JPS5923946A - デイジタル信号伝送の誤り訂正方式 - Google Patents
デイジタル信号伝送の誤り訂正方式Info
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- JPS5923946A JPS5923946A JP13443082A JP13443082A JPS5923946A JP S5923946 A JPS5923946 A JP S5923946A JP 13443082 A JP13443082 A JP 13443082A JP 13443082 A JP13443082 A JP 13443082A JP S5923946 A JPS5923946 A JP S5923946A
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- digital signal
- signal
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の属する技術分野〕
本発明は、ディジタルデータ信号の伝送における誤り訂
正方式に関する。特に伝送路における誤多発生が、被伝
送信号の誤り発生確率が一定周期で変化する場合、その
周期に適合するように、あらかじめ誤シ訂正符号化して
伝送するようにして、全体として冗長度が小さく、かつ
誤り発生確率が小さい伝送を可能とする誤）訂正符号適
用方式に関する。
正方式に関する。特に伝送路における誤多発生が、被伝
送信号の誤り発生確率が一定周期で変化する場合、その
周期に適合するように、あらかじめ誤シ訂正符号化して
伝送するようにして、全体として冗長度が小さく、かつ
誤り発生確率が小さい伝送を可能とする誤）訂正符号適
用方式に関する。
ディジタルデータ信号の伝送は、一般に振幅変調や、Ｐ
ＳＫあるいはディジタル直交振幅変調などによって行わ
れる。以下ディジタル直交振幅変調を例にとシ説明する
と、第１図は従来例方式のブロック構成図でやる。入力
ディジタルデータ信号１１は、符号器１０１において誤
り訂正符号化され信号１２となる。信号１２は変調器１
０２に印加され、ディジタル直交振幅変調波１３となり
伝送路１０３へ送出される。伝送路出力の信号１４は伝
送＝歪や、熱雑音等の擾乱をうけてお勺、復調器１０４
で再生された信号１５は一般に誤シを有している。
ＳＫあるいはディジタル直交振幅変調などによって行わ
れる。以下ディジタル直交振幅変調を例にとシ説明する
と、第１図は従来例方式のブロック構成図でやる。入力
ディジタルデータ信号１１は、符号器１０１において誤
り訂正符号化され信号１２となる。信号１２は変調器１
０２に印加され、ディジタル直交振幅変調波１３となり
伝送路１０３へ送出される。伝送路出力の信号１４は伝
送＝歪や、熱雑音等の擾乱をうけてお勺、復調器１０４
で再生された信号１５は一般に誤シを有している。
信号１５は復号器１０５において誤り訂正符号を用いて
復号され、誤υ発生の少ない信号１６となって出力され
る。
復号され、誤υ発生の少ない信号１６となって出力され
る。
第２図は他の従来例゛方式のブロック構成図で・ある。
符号器２０１ 、変調器２０２、復調器２０４、復号器
２０５のディジタルデータ信号が４本の線で接続されて
おシ、それぞれの動作は第１図に示したものと同様であ
る。これらは第１図の信号工１．１２．１５．１６が、
第２図の信号２１．２２．２５．２６を単に時分割多重
したものであって、容易にどちらにでも適用可能であシ
線の数も任意である。
２０５のディジタルデータ信号が４本の線で接続されて
おシ、それぞれの動作は第１図に示したものと同様であ
る。これらは第１図の信号工１．１２．１５．１６が、
第２図の信号２１．２２．２５．２６を単に時分割多重
したものであって、容易にどちらにでも適用可能であシ
線の数も任意である。
第３図および第４図は、第２図の信号２１および、２２
の時間関係を示した図面である。
の時間関係を示した図面である。
符号器２０１への入力信号２１は第３図に示したように
Ａ、Ｂ、Ｃ！、Ｄ４列の信号列でアシ、それぞれＳａｌ
１、Ｓα１２、Ｓα１３−・” ； Ｅ３ａ２１．５
ａ２２、日α２５ −−−−−− ； Ｓα３１
、 Ｓ、３２ 、 Ｓαｓ３−−−−−− ；
Ｓ、４１ 、Ｓα４２．８．４３・・・・・・の信
号列で示されている。この従来例では、符号器２０１に
おｈて上記した入力信号に対して全体に誤シ訂正符号化
して、出力信号２２を得るものである。すなわち入力信
号２１の１２個のビットに対して、４個のハミング式冗
長パリティビットを付加する場合を説明する。
Ａ、Ｂ、Ｃ！、Ｄ４列の信号列でアシ、それぞれＳａｌ
１、Ｓα１２、Ｓα１３−・” ； Ｅ３ａ２１．５
ａ２２、日α２５ −−−−−− ； Ｓα３１
、 Ｓ、３２ 、 Ｓαｓ３−−−−−− ；
Ｓ、４１ 、Ｓα４２．８．４３・・・・・・の信
号列で示されている。この従来例では、符号器２０１に
おｈて上記した入力信号に対して全体に誤シ訂正符号化
して、出力信号２２を得るものである。すなわち入力信
号２１の１２個のビットに対して、４個のハミング式冗
長パリティビットを付加する場合を説明する。
入力信号２１のうちＳα１１、“Ｓα１２、Ｓα１３；
Ｓα２１ 、１３α２２ 、５ａ２ｓ ； ５ａ３
１、 Ｓ、５２、 Ｓα３３ ；Ｓα４１．５６４２
、Ｓα４３の１２ビツト毎に４ビツトの冗長パリ亨イビ
ツ）Ｐα１、Ｐα２、Ｐα３、Ｐα４を付加すると、第
４図のようになる。入力、ビットの組み合せ方、また出
力の冗長パリティビットの時間位置は一般には、きめら
れた位置にあればどこにあっても同じである。
Ｓα２１ 、１３α２２ 、５ａ２ｓ ； ５ａ３
１、 Ｓ、５２、 Ｓα３３ ；Ｓα４１．５６４２
、Ｓα４３の１２ビツト毎に４ビツトの冗長パリ亨イビ
ツ）Ｐα１、Ｐα２、Ｐα３、Ｐα４を付加すると、第
４図のようになる。入力、ビットの組み合せ方、また出
力の冗長パリティビットの時間位置は一般には、きめら
れた位置にあればどこにあっても同じである。
このような従来例では第３図、８ｔ４４図で示されるよ
うに、１２ビツトに４ピツトの冗長ピットを付加すると
、伝送すべきデータ信号速度は１６／１２すなわち４／
３倍速くなシ、変調器２０２゛の出力信号２３け、前記
変調器１０２の出力信号１３より必要帯域幅が４／３倍
広くなる。さらに進んだ変調゛方式として、直交振幅変
調方式（ＱＡＭ）ｄｚ用いられ、復調方式として同期検
波方式が用いられる場合があり、一般に、受信側での搬
送波同期を要し、その位相不確定の発生を除去するため
に変調器２０２には伝信差動論理回路、復調器２０４に
は受信差動論理回路が用いられる。この場合には：第２
図に示され次符号器２０１め出力信号２２が受信側で復
調され再生された信号２５となったとき、連続したビッ
トに誤シが発生する確率が高いという性質を有すること
が知られておシ、復号器２０５で誤シ訂正する能力が著
しく損なわれ、十分な誤シ訂正が行われない信号２６を
発生する欠点がある。
うに、１２ビツトに４ピツトの冗長ピットを付加すると
、伝送すべきデータ信号速度は１６／１２すなわち４／
３倍速くなシ、変調器２０２゛の出力信号２３け、前記
変調器１０２の出力信号１３より必要帯域幅が４／３倍
広くなる。さらに進んだ変調゛方式として、直交振幅変
調方式（ＱＡＭ）ｄｚ用いられ、復調方式として同期検
波方式が用いられる場合があり、一般に、受信側での搬
送波同期を要し、その位相不確定の発生を除去するため
に変調器２０２には伝信差動論理回路、復調器２０４に
は受信差動論理回路が用いられる。この場合には：第２
図に示され次符号器２０１め出力信号２２が受信側で復
調され再生された信号２５となったとき、連続したビッ
トに誤シが発生する確率が高いという性質を有すること
が知られておシ、復号器２０５で誤シ訂正する能力が著
しく損なわれ、十分な誤シ訂正が行われない信号２６を
発生する欠点がある。
さらに従来行われているディジタル多値直交振幅変調方
式である１６ Ｑ Ａ Ｍ方式の場合について説明する
と、第５図は上記１６ Ｑ Ａ Ｍの直交信号配置図で
あって、この１６ Ｑ、 Ａ Ｍ方式の場合の信号点と
その点に対応するディジタル信号を示している。この第
５図の（ａｂｅｄ）の形で示されたａ、ｂ、ｃＳ ６の
４つのビットがそれぞれその信号点として直交振幅変調
波に対応している。これらの対応は一例であって他の対
応のさせ方の場合でも同様である。
式である１６ Ｑ Ａ Ｍ方式の場合について説明する
と、第５図は上記１６ Ｑ Ａ Ｍの直交信号配置図で
あって、この１６ Ｑ、 Ａ Ｍ方式の場合の信号点と
その点に対応するディジタル信号を示している。この第
５図の（ａｂｅｄ）の形で示されたａ、ｂ、ｃＳ ６の
４つのビットがそれぞれその信号点として直交振幅変調
波に対応している。これらの対応は一例であって他の対
応のさせ方の場合でも同様である。
第５図のように配置された信号点で表現された変調信号
は、伝送路１０３で、波形歪や付加性ＰＰ４雑音のため
受信点においてその信号点の位置がずれ、復調に際して
本来の信号点の位置とは異なる位置の信号として識別さ
れて、信号点識別誤９を生ずる。この信号点識別誤りは
その信号点に対応するディジタルデータ信号（ａｂｅｄ
）の誤シとなる。
は、伝送路１０３で、波形歪や付加性ＰＰ４雑音のため
受信点においてその信号点の位置がずれ、復調に際して
本来の信号点の位置とは異なる位置の信号として識別さ
れて、信号点識別誤９を生ずる。この信号点識別誤りは
その信号点に対応するディジタルデータ信号（ａｂｅｄ
）の誤シとなる。
このｒうな信号点誤シは、一般には、すぐ隣接した信号
点への誤りが最も多く発生することが明らかである。こ
のとき、信号点とディジタルデータ信号（ａｂｅｄ）が
第５図で示されたように対応しているため、信号点間距
離の発生に対するディジタル信号の誤シは前記ａ、ｂの
ビット組合わせよりも、Ｃ，ａのビット組合わ゛せの方
がその発生確率が高い性質を有する。なお−鹸に１は最
上位の数字Ｍ Ｂ Ｄ （ｍｏｓｔ ５１ｇｎ１ｆｉｃ
ａｎｔ ｂｉｔ ’）、ｄは最下位の数字Ｌ Ｓ Ｄ
（１ｅａｓｔ ５１ｇｎ１ｆｉｃａｎｔ ｂｉｔ ）と
よばれ、ａは大きな信号点間距離を示し、ｄは小さな信
号点間距離を示す。
点への誤りが最も多く発生することが明らかである。こ
のとき、信号点とディジタルデータ信号（ａｂｅｄ）が
第５図で示されたように対応しているため、信号点間距
離の発生に対するディジタル信号の誤シは前記ａ、ｂの
ビット組合わせよりも、Ｃ，ａのビット組合わ゛せの方
がその発生確率が高い性質を有する。なお−鹸に１は最
上位の数字Ｍ Ｂ Ｄ （ｍｏｓｔ ５１ｇｎ１ｆｉｃ
ａｎｔ ｂｉｔ ’）、ｄは最下位の数字Ｌ Ｓ Ｄ
（１ｅａｓｔ ５１ｇｎ１ｆｉｃａｎｔ ｂｉｔ ）と
よばれ、ａは大きな信号点間距離を示し、ｄは小さな信
号点間距離を示す。
上記したように誤り発生の性質は、他の変調方式におい
ても現われ、一般に、ＭＳＤに近いビットは誤りに＜＜
、ＬＳＤに近いほど誤り易い性質を有している。
ても現われ、一般に、ＭＳＤに近いビットは誤りに＜＜
、ＬＳＤに近いほど誤り易い性質を有している。
いま第５図に示された信号（ａｂｅｄ）の４っを前記第
３図に示された伝送すべき信号のＡ −Ｄの各列に対応
させるように変調省で変調したと、すると、°（初めの
信号をＳαであられし、後述の訂正符号実施後順次Ｓβ
、Ｓγの如くあられして説明する。）Ｓα１１．５ａ１
２、Ｓα１３・・・・・・、およびＳα２１．５ａ２２
、Ｓ、２３ ・・・−・の２つの列と、Ｓα３１、Ｓα
３２、Ｓα３３・・・・・・、およびＳα４１、Ｓα４
２、Ｓα４３・・・・・・の２つの列の誤多発生確率は
異なったものとなる。第５図に示された例では、これら
は２つずつの組に分けられるか、一般には、４つの列は
それぞれ異ガつた誤シ発生を示す。
３図に示された伝送すべき信号のＡ −Ｄの各列に対応
させるように変調省で変調したと、すると、°（初めの
信号をＳαであられし、後述の訂正符号実施後順次Ｓβ
、Ｓγの如くあられして説明する。）Ｓα１１．５ａ１
２、Ｓα１３・・・・・・、およびＳα２１．５ａ２２
、Ｓ、２３ ・・・−・の２つの列と、Ｓα３１、Ｓα
３２、Ｓα３３・・・・・・、およびＳα４１、Ｓα４
２、Ｓα４３・・・・・・の２つの列の誤多発生確率は
異なったものとなる。第５図に示された例では、これら
は２つずつの組に分けられるか、一般には、４つの列は
それぞれ異ガつた誤シ発生を示す。
一方、１６ＱＡＭ変調方式において受信側で同期検波す
る場合に、差動論理変換が前記のように弯調器および、
復調器で行われる。前記第５図に示された信号点配置の
場谷には、受信搬送波位相不確定は４つ存在し、その信
号（ａｂｅｄ）のうちのＭＳＤ側のａ、ｂの２つのビッ
トが不確定になることが知られている。これを軽減する
ため一般に、ａ、 １）に対してのみ差動論理変換が行
われる。
る場合に、差動論理変換が前記のように弯調器および、
復調器で行われる。前記第５図に示された信号点配置の
場谷には、受信搬送波位相不確定は４つ存在し、その信
号（ａｂｅｄ）のうちのＭＳＤ側のａ、ｂの２つのビッ
トが不確定になることが知られている。これを軽減する
ため一般に、ａ、 １）に対してのみ差動論理変換が行
われる。
なお、１６Ｑ、ＡＭ以外の例えば３２Ｑ、Ａ’Ｍ方式の
場合も同様に信号（ａｂａｃｉ、ｅ）の５つのビ°ット
の内ＭＳＤ側の信号ａ、ｂ２つのビットにのみ不 ゛確
定が生ずる信号点配置が知られており、その他の場合も
同様である。
場合も同様に信号（ａｂａｃｉ、ｅ）の５つのビ°ット
の内ＭＳＤ側の信号ａ、ｂ２つのビットにのみ不 ゛確
定が生ずる信号点配置が知られており、その他の場合も
同様である。
上記のような性質を有するため、１６ＱＡ Ｍ方式を用
いると、第５図のＡ−Ｄの各列を前記（ａｂｃｄ）の各
ビットに対応させると、ＡとＢのデータ列にのみ差動論
理変換が施されることになり、前記したように、差動論
理変換は、２ビット連続誤りの発生確率が高くなり、Ａ
、Ｂの列は２ビット連続誤りが発生しゃすく々る。
いると、第５図のＡ−Ｄの各列を前記（ａｂｃｄ）の各
ビットに対応させると、ＡとＢのデータ列にのみ差動論
理変換が施されることになり、前記したように、差動論
理変換は、２ビット連続誤りの発生確率が高くなり、Ａ
、Ｂの列は２ビット連続誤りが発生しゃすく々る。
以上述べたように、第５図に示された信号配置をもつ１
６ Ｑ Ａ Ｍ方式でディジタルデータ信号を伝送しよ
うとすると、Ａ、Ｂの列のビットは誤り発生確率は小さ
いが、その誤りは２ピツト連続誤シの確率が高く、Ｏ，
Ｄ列のビットは誤多発生確率が高いという性質を有して
いることがわかる。
６ Ｑ Ａ Ｍ方式でディジタルデータ信号を伝送しよ
うとすると、Ａ、Ｂの列のビットは誤り発生確率は小さ
いが、その誤りは２ピツト連続誤シの確率が高く、Ｏ，
Ｄ列のビットは誤多発生確率が高いという性質を有して
いることがわかる。
これに対して、従来の一率なハミングパリティピット誤
り訂正符号適用方式では、連続ビット誤りの発生する確
率増大のために、誤り訂正能力が落ちる。とともに、誤
り発生確ポ゛の高いデータ列ばかりか、低いデータ列に
対しても同時かつ一率に符号化するため伝送路の必要帯
域の増大や誤シ訂正効率が低下して能率が悪かった。
り訂正符号適用方式では、連続ビット誤りの発生する確
率増大のために、誤り訂正能力が落ちる。とともに、誤
り発生確ポ゛の高いデータ列ばかりか、低いデータ列に
対しても同時かつ一率に符号化するため伝送路の必要帯
域の増大や誤シ訂正効率が低下して能率が悪かった。
本発明は、従来の誤シ訂正符号方式の有していた前記の
欠点を除去することであり、伝送路で必要とする帯域の
増加を少なくおさえ、かつ伝送路で発生する誤シの発生
性質に応じた誤り訂正符号を適用することにより、誤り
訂正効率の大きい誤り訂正符号適用方式を提供すること
を目的とする。
欠点を除去することであり、伝送路で必要とする帯域の
増加を少なくおさえ、かつ伝送路で発生する誤シの発生
性質に応じた誤り訂正符号を適用することにより、誤り
訂正効率の大きい誤り訂正符号適用方式を提供すること
を目的とする。
本発明はディジタルデータ信号の伝送路における誤多発
生確率が、そのディジタルデータ信号において一定の周
期で変化する性質を有するディジタルデータ信号の伝送
に関して、その誤り発生確率の周期に対応してあらかじ
め誤り訂正符号化して伝送し、受信側でとの誤シ訂正符
号化の法則に従って復号化するように構成されたことを
特徴とする特 本発明は、ディジタルデータ“信号の伝送路における誤
り発生確率が、そのディジタルデータ信号において、一
定の信号毎に変化する性質を有しているディジタルデー
タ信号の伝送に関して、その誤り発生確率の高い一部の
ディジタルデータ信号のみに対して、あらかじめ誤り訂
正符号化して伝送し、受信側でこれを用いて復号化する
ように構成することができる。
生確率が、そのディジタルデータ信号において一定の周
期で変化する性質を有するディジタルデータ信号の伝送
に関して、その誤り発生確率の周期に対応してあらかじ
め誤り訂正符号化して伝送し、受信側でとの誤シ訂正符
号化の法則に従って復号化するように構成されたことを
特徴とする特 本発明は、ディジタルデータ“信号の伝送路における誤
り発生確率が、そのディジタルデータ信号において、一
定の信号毎に変化する性質を有しているディジタルデー
タ信号の伝送に関して、その誤り発生確率の高い一部の
ディジタルデータ信号のみに対して、あらかじめ誤り訂
正符号化して伝送し、受信側でこれを用いて復号化する
ように構成することができる。
さらに本発明は、多値レベル信号に変換して伝送するデ
ィジタルデータ信号の伝送に関して、そのディジタルデ
ータ信号と多値レベルとの間の対応において、多値レベ
ルの最小レベル間隔を規定するのに対応するディジタル
データ信号の中の信号を含み、最大のレベル間隔を規定
するのに対応するディジタルデータ信号の中の信号は含
まない信号群に対してのみあらかじめ誤り訂正符号化し
て伝送し、受信側でこれを用いて復号化するように構成
することができる。
ィジタルデータ信号の伝送に関して、そのディジタルデ
ータ信号と多値レベルとの間の対応において、多値レベ
ルの最小レベル間隔を規定するのに対応するディジタル
データ信号の中の信号を含み、最大のレベル間隔を規定
するのに対応するディジタルデータ信号の中の信号は含
まない信号群に対してのみあらかじめ誤り訂正符号化し
て伝送し、受信側でこれを用いて復号化するように構成
することができる。
さらに本発明は、多値ディジタル直交振幅変調を用いて
伝送される、ディジタルデータ信号の伝送に関しては、
差動輪−理変換が、適用されるディ、ジタルデータ信号
の中の信号列を除いた、ディジタルデータ信号の中の信
号列またはその一部に対しての＋あらかじめ誤り訂正符
号化して伝送し、受信側でこれを用いて復号化するよう
に構成することができる。
伝送される、ディジタルデータ信号の伝送に関しては、
差動輪−理変換が、適用されるディ、ジタルデータ信号
の中の信号列を除いた、ディジタルデータ信号の中の信
号列またはその一部に対しての＋あらかじめ誤り訂正符
号化して伝送し、受信側でこれを用いて復号化するよう
に構成することができる。
以下添付図面によυ本発明の実施例を詳細に説明する。
この説明は１６ Ｑ Ａ Ｍ変調方式の例である。。
第・６図は本発明の実施例方式のブロック構成図であっ
て、入力信号２１０４列のディジタルデータ信号のうち
２列（Ｓα１１、Ｓα１２、Ｓヶ１３・・・・・・およ
びＳａ２１．５ａ２２．５ａ２３・・・・・・）は誤シ
訂正符号化することなく、そのまま多重化回路２０６に
印加される。一方入力信号２１の残りの２列の信号列（
Ｓａ３１、Ｂａ５２、Ｓα３３・・・・・・および５ａ
４１．５ａ４２、Ｓａ４５・・・・・・）は符号器２０
１を介して多重化回路２０６に印加される。この符号器
２０１ではワード（５ａ３１、Ｂａ５２．８，４１ ）
、（５ａ３３．５ａ４２、Ｓα４３）、（５１７３４、
Ｓ、３５．８（ｘ４４ ）、 （Ｓα３６．５ｔｒ４
５、Ｓα４６）という３ピツトのワード毎に符号化した
とすれば、出力は符号化された（Ｓγ３１、Ｓγ３２．
８γ４１、Ｐβ１）、（Ｓγ３３．８γ４２．５ｒ４３
、Ｐβ２）（Ｓγ３４．８７３５．８７４４、Ｐβ３）
、（８１３６，８γ４５、Ｓγ４６、Ｐβ４）のワード
となる。これらの信号は多重化回路２０６で多重化され
出力信号３２となる。
て、入力信号２１０４列のディジタルデータ信号のうち
２列（Ｓα１１、Ｓα１２、Ｓヶ１３・・・・・・およ
びＳａ２１．５ａ２２．５ａ２３・・・・・・）は誤シ
訂正符号化することなく、そのまま多重化回路２０６に
印加される。一方入力信号２１の残りの２列の信号列（
Ｓａ３１、Ｂａ５２、Ｓα３３・・・・・・および５ａ
４１．５ａ４２、Ｓａ４５・・・・・・）は符号器２０
１を介して多重化回路２０６に印加される。この符号器
２０１ではワード（５ａ３１、Ｂａ５２．８，４１ ）
、（５ａ３３．５ａ４２、Ｓα４３）、（５１７３４、
Ｓ、３５．８（ｘ４４ ）、 （Ｓα３６．５ｔｒ４
５、Ｓα４６）という３ピツトのワード毎に符号化した
とすれば、出力は符号化された（Ｓγ３１、Ｓγ３２．
８γ４１、Ｐβ１）、（Ｓγ３３．８γ４２．５ｒ４３
、Ｐβ２）（Ｓγ３４．８７３５．８７４４、Ｐβ３）
、（８１３６，８γ４５、Ｓγ４６、Ｐβ４）のワード
となる。これらの信号は多重化回路２０６で多重化され
出力信号３２となる。
第７図に多重化された・出力信号の時間関係の図を示す
。この多重化された信号３２は変調器２０２を経て伝送
路１０３を通り受信側で後調器２０４を通り再生され分
離回路２０７に印加される。分離回路２０７は前記多重
化回路２０６の逆向の操作をして、一部（２列）の信号
を復号器２０５に送る。復号器２０５は符号器２０１に
対応して誤り訂正を実行し、誤り訂正された信号を送出
する。
。この多重化された信号３２は変調器２０２を経て伝送
路１０３を通り受信側で後調器２０４を通り再生され分
離回路２０７に印加される。分離回路２０７は前記多重
化回路２０６の逆向の操作をして、一部（２列）の信号
を復号器２０５に送る。復号器２０５は符号器２０１に
対応して誤り訂正を実行し、誤り訂正された信号を送出
する。
第７図で示されたＡ、Ｂ、Ｏ％Ｄの４つの信号列を、１
６ＱＡＭ方式の信号ビット（ａｂｅｄ）のそれぞれに対
応させれば、Ａ％Ｂは差動論理変換のために２ビツト連
続誤シを生じるが、第７図の時間関係図より明らかなよ
うに、連続するビットに上記した符号化ワードを含まな
いから、誤シ訂正能力を損なうことはない。一方、前記
ｃ、ｄに対応するＯ、Ｄ列は位置がＬＳＤ側であるため
にそのままでは符号誤り率特性が悪いが、これに対して
は前記従来例と同様に３ビツトに１ビツトの誤り訂正符
号をこの部分にだけ設けているため、その特性を改善す
ることができる。しかも第７図の時間関係図よシ明らか
なように、全４列のデータ列は結果として見ると、７ビ
ツトに１ビツトの誤シ訂正符号用の冗長ビットを付加し
たにすぎず、ビットレートあるいは帯域幅は８／７倍に
しか上昇しない。
６ＱＡＭ方式の信号ビット（ａｂｅｄ）のそれぞれに対
応させれば、Ａ％Ｂは差動論理変換のために２ビツト連
続誤シを生じるが、第７図の時間関係図より明らかなよ
うに、連続するビットに上記した符号化ワードを含まな
いから、誤シ訂正能力を損なうことはない。一方、前記
ｃ、ｄに対応するＯ、Ｄ列は位置がＬＳＤ側であるため
にそのままでは符号誤り率特性が悪いが、これに対して
は前記従来例と同様に３ビツトに１ビツトの誤り訂正符
号をこの部分にだけ設けているため、その特性を改善す
ることができる。しかも第７図の時間関係図よシ明らか
なように、全４列のデータ列は結果として見ると、７ビ
ツトに１ビツトの誤シ訂正符号用の冗長ビットを付加し
たにすぎず、ビットレートあるいは帯域幅は８／７倍に
しか上昇しない。
このように、本発明では、ＬＳＤ側の符号誤シの発生確
率の高い、２列に対してのみ誤り訂正符号の付加および
その復号を行い、しかも差動変換による連続ビット誤り
の影響がないように多重化されているため、高能率の誤
シ訂正符号適用方式％式％ 以上の説明では、多重化回路と符号器、１だ分離回路と
復号器を別々のものとして示したが、こＬらが一体とな
って動作するようにしてももちろん同様の効果が得られ
る。丑た多重化回路で、他の信号１例えばフレーム同期
信号等が付加される場合でも同様に用いられる。また１
６ＱＡＭ以外例えば３２ＱＡＭの場合５列のうちＬ Ｓ
Ｄ側の３列または２列あるいＶよ１列に対して適用し
ても前記と同様のことが行える。
率の高い、２列に対してのみ誤り訂正符号の付加および
その復号を行い、しかも差動変換による連続ビット誤り
の影響がないように多重化されているため、高能率の誤
シ訂正符号適用方式％式％ 以上の説明では、多重化回路と符号器、１だ分離回路と
復号器を別々のものとして示したが、こＬらが一体とな
って動作するようにしてももちろん同様の効果が得られ
る。丑た多重化回路で、他の信号１例えばフレーム同期
信号等が付加される場合でも同様に用いられる。また１
６ＱＡＭ以外例えば３２ＱＡＭの場合５列のうちＬ Ｓ
Ｄ側の３列または２列あるいＶよ１列に対して適用し
ても前記と同様のことが行える。
以上述べたように、本発明では、伝送路で発生する誤り
の発生確率の性質に応じて、誤り訂正符号を適用してい
るため、全体として、少ない冗長度で優れた誤シ訂正能
力を示す方式が得られる。
の発生確率の性質に応じて、誤り訂正符号を適用してい
るため、全体として、少ない冗長度で優れた誤シ訂正能
力を示す方式が得られる。
第１図は従来例方式のブロック構成図。
第２図は他の従来例方式のブロック構成図。
第５図は第２図の方式における信号の時間関係を示す図
。 第４図は第３図の信号例に冗長パリティピットを付加し
た図。 第５図は本発明の実施例方式の信号配置を示す図。 第６図は本発明の実施例方式のブロック構成図。 第７図は第６図の信号の時間関係金示す図。 ヱ０１．２０１・・・符号器、１０２．２０３・・・変
調器、１０３・・・伝送路、１０４．２０４・・・復調
器、１０５．２０５・・・後号器、２０６・・・多重化
回路、２０７・・・分離回路。 特許出願人日本電気株式会社 代理人 弁理子弁 邑 直 孝 、￥１１ 図 兜 ２ 口 Ｄ −−−−Ｓ ４１ Ｓｔ＋４２５ａ４３ Ｐａ４
−−−−− Ｍ ４ 圓月 ５ 回 九 ６ ロ ３７ 図
。 第４図は第３図の信号例に冗長パリティピットを付加し
た図。 第５図は本発明の実施例方式の信号配置を示す図。 第６図は本発明の実施例方式のブロック構成図。 第７図は第６図の信号の時間関係金示す図。 ヱ０１．２０１・・・符号器、１０２．２０３・・・変
調器、１０３・・・伝送路、１０４．２０４・・・復調
器、１０５．２０５・・・後号器、２０６・・・多重化
回路、２０７・・・分離回路。 特許出願人日本電気株式会社 代理人 弁理子弁 邑 直 孝 、￥１１ 図 兜 ２ 口 Ｄ −−−−Ｓ ４１ Ｓｔ＋４２５ａ４３ Ｐａ４
−−−−− Ｍ ４ 圓月 ５ 回 九 ６ ロ ３７ 図
Claims (4)
- （１） ディジタル信号伝送の伝送路における誤多発
生の確率が周期的に変化する性質を有するディジタル信
号伝送方式において、 送信側には、上記伝送路における誤多発生の確率が変化
する周期に対応して誤り訂正符号化を行う手段を備え、 受信側には、上記誤り訂正符号化の法則に従って復号化
する手段を備えたことを特徴とするディジタル信号伝送
の誤り訂正方式。 - （２）誤り訂正符号化を行う手段は、誤多発生の確率が
変化する周期にあわせて誤り発生の確率が高い信号に限
り誤り訂正符号化を行うように構成された特許請求の範
囲第（１）項に記載のディジタル信号伝送の誤り訂正方
式。 - （３） ディジタル信号伝送方式が多値レベルゲイジ
タル信号伝送方式であシ、 誤シ訂正符号化を行う手段は、多値レベルの最小レベル
間隔′を規定する情報を含み多値レベルの最大レベル間
隔を規定する情報を含まない信号群に限シ誤シ訂正符号
化を行うように構成された特許請求の範囲！ （１）項
に記載のディジタル信号伝送の誤シ訂正方式。 - （４）ディジタル信号伝送方式が直交振幅変調を用いて
伝送される方式であり１ 、誤り訂正、符号化を行う手段は、差動論理変換が適用
されるディジタル信号列を除く信号列またはその信号列
の一部に限シ誤シ訂正符号化を行うように構成された特
許請求の範囲第（１）項に記載のディジタル信号伝送の
誤り訂正方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13443082A JPS5923946A (ja) | 1982-07-30 | 1982-07-30 | デイジタル信号伝送の誤り訂正方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13443082A JPS5923946A (ja) | 1982-07-30 | 1982-07-30 | デイジタル信号伝送の誤り訂正方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5923946A true JPS5923946A (ja) | 1984-02-07 |
Family
ID=15128189
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13443082A Pending JPS5923946A (ja) | 1982-07-30 | 1982-07-30 | デイジタル信号伝送の誤り訂正方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5923946A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6292556A (ja) * | 1985-10-17 | 1987-04-28 | Nec Corp | デイジタル信号伝送方式 |
| JPS6328549A (ja) * | 1986-07-16 | 1988-02-06 | Hiroshi Kajitani | スケール研摩装置 |
| JPH0214649A (ja) * | 1988-06-30 | 1990-01-18 | Nec Corp | 符号誤り訂正装置 |
| JP2015188167A (ja) * | 2014-03-27 | 2015-10-29 | 日本電信電話株式会社 | 通信装置およびマッピング方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5479505A (en) * | 1977-12-07 | 1979-06-25 | Mitsubishi Electric Corp | Data transfer unit |
-
1982
- 1982-07-30 JP JP13443082A patent/JPS5923946A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5479505A (en) * | 1977-12-07 | 1979-06-25 | Mitsubishi Electric Corp | Data transfer unit |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6292556A (ja) * | 1985-10-17 | 1987-04-28 | Nec Corp | デイジタル信号伝送方式 |
| JPS6328549A (ja) * | 1986-07-16 | 1988-02-06 | Hiroshi Kajitani | スケール研摩装置 |
| JPH0350666B2 (ja) * | 1986-07-16 | 1991-08-02 | Hiroshi Kajitani | |
| JPH0214649A (ja) * | 1988-06-30 | 1990-01-18 | Nec Corp | 符号誤り訂正装置 |
| JP2015188167A (ja) * | 2014-03-27 | 2015-10-29 | 日本電信電話株式会社 | 通信装置およびマッピング方法 |
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