JPH053180B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はデイジタル通信方式に用いる復調器に
関するもので、特に符号間干渉等より受信出力波
形が劣化している場合に適したデイジタル信号復
調器に関するものである。

〔従来の技術〕

従来のデイジタル通信方式に用いる受信機にお
いては、検波された受信信号を識別して２値デー
タを再生する場合には、各ビツトのほぼ中央に相
当する時点を識別時点とし、受信信号の最大振幅
をほぼ２分するレベルを識別レベルに設定して、
この識別時点における受信信号振幅が識別レベル
より大きいか小さいかによつて受信信号の符号の
極性を判定していた。受信機には、受信Ｓ／Ｎを
向上させるために雑音除去用の低域通過フイルタ
を用いるが、この低域通過フイルタにより信号の
高域成分が除去されるために、その出力波形はパ
ルス状でなく正弦波状になるから、その受信信号
の振幅はビツトの中央付近が最大になり、この点
で識別するのが最も特性が良くなるからである。
つまり、いわゆるアイパターンはビツトの中央付
近が最も開きが大きいから、この時点で識別する
のである。またこの識別方法は、ジツタに対して
も最も強い。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、デイジタル無線通信などで狭帯域化を
図るために、送信側で基底帯域制限を行つた信号
を受信側で検波する場合は、帯域制限が厳しいほ
ど時間軸上での受信波形の拡がりは増大するた
め、検波出力は符号間干渉を受け、識別再生した
デイジタル情報の誤り率特性は劣化するという欠
点があつた。

本発明は上記欠点を除去するため、符号間干渉
等により波形劣化が生じた場合にも良好な誤り率
特性が得られる復調器を提供することを目的とす
る。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、送信側で和分論理変換された２値デ
ータを受信して原符号を識別再生する復調器に係
るものであつて、送受信側や伝送路でナイキスト
周波数成分が消滅しない範囲で帯域制限を受けた
信号を受信し、その受信信号を各ビツトのデータ
遷移点で２つの識別レベルを用いて２値識別する
ことを特徴とする。

〔実施例〕

まず、本発明の動作原理をGMSK（ガウシヤン
フイルタードミニマムシフトキーイング）変調を
用いた場合を例として説明する。

第１図は、GMSK変調された信号の検波出力
波形の一例である。S₁は従来の識別レベル、S₂，
S₃は本発明で使用する識別レベルである。t₁は従
来の識別時点である各ビツトの中央時点、t₂（又
はt₂′）は本発明での識別時点である各ビツトの
データ遷移点である。本発明では、識別時点を従
来のt₁からt₂に変更することに伴つて、識別する
べき信号振幅も従来のh₁からh₂又はh₃に変わるか
ら、識別レベルも各々S₂又はS₃にする。

第２図は、GMSK変調の場合について、実験
により求めた送信側基底帯域制限と受信側基底帯
域制限を併せた総合の3dB帯域幅B_bとビツト周期
Ｔの積であるB_bＴに対して検波された受信信号
波形の開きh₁，h₂，h₃の関係を示す説明図であ
る。受信信号波形の最大値を１とした場合の相対
値で表わしている。ここでは基底帯域制限フイル
タとしてガウス形低域通過フイルタを用い、送受
信の帯域制限をすべて送信側の基底帯域制限に割
り振つた場合を示している。h₁，h₂，h₃はB_bＴに
よつて異なることがわかる。このように、送受信
データに一定値以上の帯域制限をかければ、識別
すべき受信信号波形の開きがh₁からh₂又はh₃に拡
大するからそれだけ雑音余裕が大きくなる。具体
的には、本発明が効果を示すのは、h₂，h₃が零よ
り大きくなる範囲で、B_bＴは約0.17以上であるこ
とがわかる。例えば、帯域制限フイルタとしてガ
ウス形低域通過フイルタの場合を例にとれば、
6dB遮断周波数₁は3dB帯域幅B_bの√２倍である
から、₁の下限はナイキスト周波数_N（＝1/2Ｔ）
の0.48倍（＝0.17×２×√２）となる。0.48_N≦
₁であれば、受信信号中にナイキスト周波数成分
が消滅せずに残つているからである。すなわち、
ナイキスト周波数成分が残つていれば、送信デー
タの２値情報成分が伝送されていることになり、
２値識別が可能になるからである。後述のよう
に、この点がパーシヤルレスポンス伝送系と異な
る点である。（パーシヤルレスポンス伝送系はナ
イキスト周波数成分を伝送しない点が特徴であ
る）なお、₁の上限は特にはないが、_N以下とす
るのが特によい。すなわち、本発明が顕著な効果
を奏する範囲は、0.48_N≦₁≦_Nである。

なお、第１図で、識別時点がt₂の近傍のt₂′に
なつた場合には、識別レベルをS₂′及びS₃′とする
ことにより、識別時点の雑音余裕はh₂′とh₃′によ
り、識別時点t₂の場合に比べて若干減少するだけ
で済む。

次に、送信側での１ビツトの和分変換が必要な
理由を述べる。

本発明で用いる、２つの識別レベルを用いた２
値識別方法においては、検波された信号振幅Ｅが Ｅ≦S₂ および Ｅ≧S₃ ……(1) の時に再生される符号の極性、すなわち符号の論
理を例えば「１」とし、 S₂＜ Ｅ ＜S₃ ……(2) の時に再生される符号の極性、すなわち符号の論
理を例えば「０」とする。もちろん符号の論理は
逆転してもよい。つまり、時点t₂における検波信
号の振幅が、識別レベルS₂とS₃の間にある時には
一方の極性に再生し、それ以外の時は他方の極性
に再生する。しかし、この方法により再生された
２値符号系列d_iは送信された２値符号系列b_iとは
一致しない。その理由は、識別時点t₂で識別して
いるものは受信信号の振幅そのものではなく、受
信信号の連続する２ビツトの極性の変化の有無で
あるからである。すなわち、連続する２ビツトの
極性が変化する場合には、t₂では受信信号振幅Ｅ
はS₂とS₃の間にあり、連続す２ビツトの極性が変
化しない場合にはt₂では受信信号振幅はS₃より大
きいかS₂より小さくなるからである。従つて、本
発明で用いる識別器は自動的に次式の動作を行つ
ていることになる。

d_i＝b_ib_i-1 ……(3) ここで、b_iは送信された２値符号系列、d_iは本
発明の方法により識別された２値符号系列、は
排他的論理和を表す。

従つて、送信された２値符号系列を再生するた
めには、識別された符号系列d_iに特定の処理を施
す必要がある。しかし、その場合には識別器の後
にさらに符号変化手段を設けなければならず、受
信器の構成が複雑化する。これを回避するために
は、送信側で予め送信符号系列に１ビツトの和分
変化を施しておけばよい。つまり、送信側では、
送信すべき情報符号系列をa_iとすると、次式で示
す処理を行つて生成した符号系列b_iを送信すれば
よい。

b_i＝a_ib_i-1 ……(4) 以上の処理を行つておけば、次式のように、本
発明により識別された符号系列d_iが直接に情報符
号系列a_iを表すようになるから、識別器の後処理
は不要になる。

d_i＝b_ib_i-1 ＝a_ib_i-1b_i-1 ＝a_i ……(5) 以上により、本発明の動作原理を説明した。

第３図は、本発明の復調器が適用される伝送系
を示す。１はデータ入力端子、２は１ビツト和分
論理変換回路、４は送信部、６は伝送路、７は受
信検波部、９は識別器、である。データ入力端子
１に加えられた２値データは、和分論理変換回路
２で１ビツトの和分論理変換後、送信装置４に加
えられる。一般に送信装置４の中には２値データ
を帯域制限するフイルタが含まれる。送信出力５
は伝送路６を介して受信検波部７に入力される。
一般に送信検波部７には、信号成分より周波数の
高い雑音を除去するためのフイルタが含まれる。
受信検波部出力８は識別回路９において、前述の
識別タイミングで識別再生し、再生データを復調
出力端子１１から出力する。ここで、送信装置４
や受信検波部７には搬送波伝送の場合には変調回
路や復調回路も含まれる。例えば、GMSK変調
を用いる場合には、送信装置４にはガウス形低域
通過フイルタとFM変調器、受信検波部７には
FM復調回路と低域通過フイルタが含まれる。

第４図ａは第３図における和分論理変換回路２
の構成例を、第４図ｂは本発明に用いる識別器の
具体的構成例を、それぞれ示す。１２は排他的論
理和回路、１３は２値データに対する１ビツト遅
延回路、１８，１９はコンパレータ、２０は識別
タイミング抽出回路、２４は排他的論理和回路、
である。

第４図ａにおいて、データ入力端子１に加えら
れた２値データは、排他的論理和回路１２の一方
の入力端子に加えられる。その出力は２分され、
一方は和分論理変換出力となり、もう一方は１ビ
ツト遅延回路１３を介して排他的論理和回路１２
のもう一方の入力端子に加えられる。

第４図ｂにおいて、入力端子１５に加えられた
受信検波部出力８は３分され、コンパレータ１
８，１９及び識別タイミング抽出回路２０に入力
される。コンパレータ１８及び１９ではそれぞれ
第１図における識別レベルS₂（又はS₂′）及びS₃
（又はS₃′）に相当する閾値レベルが入力端子１６
及び１７にそれぞれ加えられ、識別タイミング２
１に従つて第１図のt₂またはその近傍t₂′で識別
判定し、コンパレータ出力２２及び２３には、受
信検波部８が閾値レベルより大きい時には「１」、
小さい時には「０」を出力する。コンパレータ出
力２２と２３は排他的論理和回路２４に入力さ
れ、その出力が識別回路９の出力として復調端子
１１に出力される。以上により本発明における識
別動作が実行できる。なお、本回路の場合、識別
器入力（すなわち検波器出力）の振幅がS₂とS₃の
間にある時に識別出力は「１」と判定されるか
ら、前述の場合と論理が逆になるが、本質的な問
題ではない。

なお、送信側で和分論理変換を行い、受信側で
２つレベルを用いて識別する伝送方式としては、
本発明以外にも、例えばデユオバイナリ方式のよ
うなパーシヤルレスポンス伝送系があり、両者は
一見して類似しているようにも見える。しかし、
パーシヤルレスポンス伝送系とは、ナイキスト周
波数成分が零、すなわち２値信号成分を零とし
て、３値信号成分を伝送するように帯域制限をか
ける通信方式のことであり、本質的に３値等の多
値レベル伝送系である。従つて、受信側でも多値
識別が必須となる。これに対して、本発明ではナ
イキスト周波数成分を残して２値信号伝送を行う
もので、識別レベルを２つ用いる点では３値識別
と同様であるが、あくまで２値識別である点でパ
ーシヤルレスポンスとは異なる。識別時点につい
ても、パーシヤルレスポンス伝送系では従来の２
値伝送を単に３値伝送にしただけだから、各ビツ
トの中央付近での識別が最適であるのに対して、
本発明では各ビツトの最初の時点、つまりデータ
遷移点が最適である点で異なる。つまり本発明と
パーシヤルレスポンス伝送系とは本質的に動作原
理が異なるのである。

〔発明の効果〕

第５図は、本発明をGMSK伝送に適用した時
の特性を実験により求めたものである。送信側基
底帯域制限B_bＴと誤り率10^-3を得るための所要
Ｃ／Ｎ値の関係を示した。比較のため従来の方法
における特性を併せて示したが、本発明の方が特
性が良いことがわかる。なお、送信側基底帯域制
限が、１／B_bＴ＝０（B_bＴ＝∽、すなわちMSK）
になると、第２図によれば、検波波形の開きｈ
２，ｈ３はｈ１の約1/2になるから、Ｓ／Ｎ比も
本発明の方が理論的には6dB劣化し、その分誤り
率特性も劣化するはずであるが、実際にはむしろ
優れているという、当初の予想を超えた結果が得
られている。この理由は、本発明によれば、受信
側の基底帯域制限を厳しくでき、FM検波後のい
わゆる三角雑音を低減できるためと思われる。

以上のように、本発明は符号間干渉等により検
波出力波形が劣化した場合でも、大きな雑音余裕
を持つた識別を行うことができ、誤り率特性の向
上が図れるという利点がある。また本発明は、前
述の例で示したHMSK無線伝送方式の他、例え
ばPSK方式やMSK方式等の他の変復調方式や搬
送波伝送系およびベースバンド伝送系にも幅広く
適用できるし、極めて簡単な回路で実現できると
いう利点もある。

【図面の簡単な説明】

第１図はGMSK変調された信号の検波出力波
形の一例を示す図、第２図は本発明の特徴であ
る、帯域制限された受信信号波形と識別タイミン
グとの関係を示す説明図、第３図は本発明の復調
器が適用される伝送系を示すブロツク図、第４図
ａ及びｂはそれぞれ第３図における和分論理変換
回路及び識別回路の構成例を示す図、第５図は本
発明の特性を示す実験例である。 １……２値データ入力端子、２……和分変換回
路、４……送信装置、７……受信検波部、９……
識別器、１８，１９……コンパレータ、２０……
識別タイミング抽出回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ２つの極性を有する符号を表す２値データ信
   号に１ビツトの和分論理変換が施され、かつ伝送
   中にナイキスト周波数成分が消滅しない範囲で帯
   域制限された信号を受信する受信手段と、 この受信手段から出力される受信信号を各ビツ
   ト毎に識別再生するに際し、振幅の大きい方から
   順にあらかじめ定めた２つの識別レベル（S₂と
   S₃）を設定し、また前記各ビツトのデータ遷移点
   t₂を識別時点に設定し、この識別時点における前
   記受信信号の振幅値が前記２つの識別レベル（S₂
   とS₃）の間にある時にはその受信信号を一方の極
   性の符号と判定し、前記２つの識別レベルの間に
   ない時には他方の極性の符号として判定する識別
   手段 とを備えたことを特徴とするデイジタル信号復調
   器。