JPH047622B2 - - Google Patents
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- JPH047622B2 JPH047622B2 JP58062392A JP6239283A JPH047622B2 JP H047622 B2 JPH047622 B2 JP H047622B2 JP 58062392 A JP58062392 A JP 58062392A JP 6239283 A JP6239283 A JP 6239283A JP H047622 B2 JPH047622 B2 JP H047622B2
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- JP
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- signal
- filter
- transmitter
- data
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 7
- 102000003712 Complement factor B Human genes 0.000 claims description 6
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- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 claims description 2
- DZGWFCGJZKJUFP-UHFFFAOYSA-N tyramine Chemical compound NCCC1=CC=C(O)C=C1 DZGWFCGJZKJUFP-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims 1
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/497—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems by correlative coding, e.g. partial response coding or echo modulation coding transmitters and receivers for partial response systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2003—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation
- H04L27/2007—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained
- H04L27/2017—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained in which the phase changes are non-linear, e.g. generalized and Gaussian minimum shift keying, tamed frequency modulation
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明はＴをデータ信号の信号周期とし、ｎを
データ信号のビツト数とするとき、瞬時ｔ＝nT
において、５つの信号レベルを有するデータ信号
で搬送波を変調して得る周波数変調信号伝送用送
信機に関するものである。
データ信号のビツト数とするとき、瞬時ｔ＝nT
において、５つの信号レベルを有するデータ信号
で搬送波を変調して得る周波数変調信号伝送用送
信機に関するものである。
従来技術
この種送信機に関しては、通信に関するIEEE
会報（IEEE Transactions on
Communications）、Vol.Com.26，no.5，1978年
５月号に発表されているエフ・デ ジヤガー（F.
de Jager），シー・ビー・デツカ（C.B.Dekker）
による論文“デジタル伝送における新しいスペク
トル節減方法、TEM（テームド周波数変調）、
Tamed Frequency Modulation，Ａ Novel
Methed to Achieve Spectrum Economy in
Digital Transmission）”に記載されており既知
である。この論文に記載されている変調は通常、
テームド周波数変調（以下TEMという）と呼ば
れるものである。
会報（IEEE Transactions on
Communications）、Vol.Com.26，no.5，1978年
５月号に発表されているエフ・デ ジヤガー（F.
de Jager），シー・ビー・デツカ（C.B.Dekker）
による論文“デジタル伝送における新しいスペク
トル節減方法、TEM（テームド周波数変調）、
Tamed Frequency Modulation，Ａ Novel
Methed to Achieve Spectrum Economy in
Digital Transmission）”に記載されており既知
である。この論文に記載されている変調は通常、
テームド周波数変調（以下TEMという）と呼ば
れるものである。
周波数変調は、周波数変調搬送波が一定の振幅
であり、非直線増幅により高効率の増幅が可能で
あるため、無線通信システム用として使用するの
に好都合であるが、占有スペクトルが広帯域に及
ぶという難点を有する。デジタル信号伝送におい
ては、このスペクトルの拡がりを減少させるた
め、あるシンボル間妨害を使用して送信しようと
するデータを事前に処理することにより、擬似多
レベル信号を有する信号を得た後、これを周波数
変調器に供給するようにしている。
であり、非直線増幅により高効率の増幅が可能で
あるため、無線通信システム用として使用するの
に好都合であるが、占有スペクトルが広帯域に及
ぶという難点を有する。デジタル信号伝送におい
ては、このスペクトルの拡がりを減少させるた
め、あるシンボル間妨害を使用して送信しようと
するデータを事前に処理することにより、擬似多
レベル信号を有する信号を得た後、これを周波数
変調器に供給するようにしている。
それ故、上述の論文によるときは、まず、次の
コード規定、すなわち、π／２（ao-1／４＋ao／
２＋ao+1／４），−ただし、aoは入力データ信号の
ｎ番目（ｎ−１，２，…）のビツト−により入力
データ信号から擬似５レベル信号を生成した後、
ナイキスト（Nyquist）レイズド コサイン
（raised cosine）フイルタにより形成するを可と
するナイキストフイルタで波し、その後周波
数変調器内でこの信号により搬送波信号を変調す
るようにしている。
コード規定、すなわち、π／２（ao-1／４＋ao／
２＋ao+1／４），−ただし、aoは入力データ信号の
ｎ番目（ｎ−１，２，…）のビツト−により入力
データ信号から擬似５レベル信号を生成した後、
ナイキスト（Nyquist）レイズド コサイン
（raised cosine）フイルタにより形成するを可と
するナイキストフイルタで波し、その後周波
数変調器内でこの信号により搬送波信号を変調す
るようにしている。
このような事前処理操作あるいは同じような操
作により、実際上、所要帯域幅は大幅に縮少され
るが、擬似５レベル信号用として受信機側におい
てかなり複雑な検波回路が必要となり、通常コヒ
ーレント検波を必要とする。
作により、実際上、所要帯域幅は大幅に縮少され
るが、擬似５レベル信号用として受信機側におい
てかなり複雑な検波回路が必要となり、通常コヒ
ーレント検波を必要とする。
発明の目的
本発明の目的は、簡単な受信機を要するのみ
で、通常、この種送信機を含む通信系におけるデ
ータの伝送の信号対雑音比の向上をはかることが
でき、かつ非コヒーレント検波に最適な周波数変
調用送信機を提供しようとするものである。
で、通常、この種送信機を含む通信系におけるデ
ータの伝送の信号対雑音比の向上をはかることが
でき、かつ非コヒーレント検波に最適な周波数変
調用送信機を提供しようとするものである。
発明の構成
本発明による送信機の特徴は特許請求の範囲に
記載の如くである。
記載の如くである。
また、1981年６月、デンバーにおけるICC81会
議に提出されたビー・ギヤルコ（P.Galko）、エ
ス・パスパシ−（S.Pasupathy）による論文“一
般形MSKのクラスについて（on ａ class of
generalized MSK）”，１〜６ページに記載され
ている所から、非巡回形２次デジタルフイルタに
対して重み率を調整可能にしうることについても
既知であるが、この論文に含まれるMSK信号の
一般化は、本発明送信機と対比した場合、サンプ
リング時間ｔ−nT（ただしＴはデータ信号のビツ
ト周期の信号周期、ｎ＝０，１，２，３，…）に
おけるアイパターンの改善を目的としており、コ
ヒーレント検波用に適するものであることを銘記
すべきである。
議に提出されたビー・ギヤルコ（P.Galko）、エ
ス・パスパシ−（S.Pasupathy）による論文“一
般形MSKのクラスについて（on ａ class of
generalized MSK）”，１〜６ページに記載され
ている所から、非巡回形２次デジタルフイルタに
対して重み率を調整可能にしうることについても
既知であるが、この論文に含まれるMSK信号の
一般化は、本発明送信機と対比した場合、サンプ
リング時間ｔ−nT（ただしＴはデータ信号のビツ
ト周期の信号周期、ｎ＝０，１，２，３，…）に
おけるアイパターンの改善を目的としており、コ
ヒーレント検波用に適するものであることを銘記
すべきである。
実施例
以下図面により本発明を説明する。
第１図に示すFM送信機の部分は米国特許第
4229821号に記載されているものである。図示送
信機部分はプレモジユレーシヨンフイルタ（前置
変調フイルタ）１を含み、前記フイルタの入力２
に、次式で表示しうるような差動的に符号化する
を可とするデータ信号ａ（ｔ）を供給するように
する。
4229821号に記載されているものである。図示送
信機部分はプレモジユレーシヨンフイルタ（前置
変調フイルタ）１を含み、前記フイルタの入力２
に、次式で表示しうるような差動的に符号化する
を可とするデータ信号ａ（ｔ）を供給するように
する。
ａ（ｔ）＝∞
〓n=-∞
ao・∫（ｔ−nT）
ここで、ao＝＋１または−１，Ｔはビツト周期
の信号周期、またｔ＝nTはサンプリング時間で
ある。
の信号周期、またｔ＝nTはサンプリング時間で
ある。
このプレモジユレーシヨンフイルタは後述する
ように擬似多レベル信号を生成する機能を有す
る。かくして得られる擬似多レベル信号は、搬送
波発生器４より搬送波信号を供給するようにした
周波数変調器５に供給し、前記変調器５により形
成される信号Ｓ（ｔ）をアンテナ端子２３に供給
する。
ように擬似多レベル信号を生成する機能を有す
る。かくして得られる擬似多レベル信号は、搬送
波発生器４より搬送波信号を供給するようにした
周波数変調器５に供給し、前記変調器５により形
成される信号Ｓ（ｔ）をアンテナ端子２３に供給
する。
周波数変調信号Ｓ（ｔ）は次のように書き表わ
される。
される。
Ｓ（ｔ）＝sin｛ω0t＋φ（ｔ）｝
ここで、ω0は搬送波角周波数、またφ（ｔ）は
情報搬送、時間変化位相角である。
情報搬送、時間変化位相角である。
通信に関するIEEE会報（IEEE Transactions
on Communications），Vol.Com.26，no.5，
1978年５月号に発表されているエフ・デ ジヤガ
ー（F.de Jager），シー・ビー・デツカ（C.B.
Dekker）による前述の論文“デジタル伝送にお
ける新しいスペクトル節減方法，TFM（テームド
周波数変調）、（Tamed Frequncy Modulation，
Ａ Novel Method to Achieve Spectrum
Economy in Digital Transmissin）”に記載さ
れているように、TFMにおいては、位相角φ
（ｔ）は、プレモジユレーシヨンフイルタ１によ
つて次式により決められる。
on Communications），Vol.Com.26，no.5，
1978年５月号に発表されているエフ・デ ジヤガ
ー（F.de Jager），シー・ビー・デツカ（C.B.
Dekker）による前述の論文“デジタル伝送にお
ける新しいスペクトル節減方法，TFM（テームド
周波数変調）、（Tamed Frequncy Modulation，
Ａ Novel Method to Achieve Spectrum
Economy in Digital Transmissin）”に記載さ
れているように、TFMにおいては、位相角φ
（ｔ）は、プレモジユレーシヨンフイルタ１によ
つて次式により決められる。
φ(t)＝K0∫t -∞〔∞
〓n=-∞
ao・ｇ(τ-nT)〕・dτ＋Co
ここで、ｇ（τ）はプレモジユレーシヨンフイ
ルタ１の伝達函数、Kpはラジアン／ボルト／秒
で表わした変調器５の感度、また、Cpは任意の定
数である。
ルタ１の伝達函数、Kpはラジアン／ボルト／秒
で表わした変調器５の感度、また、Cpは任意の定
数である。
TFM信号を生成するため、前記プレモジユレ
ーシヨンフイルタ１は非巡回形２次デジタルフイ
ルタ６を具え、前記フイルタ６に第３ナイキスト
（Nyquist）判定基準を満足する低域フイルタ８
を接続する。
ーシヨンフイルタ１は非巡回形２次デジタルフイ
ルタ６を具え、前記フイルタ６に第３ナイキスト
（Nyquist）判定基準を満足する低域フイルタ８
を接続する。
第２図はこのプレモジユレーシヨンフイルタ１
の詳細ブロツク図を示す。すなわち、非巡回形２
次デジタルフイルタ６においては、図示を省略し
た方法で、まず入力信号をＣ＝π／2Kpにより乗
算する。次いで、加算回路１４を用いて、Ｃによ
り乗算された非遅延入力信号を乗算器（マルチプ
ライヤ）１１で重み率（ウエイテイングフアク
タ）1/2で乗算した後の信号と、Ｃにより乗算さ
れ、かつ遅延素子９で１ビツト周期Ｔだけ遅延を
与えられた入力信号を乗算器１２で重み率1/4で
乗算した後の信号と、Ｃにより乗算され、かつ遅
延素子１０で１ビツト周期−Ｔだけ遅延を与えら
れた入力信号を乗算器１３で重み率1/4で乗算し
た後の信号の和を決定する。
の詳細ブロツク図を示す。すなわち、非巡回形２
次デジタルフイルタ６においては、図示を省略し
た方法で、まず入力信号をＣ＝π／2Kpにより乗
算する。次いで、加算回路１４を用いて、Ｃによ
り乗算された非遅延入力信号を乗算器（マルチプ
ライヤ）１１で重み率（ウエイテイングフアク
タ）1/2で乗算した後の信号と、Ｃにより乗算さ
れ、かつ遅延素子９で１ビツト周期Ｔだけ遅延を
与えられた入力信号を乗算器１２で重み率1/4で
乗算した後の信号と、Ｃにより乗算され、かつ遅
延素子１０で１ビツト周期−Ｔだけ遅延を与えら
れた入力信号を乗算器１３で重み率1/4で乗算し
た後の信号の和を決定する。
かくして、このフイルタ６の伝達函数Ｓ（ω）
は次式のようになる。
は次式のようになる。
Ｓ（ω＝Ｃ〔1/4exp−jωt＋１／２
＋１／4expjωt〕＝Ccos2（ωT／２）
この信号は、その伝達函数Ｈ（ω）が次式で定
義されるような低域フイルタ８に供給される。
義されるような低域フイルタ８に供給される。
Ｈ（ω）＝〔(ωT/2)/（2sin
（ωT／２））〕・N1（ω）
ここで、N1（ω）は第１ナイキスト判定基準を
満足し、かつそのためにレイズドコサイン形函を
選定するようにした函数のフーリエスペクトラム
で、次のような値をとる。
満足し、かつそのためにレイズドコサイン形函を
選定するようにした函数のフーリエスペクトラム
で、次のような値をとる。
N1（ω）＝０｜ω｜π・（１−ｒ）／
Ｔに対して、１ N1（ω）＝０｜ω｜π・（１−ｒ）／
Ｔに対して、１ π（１−ｒ）／Ｔ｜ω｜π（１＋ｒ）Ｔに対して
、 〔１−sin｛（（Tω−π）／2r）｝ 上記以外のωのすべての値に対して、０ この場合、いわゆるロールオフ係数ｒは0.25よ
り小さい値に選定する。
Ｔに対して、１ N1（ω）＝０｜ω｜π・（１−ｒ）／
Ｔに対して、１ π（１−ｒ）／Ｔ｜ω｜π（１＋ｒ）Ｔに対して
、 〔１−sin｛（（Tω−π）／2r）｝ 上記以外のωのすべての値に対して、０ この場合、いわゆるロールオフ係数ｒは0.25よ
り小さい値に選定する。
かくして、Ｈ（ω）に対して最も狭い帯域幅
（ｒ−０）を選定した場合、プレモジユレーシヨ
ンフイルタ１の伝達函数Ｇ（ω）は次の値をとる。
（ｒ−０）を選定した場合、プレモジユレーシヨ
ンフイルタ１の伝達函数Ｇ（ω）は次の値をとる。
Ｇ（ω）＝｜ω｜π／Ｔに対してＣ・
ωT・cos2（ωT／２）／２ （sin（ωT／２）） 上記以外のωのすべての値に対して０ かくして、関連のインパルスレスポンスｇ（ｔ）
が決まり、したがつて、情報搬送、時間変化位相
角φ（ｔ）が決まる。
ωT・cos2（ωT／２）／２ （sin（ωT／２）） 上記以外のωのすべての値に対して０ かくして、関連のインパルスレスポンスｇ（ｔ）
が決まり、したがつて、情報搬送、時間変化位相
角φ（ｔ）が決まる。
第３図はこのプレモジユレーシヨンフイルタ１
のインパルスレスポンスを示す。この図から分る
ように、サンプリング時間ｔ＝nT、ただし、ｎ
＝０，１，２，…に対するインパルスレスポンス
の値は、ｔ＝０の場合はVpに等しく、ｔ＝Ｔの
場合はVp／２に等しく、ｔ＝2Tの場合はほぼ０
に等しい。このように、ｔ＝Ｔの場合のインパル
スレスポンスは０に等しくないという事実のた
め、シンボル間妨害が生ずる。また、データ信号
aoは＋１または−１に等しいので、プレモジユレ
ーシヨンフイルタ１により供給される信号は、シ
ンボル間妨害のため、５つの可能な値を有する。
第４図は第２図示プレモジユレーシヨンフイルタ
により供給される信号のアイパターンを示す。こ
の図は時間に対するＶ＝an・ｇ（Ｔ−nT）の値を
ブロツトしたものである。第４図から分るよう
に、信号は時間ｔ＝nTには上記の５つの信号レ
ベルを有する。このようなTFM変調された信号
を受信するための周波数復調器を具えた非コヒー
レント形受信機は、５つの信号レベルのためむし
ろ複雑となる。そこで、より簡単な非コヒーレン
ト形受信機の使用を可能にするため、オランダ国
来公開特許第8200943号（ ）に記載
されているように、時間ｔ＝nTには信号の検波
を行わず、時間ｔ＝（2m−１）Ｔ／２、ただし、
ｍ＝０，１，２…に信号の検波を行う方法が提案
されている。
のインパルスレスポンスを示す。この図から分る
ように、サンプリング時間ｔ＝nT、ただし、ｎ
＝０，１，２，…に対するインパルスレスポンス
の値は、ｔ＝０の場合はVpに等しく、ｔ＝Ｔの
場合はVp／２に等しく、ｔ＝2Tの場合はほぼ０
に等しい。このように、ｔ＝Ｔの場合のインパル
スレスポンスは０に等しくないという事実のた
め、シンボル間妨害が生ずる。また、データ信号
aoは＋１または−１に等しいので、プレモジユレ
ーシヨンフイルタ１により供給される信号は、シ
ンボル間妨害のため、５つの可能な値を有する。
第４図は第２図示プレモジユレーシヨンフイルタ
により供給される信号のアイパターンを示す。こ
の図は時間に対するＶ＝an・ｇ（Ｔ−nT）の値を
ブロツトしたものである。第４図から分るよう
に、信号は時間ｔ＝nTには上記の５つの信号レ
ベルを有する。このようなTFM変調された信号
を受信するための周波数復調器を具えた非コヒー
レント形受信機は、５つの信号レベルのためむし
ろ複雑となる。そこで、より簡単な非コヒーレン
ト形受信機の使用を可能にするため、オランダ国
来公開特許第8200943号（ ）に記載
されているように、時間ｔ＝nTには信号の検波
を行わず、時間ｔ＝（2m−１）Ｔ／２、ただし、
ｍ＝０，１，２…に信号の検波を行う方法が提案
されている。
時間ｔ＝（2m−１）Ｔ／２において受信機の最
適な信号検波を得るためには送信機を変形させる
必要がある。
適な信号検波を得るためには送信機を変形させる
必要がある。
第４図は、時間ｔ＝（2m−１）Ｔ／２における
アイパターンが最適でないことを示す。それは、
第３図に示すインパルスレスポンスがｔ＝Ｔ／２
に値PVpを有し、ｔ＝3T／２に値qVpを有するこ
とによるもので、第４図の場合は時間Ｔ／２には
値PVpおよび零が生ずるだけでなく、これらの値
の上下にほぼqVpだけ拡大された値が生じ、した
がつて、第２図に示すようなプレモジユレーシヨ
ンフイルタは適当とはいえない。
アイパターンが最適でないことを示す。それは、
第３図に示すインパルスレスポンスがｔ＝Ｔ／２
に値PVpを有し、ｔ＝3T／２に値qVpを有するこ
とによるもので、第４図の場合は時間Ｔ／２には
値PVpおよび零が生ずるだけでなく、これらの値
の上下にほぼqVpだけ拡大された値が生じ、した
がつて、第２図に示すようなプレモジユレーシヨ
ンフイルタは適当とはいえない。
それ故、第２図示プレモジユレーシヨンフイル
タを変形する変更により検波時間ｔ＝（2m−１）
Ｔ／２に重み率Ｂによる最適のアイパターンを得
ることができる。このような変形フイルタ１５を
第５図に示す。
タを変形する変更により検波時間ｔ＝（2m−１）
Ｔ／２に重み率Ｂによる最適のアイパターンを得
ることができる。このような変形フイルタ１５を
第５図に示す。
このプレモジユレーシヨンフイルタ１も非巡回
形２次デジタルフイルタ１５と、該フイルタ１５
に接続した第３ナイキスト判定基準を満足する低
域フイルタ１６とを含む。また、前記デジタルフ
イルタ１５は、それぞれ１ビツト周期Ｔの時間遅
延を有する２つの直列配置遅延素子１７および１
８を具えるほか、非遅延入力信号を重み率Ａで乗
算する乗算器１９、１ビツト周期Ｔだけ遅延させ
た入力信号を重み率Ｂで乗算する乗算器２０、な
らびに、１ビツト周期Ｔだけ遅延させた素子１７
の出力信号を重み率Ａで乗算する乗算器２１を含
む３つの分岐線を有し、前記重み率ＡおよびＢの
値を前述の率Ｃにかかわらず、２Ａ＋Ｂ＝１とな
るよう選定する。このようにして得られた信号は
加算回路２２において加算した後、第３ナイキス
ト判定基準を満足する低域フイルタ１６に供給
し、この低域フイルタで波した信号を変調器入
力３に供給するようにする。
形２次デジタルフイルタ１５と、該フイルタ１５
に接続した第３ナイキスト判定基準を満足する低
域フイルタ１６とを含む。また、前記デジタルフ
イルタ１５は、それぞれ１ビツト周期Ｔの時間遅
延を有する２つの直列配置遅延素子１７および１
８を具えるほか、非遅延入力信号を重み率Ａで乗
算する乗算器１９、１ビツト周期Ｔだけ遅延させ
た入力信号を重み率Ｂで乗算する乗算器２０、な
らびに、１ビツト周期Ｔだけ遅延させた素子１７
の出力信号を重み率Ａで乗算する乗算器２１を含
む３つの分岐線を有し、前記重み率ＡおよびＢの
値を前述の率Ｃにかかわらず、２Ａ＋Ｂ＝１とな
るよう選定する。このようにして得られた信号は
加算回路２２において加算した後、第３ナイキス
ト判定基準を満足する低域フイルタ１６に供給
し、この低域フイルタで波した信号を変調器入
力３に供給するようにする。
また、この場合、重み率ＡおよびＢはそれぞれ
１／４以下および1/2以上とし、TFM信号に対して
これらの値が保持されるようにする。以下、重み
率Ｂが0.5に等しくないような第５図示プレモジ
ユレーシヨンフイルタ１で得られる信号により変
調されたFM信号を一般化テームド周波数変調信
号、略して、GTFMと呼ぶことにする。
１／４以下および1/2以上とし、TFM信号に対して
これらの値が保持されるようにする。以下、重み
率Ｂが0.5に等しくないような第５図示プレモジ
ユレーシヨンフイルタ１で得られる信号により変
調されたFM信号を一般化テームド周波数変調信
号、略して、GTFMと呼ぶことにする。
このようなGTFM信号は、検波時間ｔ＝（2m
−１）Ｔ／２には最大限に開いた３レベルアイが
実現されなければならないという要求を満足しな
ければならない。ただし、前記信号はサンプリン
グ時間ｔ＝nTには擬似５レベル信号である。そ
れがため、一方においては、フイルタ１５の重み
率の値、したがつて、サンプリング時間ｔ＝nT
における５レベルの値を変化させて、検波時間ｔ
＝（2m−１）Ｔ／２にアイパターンが３つのレベ
ルのみをもち得るようにし、他方においては、サ
ンプリング時間ｔ＝nTにおける種々の値の間に
おいて信号の変化に影響を与える低域フイルタ１
６のロールオフ係数ｒに対し検波時間ｔ＝（2m−
１）Ｔ／２にアイパターンが上述の３つの値をも
つような値rBを与えるようにしなければならな
い。ロールオフ係数ｒに付加した添字Ｂは、２つ
の他の重み率の１つに等しくない各重み率の値Ｂ
に特定のロールオフ係数の値が加算されているこ
とを示す。
−１）Ｔ／２には最大限に開いた３レベルアイが
実現されなければならないという要求を満足しな
ければならない。ただし、前記信号はサンプリン
グ時間ｔ＝nTには擬似５レベル信号である。そ
れがため、一方においては、フイルタ１５の重み
率の値、したがつて、サンプリング時間ｔ＝nT
における５レベルの値を変化させて、検波時間ｔ
＝（2m−１）Ｔ／２にアイパターンが３つのレベ
ルのみをもち得るようにし、他方においては、サ
ンプリング時間ｔ＝nTにおける種々の値の間に
おいて信号の変化に影響を与える低域フイルタ１
６のロールオフ係数ｒに対し検波時間ｔ＝（2m−
１）Ｔ／２にアイパターンが上述の３つの値をも
つような値rBを与えるようにしなければならな
い。ロールオフ係数ｒに付加した添字Ｂは、２つ
の他の重み率の１つに等しくない各重み率の値Ｂ
に特定のロールオフ係数の値が加算されているこ
とを示す。
第６図は第５図によるプレモジユレーシヨンフ
イルタ１の重み率Ｂ＝0.62、関連のロールオフ係
数rB＝0.36の場合のインパルスレスポンスｇ（ｔ）
を示す。図示のように、インパルスレスポンスの
値は時間ｔ＝Ｔ／２にはpVpに等しく、インパル
スレスポンスqVpの値は時間ｔ＝3T／２には零
に等しい。かくして、検波時間ｔ＝（2m−１）
Ｔ／２におけるシンボル間妨害の発生を防止する
ことができる。
イルタ１の重み率Ｂ＝0.62、関連のロールオフ係
数rB＝0.36の場合のインパルスレスポンスｇ（ｔ）
を示す。図示のように、インパルスレスポンスの
値は時間ｔ＝Ｔ／２にはpVpに等しく、インパル
スレスポンスqVpの値は時間ｔ＝3T／２には零
に等しい。かくして、検波時間ｔ＝（2m−１）
Ｔ／２におけるシンボル間妨害の発生を防止する
ことができる。
第７図はこのプレモジユレーシヨンフイルタ１
の場合に得られるアイパターンを示す。この図は
時間ｔ＝Ｔ／２において最適に開いた３レベルア
イを明白に示しているが、時間ｔ＝０，Ｔ，…に
おける５レベルアイはそれによりかなり害なわれ
る。
の場合に得られるアイパターンを示す。この図は
時間ｔ＝Ｔ／２において最適に開いた３レベルア
イを明白に示しているが、時間ｔ＝０，Ｔ，…に
おける５レベルアイはそれによりかなり害なわれ
る。
第８図は重み率Ｂの値が0.58に等しく、開連の
ロールオフ係数rBの最適値が0.3に等しいフイル
タの場合に得られるアイパターンを示す。この場
合には、時間ｔ＝（2m−１）Ｔ／２におけるアイ
パターンの値は第７図に示す理想的な３レベルア
イパターンの値より僅かだけ偏移したものとな
る。また、重み率Ｂの値が0.68に等しく、関連の
ロールオフ係数rBを有する場合にも、これを同じ
ことが適用される。ただし、このＢの値は等しく
大きな距離に位置し、第８図示アイパターンの値
に関して、Ｂ＝0.62の最適値の反対側にある。
ロールオフ係数rBの最適値が0.3に等しいフイル
タの場合に得られるアイパターンを示す。この場
合には、時間ｔ＝（2m−１）Ｔ／２におけるアイ
パターンの値は第７図に示す理想的な３レベルア
イパターンの値より僅かだけ偏移したものとな
る。また、重み率Ｂの値が0.68に等しく、関連の
ロールオフ係数rBを有する場合にも、これを同じ
ことが適用される。ただし、このＢの値は等しく
大きな距離に位置し、第８図示アイパターンの値
に関して、Ｂ＝0.62の最適値の反対側にある。
第９図は重み率の値Ｂ＝0.54、ロールオフ係数
の値rB＝0.2の場合のアイパターンを示す。この
図は、第７図示アイパターンと比較した場合、時
間ｔ＝Ｔ／２における理想的アイパターンから偏
移しており、その偏移は第４図に示すTFM信号
のアイパターンの場合より大きいことを明白に示
している。実際には、0.54ないし0.66の範囲内の
重み率Ｂの値と、例えば、コンピユータシミユレ
ーシヨン技術により実験的に決められる関連のロ
ールオフ係数rBの値に対して、検波時間ｔ＝（2m
−１）Ｔ／２に良好な３レベルアイを得ることが
できる。
の値rB＝0.2の場合のアイパターンを示す。この
図は、第７図示アイパターンと比較した場合、時
間ｔ＝Ｔ／２における理想的アイパターンから偏
移しており、その偏移は第４図に示すTFM信号
のアイパターンの場合より大きいことを明白に示
している。実際には、0.54ないし0.66の範囲内の
重み率Ｂの値と、例えば、コンピユータシミユレ
ーシヨン技術により実験的に決められる関連のロ
ールオフ係数rBの値に対して、検波時間ｔ＝（2m
−１）Ｔ／２に良好な３レベルアイを得ることが
できる。
発明の要約
凝似５レベル信号で周波数変調した搬送波を送
信するための送信機で、受信機の構造を簡単に
し、信号対雑音比を改善するため、プレモジユレ
ーシヨンフイルタによる検波時間ｔ＝（2m−１）
Ｔ／２に送信機内に凝似３レベル信号を発生させ
るよう形成したものである。
信するための送信機で、受信機の構造を簡単に
し、信号対雑音比を改善するため、プレモジユレ
ーシヨンフイルタによる検波時間ｔ＝（2m−１）
Ｔ／２に送信機内に凝似３レベル信号を発生させ
るよう形成したものである。
第１図は入力データ信号から抽出した凝似５レ
ベル信号で変調された周波数変調搬送信号を伝送
するに適した送信機の一部を示すブロツク図、第
２図はTFM信号を生成するため第１図示送信機
内で使用する従来技術によるプレモジユレーシヨ
ン（前置変調）フイルタのブロツク図、第３図は
第２図示プレモジユレーシヨンフイルタのインパ
ルスレスポンスを示す図、第４図は第２図示プレ
モジユレーシヨンフイルタにより得られるアイパ
ターンを示す図、第５図は本発明に係るプレモジ
ユレーシヨンフイルタの一実施例を示すブロツク
図、第６図はＢ＝0.62、rB＝0.36の場合の第５図
示フイルタのインパルスレスポンスを示す図、第
７図はＢ＝0.62、rB＝0.36の場合に第５図示フイ
ルタにより得られるアイパターンを示す図、第８
図はＢ＝0.58、rB＝0.3の場合に第５図示フイルタ
により得られるアイパターンを示す図、第９図は
Ｂ＝0.54、rB＝0.2の場合に第５図示フイルタによ
り得られるアイパターンを示す図である。 １……プレモジユレーシヨンフイルタ（前置変
調フイルタ）、２……入力端子、３，７……端子、
４……搬送波発生器、５……周波数変調器、６，
１５……非巡回形２次デジタルフイルタ、８，１
６……低域フイルタ、９，１０，１７，１８……
遅延素子、１１，１２，１３，１９，２０，２１
……乗算器（マルチプライヤ）、１４，２２……
加算回路、２３……アンテナ端子。
ベル信号で変調された周波数変調搬送信号を伝送
するに適した送信機の一部を示すブロツク図、第
２図はTFM信号を生成するため第１図示送信機
内で使用する従来技術によるプレモジユレーシヨ
ン（前置変調）フイルタのブロツク図、第３図は
第２図示プレモジユレーシヨンフイルタのインパ
ルスレスポンスを示す図、第４図は第２図示プレ
モジユレーシヨンフイルタにより得られるアイパ
ターンを示す図、第５図は本発明に係るプレモジ
ユレーシヨンフイルタの一実施例を示すブロツク
図、第６図はＢ＝0.62、rB＝0.36の場合の第５図
示フイルタのインパルスレスポンスを示す図、第
７図はＢ＝0.62、rB＝0.36の場合に第５図示フイ
ルタにより得られるアイパターンを示す図、第８
図はＢ＝0.58、rB＝0.3の場合に第５図示フイルタ
により得られるアイパターンを示す図、第９図は
Ｂ＝0.54、rB＝0.2の場合に第５図示フイルタによ
り得られるアイパターンを示す図である。 １……プレモジユレーシヨンフイルタ（前置変
調フイルタ）、２……入力端子、３，７……端子、
４……搬送波発生器、５……周波数変調器、６，
１５……非巡回形２次デジタルフイルタ、８，１
６……低域フイルタ、９，１０，１７，１８……
遅延素子、１１，１２，１３，１９，２０，２１
……乗算器（マルチプライヤ）、１４，２２……
加算回路、２３……アンテナ端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ Ｔをデータ信号の信号周期とし、ｎをデータ
信号のビツト数とするとき、瞬時ｔ＝nTにおい
て、５つの信号レベルを有するデータ信号で搬送
波を変調して得る周波数変調信号伝送用送信機に
おいて、 該送信機はプレモジユレーシヨンフイルタを有
し、このプレモジユレーシヨンフイルタは、サン
プリング瞬時（2m−１）Ｔ／２（但し、ｍは整
数）において、３レベル信号を供給するよう構成
されており、 前記データを受信し、第１及び第２遅延信号を
供給するように接続されている非巡回形２次デジ
タルフイルタと、 Ｂが0.54と0.66の間の値で、かつ2A＋Ｂ＝１で
あるとき、前記第１遅延信号を係数Ａで増倍し、
第２遅延信号を係数Ｂで増倍する手段と、 第３信号の形成のため、前記データ信号を係数
Ａで増倍する手段と、 該第３信号と、前記の増倍された第１及び第２
遅延信号を組合せて出力信号を形成する手段と、 第３ナイキスト判定基準を満足する低域フイル
タで、0.2と0.42の間のロールオフ係数rbを有し、
第１ナイキスト判定基準を満足するレイズトコサ
インフイルタで実現される低域フイルタとを具え
ることを特徴とする周波数変調信号伝送用送信
機。 ２ おのおのＴ秒の遅延を有する第１及び第２遅
延素子の直列回路により前記第１及び第２遅延信
号が形成される特許請求の範囲第１項記載の周波
数変調信号伝送用送信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8201533A NL8201533A (nl) | 1982-04-13 | 1982-04-13 | Een zender ingericht voor het zenden van fm gemoduleerde signalen. |
| NL8201533 | 1982-04-13 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58187048A JPS58187048A (ja) | 1983-11-01 |
| JPH047622B2 true JPH047622B2 (ja) | 1992-02-12 |
Family
ID=19839570
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58062392A Granted JPS58187048A (ja) | 1982-04-13 | 1983-04-11 | 周波数変調信号伝送用送信機 |
Country Status (13)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4531221A (ja) |
| JP (1) | JPS58187048A (ja) |
| AU (1) | AU556010B2 (ja) |
| BE (1) | BE896425A (ja) |
| BR (1) | BR8301828A (ja) |
| CA (1) | CA1221740A (ja) |
| CH (1) | CH661626A5 (ja) |
| DE (1) | DE3312849A1 (ja) |
| FR (1) | FR2525054B1 (ja) |
| GB (1) | GB2118406B (ja) |
| IT (1) | IT1170123B (ja) |
| NL (1) | NL8201533A (ja) |
| SE (2) | SE8301977L (ja) |
Families Citing this family (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0834408B2 (ja) * | 1983-12-23 | 1996-03-29 | ソニー株式会社 | Ｉｉｒデイジタルフイルタ |
| DE3484314D1 (de) * | 1984-11-16 | 1991-04-25 | Itt Ind Gmbh Deutsche | Interpolator fuer digitalsignale. |
| US4868895A (en) * | 1986-12-29 | 1989-09-19 | The Grass Valley Group, Inc. | Optical device copensator |
| JPH0630443B2 (ja) * | 1987-01-16 | 1994-04-20 | ヤマハ株式会社 | デジタル・フエイズ・ロツクド・ル−プ用入力回路 |
| US4757519A (en) * | 1987-10-02 | 1988-07-12 | Hewlett-Packard | Digital premodulation filter |
| NL8703084A (nl) * | 1987-12-21 | 1989-07-17 | Philips Nv | Digitaal premodulatiefilter. |
| TW318297B (ja) * | 1995-05-22 | 1997-10-21 | Motorola Inc | |
| US5796780A (en) * | 1996-02-09 | 1998-08-18 | Ericsson Inc. | Coherent modulation of CPM signals |
| US6757334B1 (en) * | 1998-08-10 | 2004-06-29 | Kamilo Feher | Bit rate agile third-generation wireless CDMA, GSM, TDMA and OFDM system |
| US6470055B1 (en) | 1998-08-10 | 2002-10-22 | Kamilo Feher | Spectrally efficient FQPSK, FGMSK, and FQAM for enhanced performance CDMA, TDMA, GSM, OFDN, and other systems |
| US7593481B2 (en) * | 1998-08-31 | 2009-09-22 | Kamilo Feher | CDMA, W-CDMA, 3rd generation interoperable modem format selectable (MFS) systems with GMSK modulated systems |
| US7548787B2 (en) | 2005-08-03 | 2009-06-16 | Kamilo Feher | Medical diagnostic and communication system |
| US7415066B2 (en) * | 1998-08-10 | 2008-08-19 | Kamilo Feher | Mis-matched modulation-demodulation format selectable filters |
| US8050345B1 (en) | 1999-08-09 | 2011-11-01 | Kamilo Feher | QAM and GMSK systems |
| US7079584B2 (en) * | 1998-08-10 | 2006-07-18 | Kamilo Feher | OFDM, CDMA, spread spectrum, TDMA, cross-correlated and filtered modulation |
| US6198777B1 (en) | 1998-08-31 | 2001-03-06 | Kamilo Feher | Feher keying (KF) modualtion and transceivers including clock shaping processors |
| US9373251B2 (en) | 1999-08-09 | 2016-06-21 | Kamilo Feher | Base station devices and automobile wireless communication systems |
| US9813270B2 (en) | 1999-08-09 | 2017-11-07 | Kamilo Feher | Heart rate sensor and medical diagnostics wireless devices |
| US7260369B2 (en) | 2005-08-03 | 2007-08-21 | Kamilo Feher | Location finder, tracker, communication and remote control system |
| US9307407B1 (en) | 1999-08-09 | 2016-04-05 | Kamilo Feher | DNA and fingerprint authentication of mobile devices |
| JP2004175052A (ja) * | 2002-11-29 | 2004-06-24 | Sony Corp | インクジェット被記録媒体、インクジェット画像形成方法及び印画物 |
| US7359449B2 (en) * | 2004-10-05 | 2008-04-15 | Kamilo Feher | Data communication for wired and wireless communication |
| US10009956B1 (en) | 2017-09-02 | 2018-06-26 | Kamilo Feher | OFDM, 3G and 4G cellular multimode systems and wireless mobile networks |
| US7280810B2 (en) * | 2005-08-03 | 2007-10-09 | Kamilo Feher | Multimode communication system |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5624851A (en) * | 1979-08-06 | 1981-03-10 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Digital frequency modulating communication system |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US30182A (en) * | 1860-09-25 | Stove-gkate | ||
| US3506918A (en) * | 1966-12-27 | 1970-04-14 | Xerox Corp | Data channel equalization detector |
| US3492578A (en) * | 1967-05-19 | 1970-01-27 | Bell Telephone Labor Inc | Multilevel partial-response data transmission |
| US3508153A (en) * | 1967-09-11 | 1970-04-21 | Bell Telephone Labor Inc | Automatic equalizer for partial-response data transmission systems |
| US3679977A (en) * | 1969-06-24 | 1972-07-25 | Bell Telephone Labor Inc | Precoded ternary data transmission |
| GB1353019A (en) * | 1970-04-21 | 1974-05-15 | Xerox Corp | Channel-shaping filter |
| JPS5250487B2 (ja) * | 1972-02-04 | 1977-12-24 | ||
| GB1592556A (en) * | 1976-10-28 | 1981-07-08 | Rixon | Quadrature-amplitude-modulation data transmission systems and transmitters |
| NL7709917A (nl) * | 1977-09-09 | 1979-03-13 | Philips Nv | Systeem voor datatransmissie met behulp van een hoekgemoduleerde draaggolf van constante amplitude. |
| NL8200943A (nl) * | 1982-03-08 | 1983-10-03 | Philips Nv | Een niet-coherente ontvanginrichting voor de ontvangst van fm gemoduleerde datasignalen met pseudo vijfwaardige signaalniveaus. |
-
1982
- 1982-04-13 NL NL8201533A patent/NL8201533A/nl not_active Application Discontinuation
-
1983
- 1983-03-24 US US06/478,397 patent/US4531221A/en not_active Expired - Lifetime
- 1983-04-06 CA CA000425348A patent/CA1221740A/en not_active Expired
- 1983-04-08 IT IT20520/83A patent/IT1170123B/it active
- 1983-04-08 GB GB08309553A patent/GB2118406B/en not_active Expired
- 1983-04-09 DE DE19833312849 patent/DE3312849A1/de active Granted
- 1983-04-11 BE BE0/210525A patent/BE896425A/fr not_active IP Right Cessation
- 1983-04-11 CH CH1941/83A patent/CH661626A5/de not_active IP Right Cessation
- 1983-04-11 SE SE8301977D patent/SE8301977L/xx not_active Application Discontinuation
- 1983-04-11 JP JP58062392A patent/JPS58187048A/ja active Granted
- 1983-04-11 BR BR8301828A patent/BR8301828A/pt unknown
- 1983-04-11 SE SE8301977A patent/SE459624B/sv not_active IP Right Cessation
- 1983-04-12 AU AU13418/83A patent/AU556010B2/en not_active Ceased
- 1983-04-13 FR FR838306005A patent/FR2525054B1/fr not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5624851A (en) * | 1979-08-06 | 1981-03-10 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Digital frequency modulating communication system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2525054A1 (fr) | 1983-10-14 |
| BR8301828A (pt) | 1983-12-20 |
| CH661626A5 (de) | 1987-07-31 |
| FR2525054B1 (fr) | 1990-05-04 |
| CA1221740A (en) | 1987-05-12 |
| GB2118406B (en) | 1985-10-09 |
| US4531221A (en) | 1985-07-23 |
| GB2118406A (en) | 1983-10-26 |
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| NL8201533A (nl) | 1983-11-01 |
| SE8301977L (sv) | 1983-10-14 |
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| AU556010B2 (en) | 1986-10-16 |
| AU1341883A (en) | 1983-10-20 |
| BE896425A (fr) | 1983-10-11 |
| IT1170123B (it) | 1987-06-03 |
| DE3312849A1 (de) | 1983-10-13 |
| IT8320520A0 (it) | 1983-04-08 |
| SE459624B (sv) | 1989-07-17 |
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