軸の出力信号はリードソロモン復号器
16−2!こ導かれる。即ち、リードソロモン復号器1
6−1には、リードソロモン符号器13−1もしくは1
3−2の出力1d号がそのままか、ビットが反転した信
号が入力されることになる。リードソロモン復号器16
−2も同様である。リードソロモン符号化器13−1お
よび13−2は同一の機能を待つので、この誤り訂正符
号器/護号器がトランスペアレントであるためlこは、
送信した符号語の全てのビットが反転)した禍曾にも、
これが符号語であれば良い、後述するが、リードソロモ
ン符号化器13−18よび13−2で生成する符号語の
生成多項式が、Xm1を根として待たなければ、全ての
ビットが反転した場合にも符号語となる。かくして、リ
ードソロモン復号器16−1および16−2では、伝送
路上で生じたlシンボルの誤りを訂正できる。リードソ
ロモン復号器16−1および16−2の出力信号は、対
応する信号系列毎の組として、差動論理復号回路17−
1〜17−4に導かれ、和分演算が行なわれて信号が再
生され、出力端子l〇−1〜10−8に出力される。
AM復調器15の1軸の出力信号はリードソロモン復号
器16−1に、Q軸の出力信号はリードソロモン復号器
16−2!こ導かれる。即ち、リードソロモン復号器1
6−1には、リードソロモン符号器13−1もしくは1
3−2の出力1d号がそのままか、ビットが反転した信
号が入力されることになる。リードソロモン復号器16
−2も同様である。リードソロモン符号化器13−1お
よび13−2は同一の機能を待つので、この誤り訂正符
号器/護号器がトランスペアレントであるためlこは、
送信した符号語の全てのビットが反転)した禍曾にも、
これが符号語であれば良い、後述するが、リードソロモ
ン符号化器13−18よび13−2で生成する符号語の
生成多項式が、Xm1を根として待たなければ、全ての
ビットが反転した場合にも符号語となる。かくして、リ
ードソロモン復号器16−1および16−2では、伝送
路上で生じたlシンボルの誤りを訂正できる。リードソ
ロモン復号器16−1および16−2の出力信号は、対
応する信号系列毎の組として、差動論理復号回路17−
1〜17−4に導かれ、和分演算が行なわれて信号が再
生され、出力端子l〇−1〜10−8に出力される。
上記実施例では、lシンボル誤りを符号比率87斧で実
現できる。同じ遅延時間の条件のもとで。
現できる。同じ遅延時間の条件のもとで。
2七BCHを用いた場合1こは(lS、tl)符号とな
り、符号1ヒ率は73%に過ぎず1本拍明により大幅な
周波数の有効利用が図れる。
り、符号1ヒ率は73%に過ぎず1本拍明により大幅な
周波数の有効利用が図れる。
生成多項式が、Xm1を根として持たなければ。
全てのビットが反転した場’&lこも符号語となること
は、?にのように証明される。GF(2)のリードソロ
モン符号を考える。m=2’、原始光をαとする。また
、Sビットからなるシンボルα0、αr?+(7)−5
(、(!b =(l m l、・、 l)トt6*符号
語を構成するシンボルの体はG F (2)の拡大体C
F(2’)であり、2・X1=0となる。従りて、(X
m−1)=(X−1) −(XI−1+X”−2・・・
・・・+X+1)と力1ける。また、Xm−1は、生成
多項式G(X)を因数として含む、従って、G(X)が
Xm1を根として含まなければ、全ての係数がαG =
= (o、・・・0.1)である多項式QQn−1+X
m−2+・・−・・−+X+ 1 ) ハG (X )
ヲ因数トL/て含むので、符号語である。全てのビッ
トが1゜即ち全ての係数がα である信号(ab)(m
−1+abXm−2+・・・+abX+αb)は、ab
・(Xm−1+Xm−2+・+X+ 1 )と書き直
せるのでG(X)を因数として含み、符号語である。か
くして、受信信号のビットがすべて反転した信号は、送
信した符号fa S (X ) +c符号語である(α
bX m−1+ ab xm−2+・+ ab x+
ab ) ヲ和え(X−αl)で与えられるので、X
m1を根として含まないためlこは、例えばi=1とし
て。
は、?にのように証明される。GF(2)のリードソロ
モン符号を考える。m=2’、原始光をαとする。また
、Sビットからなるシンボルα0、αr?+(7)−5
(、(!b =(l m l、・、 l)トt6*符号
語を構成するシンボルの体はG F (2)の拡大体C
F(2’)であり、2・X1=0となる。従りて、(X
m−1)=(X−1) −(XI−1+X”−2・・・
・・・+X+1)と力1ける。また、Xm−1は、生成
多項式G(X)を因数として含む、従って、G(X)が
Xm1を根として含まなければ、全ての係数がαG =
= (o、・・・0.1)である多項式QQn−1+X
m−2+・・−・・−+X+ 1 ) ハG (X )
ヲ因数トL/て含むので、符号語である。全てのビッ
トが1゜即ち全ての係数がα である信号(ab)(m
−1+abXm−2+・・・+abX+αb)は、ab
・(Xm−1+Xm−2+・+X+ 1 )と書き直
せるのでG(X)を因数として含み、符号語である。か
くして、受信信号のビットがすべて反転した信号は、送
信した符号fa S (X ) +c符号語である(α
bX m−1+ ab xm−2+・+ ab x+
ab ) ヲ和え(X−αl)で与えられるので、X
m1を根として含まないためlこは、例えばi=1とし
て。
、2d−1
G(X)=(X−α)(2〜−α )・・・(X−α
)とすればよい、ここで、dは符号間距離を示す。
)とすればよい、ここで、dは符号間距離を示す。
本発明は上記実施例暑こ限定されるものではなく。
適宜変更することができる6例えば、既知の信号パター
ンを周期的Eこ送ることlこより再生搬送波の文相不確
定性を除去できる場合lこは、I、Q’Miこ対して別
々lこ誤り訂正符号器/α号器を設ける必要は無く、信
号点配置を決めるn個の系列をシンボルと見なしてリー
ドソロモン符号比することができる。この場合には、6
41直QAMではn = 6となるので、符号長を63
とすることができ、lシンボル訂正を行なう蚤こは符号
比率を97%1こすることができる。2七BCHを用い
たときlこは。
ンを周期的Eこ送ることlこより再生搬送波の文相不確
定性を除去できる場合lこは、I、Q’Miこ対して別
々lこ誤り訂正符号器/α号器を設ける必要は無く、信
号点配置を決めるn個の系列をシンボルと見なしてリー
ドソロモン符号比することができる。この場合には、6
41直QAMではn = 6となるので、符号長を63
とすることができ、lシンボル訂正を行なう蚤こは符号
比率を97%1こすることができる。2七BCHを用い
たときlこは。
同じ条件のもとで、符号1ヒ率は90%1 り一多元符
号を用いても92%であり1周波数利用効率を改善でき
る。また、り一符号を用いたとき蒼こは、隣接信号点へ
の誤りしか訂正できないので、本発明憂こよるQAM方
式を用いることにより信頼性を上げることができる。
号を用いても92%であり1周波数利用効率を改善でき
る。また、り一符号を用いたとき蒼こは、隣接信号点へ
の誤りしか訂正できないので、本発明憂こよるQAM方
式を用いることにより信頼性を上げることができる。
或はまた、信号点配置が回転対象配置のQAM通信方式
では、再生搬送波の位相不確定性の影響が現われる信号
位相平面の象限を決定するI、Q軸の上位各1ビットt
こ対してだけ差動符号化/復号化をすれば良い。この場
合には、再生搬送波の位相不確定性の影響を受けない残
りの下位ビットをまとめてリードソロモン符号化を行な
うことができる。
では、再生搬送波の位相不確定性の影響が現われる信号
位相平面の象限を決定するI、Q軸の上位各1ビットt
こ対してだけ差動符号化/復号化をすれば良い。この場
合には、再生搬送波の位相不確定性の影響を受けない残
りの下位ビットをまとめてリードソロモン符号化を行な
うことができる。
この様に、誤り訂正符号のトランスペアレンジ−を確保
しつつ、リードソロモン符号を用いるという本発明の主
旨を逸脱しない範囲で適宜変更できる。
しつつ、リードソロモン符号を用いるという本発明の主
旨を逸脱しない範囲で適宜変更できる。
(発明の効果〕
以上詳述したように1本発明によれば、誤り訂正機能を
持つ多値QAM通信方式に3いて、従来より格段昏こ周
波数効率を上げることができる。即ち、2元BCH符号
を用いた従来の方式lこくらべて1周波数利用効率を格
段に改善できるばかりか、符号器/復号器の数を減らせ
ることができる。また、多元り一誤り訂正符号に比べて
1周波数利用効率を改善できるばかりで、信頼性を向上
せしめることができる。これは、フェージングのある移
動通信で特tこ効果が大きい。また本発明によれば。
持つ多値QAM通信方式に3いて、従来より格段昏こ周
波数効率を上げることができる。即ち、2元BCH符号
を用いた従来の方式lこくらべて1周波数利用効率を格
段に改善できるばかりか、符号器/復号器の数を減らせ
ることができる。また、多元り一誤り訂正符号に比べて
1周波数利用効率を改善できるばかりで、信頼性を向上
せしめることができる。これは、フェージングのある移
動通信で特tこ効果が大きい。また本発明によれば。
差動符号化/復号化を用いているときにもトランスペア
レンジ−を確保できる多元誤り訂正符号を提供できる。
レンジ−を確保できる多元誤り訂正符号を提供できる。
即ち、信号点配置が自然符号配置である場合には、生成
多項式1cX=1を因数として待たないリードソロモン
符号を使うことにより。
多項式1cX=1を因数として待たないリードソロモン
符号を使うことにより。
また、信号点配置が回転対象配置にある場合はは。
I、Q軸の上位各1ビットを除いた信号系列をまとめる
ことにより、)ランスペ了しンシーヲ確保できる。
ことにより、)ランスペ了しンシーヲ確保できる。
岸
81図は本発明の実実施例を示す概略構成図である。
11−1乃至11−8・・・入力端子、12−1乃至1
2−4・・・差動論理回路、13−1.13−2・・・
リードソロモン符号器、14・・・QAM変調器。 15・・・QAM復調器、16−1.16−2・・・リ
ードソロモン復号器、17−1乃至17−4・・・差動
論理復号回路、1B−1乃至18−8・・・出力端、子
°。
2−4・・・差動論理回路、13−1.13−2・・・
リードソロモン符号器、14・・・QAM変調器。 15・・・QAM復調器、16−1.16−2・・・リ
ードソロモン復号器、17−1乃至17−4・・・差動
論理復号回路、1B−1乃至18−8・・・出力端、子
°。
Claims (2)
- (1)2^n個の値を有する多値QAM通信方式におい
て、信号点配置を決定するn個の系列の少なくとも一部
をシンボルとしてリードソロモン符号の符号化復号化を
行なう誤り訂正手段を設けたことを特徴とするQAM通
信方式。 - (2)誤り訂正手段は、直交した2つのI、Qチャネル
の各々に対して独立に、同一のリードソロモン符号を用
いて符号化復号化を行なうことを特徴とする請求項1記
載のQAM通信方式。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1090623A JPH07114419B2 (ja) | 1989-04-12 | 1989-04-12 | Qam通信システム |
US07/507,303 US5168509A (en) | 1989-04-12 | 1990-04-10 | Quadrature amplitude modulation communication system with transparent error correction |
EP19900107036 EP0392538B1 (en) | 1989-04-12 | 1990-04-12 | Quadrature amplitude modulation communication system with transparent error correction |
DE1990609832 DE69009832T2 (de) | 1989-04-12 | 1990-04-12 | Quadratur-Amplituden-Modulations-Kommunikationssystem mit offener Fehlerkorrektur. |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1090623A JPH07114419B2 (ja) | 1989-04-12 | 1989-04-12 | Qam通信システム |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02270442A true JPH02270442A (ja) | 1990-11-05 |
JPH07114419B2 JPH07114419B2 (ja) | 1995-12-06 |
Family
ID=14003613
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1090623A Expired - Fee Related JPH07114419B2 (ja) | 1989-04-12 | 1989-04-12 | Qam通信システム |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP0392538B1 (ja) |
JP (1) | JPH07114419B2 (ja) |
DE (1) | DE69009832T2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008541517A (ja) * | 2005-05-04 | 2008-11-20 | 松下電器産業株式会社 | ダイバーシチと16qam方式のコンスタレーション再配置とを使用する移動通信システムのデータ送信 |
JP5847335B2 (ja) * | 2012-12-14 | 2016-01-20 | 三菱電機株式会社 | Qam変調通信システムの多値差動復号装置および方法 |
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USRE39890E1 (en) | 1991-03-27 | 2007-10-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system |
USRE42643E1 (en) | 1991-03-27 | 2011-08-23 | Panasonic Corporation | Communication system |
EP0975170B1 (en) * | 1991-03-27 | 2003-08-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Signal transmission system |
US5802241A (en) | 1992-03-26 | 1998-09-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system |
CN1032099C (zh) | 1992-03-26 | 1996-06-19 | 松下电器产业株式会社 | 通信系统 |
US7894541B2 (en) | 1992-03-26 | 2011-02-22 | Panasonic Corporation | Communication system |
US5892879A (en) | 1992-03-26 | 1999-04-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system for plural data streams |
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US6728467B2 (en) | 1992-03-26 | 2004-04-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system |
US6724976B2 (en) | 1992-03-26 | 2004-04-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system |
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-
1989
- 1989-04-12 JP JP1090623A patent/JPH07114419B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-04-12 DE DE1990609832 patent/DE69009832T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-04-12 EP EP19900107036 patent/EP0392538B1/en not_active Expired - Lifetime
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Publication number | Publication date |
---|---|
DE69009832D1 (de) | 1994-07-21 |
EP0392538A3 (en) | 1991-02-27 |
DE69009832T2 (de) | 1994-11-10 |
JPH07114419B2 (ja) | 1995-12-06 |
EP0392538B1 (en) | 1994-06-15 |
EP0392538A2 (en) | 1990-10-17 |
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