FR2525054A1 - Emetteur concu pour l'emission de signaux modules en frequence - Google Patents
Emetteur concu pour l'emission de signaux modules en frequence Download PDFInfo
- Publication number
- FR2525054A1 FR2525054A1 FR8306005A FR8306005A FR2525054A1 FR 2525054 A1 FR2525054 A1 FR 2525054A1 FR 8306005 A FR8306005 A FR 8306005A FR 8306005 A FR8306005 A FR 8306005A FR 2525054 A1 FR2525054 A1 FR 2525054A1
- Authority
- FR
- France
- Prior art keywords
- filter
- signal
- modulation
- transmitter
- equal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 102000003712 Complement factor B Human genes 0.000 claims description 6
- 108090000056 Complement factor B Proteins 0.000 claims description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 10
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 19
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 6
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 5
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 210000000056 organ Anatomy 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 description 2
- 150000001768 cations Chemical class 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000037361 pathway Effects 0.000 description 1
- 238000011045 prefiltration Methods 0.000 description 1
- 230000000979 retarding effect Effects 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/497—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems by correlative coding, e.g. partial response coding or echo modulation coding transmitters and receivers for partial response systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2003—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation
- H04L27/2007—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained
- H04L27/2017—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained in which the phase changes are non-linear, e.g. generalized and Gaussian minimum shift keying, tamed frequency modulation
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
EMETTEUR POUR L'EMISSION D'UNE ONDE PORTEUSE MODULEE EN FREQUENCE PAR DES SIGNAUX PSEUDO-PENTAVALENTS. POUR OBTENIR UN RECEPTEUR SIMPLE ET UN MEILLEUR RAPPORT SIGNAL-BRUIT, UN SIGNAL PRATIQUEMENT TRIVALENT EST ENGENDRE DANS L'EMETTEUR AUX MOMENTS DE DETECTION T(2M-1)T2 A L'AIDE D'UN FILTRE DE PREMODULATION.
Description
"Emetteur conçu pour l'émission de signaux modulés en fréquence"
L'invention concerne un émetteur conçu
pour l'émission de signaux modulés en fréquence, compor-
tant un filtre de prémodulation pour engendrer un signal
de données à partir d'un signal de données entrant pré-
sentant aux moments t = n T au moins cinq niveaux de si-
gnal et un modulateur de fréquence connecté au filtre de prémodulation. Un tel émetteur est connu de l'article "Tamed Frequency Modulation a Novel Method to Achieve Spectrum Economy in Digital Transmission" de F Jager et publié dans "IEEE Transactions on Communications", Vol. Com 26 N 5, mai 1978 La modulation décrite dans cet
article concerne la modulation de fréquence dite tempé-
rée (en anglais Tamed Frequency Modulation).
La modulation en fréquence s'applique de préférence aux systèmes de radiocommunication à cause de
l'amplitude constante d'une onde porteuse modulée en fré-
quence, permettant l'amplification à rendement élevé à
l'aide d'amplification non linéaire Toutefois, la modula-
tion en fréquence présente le désavantage que le spectre est assez large Pour réduire ce spectre dans le cas de transmission de signaux numériques, les données à émettre
sont préalablement traitées par application d'une inter-
férence déterminée entre les symboles, de façon à obtenir
des signaux présentant des niveaux de signal pseudo-mul-
tivalent avant de les amener au modulateur de fréquence.
Ainsi, suivant le susdit article pour en-
gendrer un signal TFM, un signal pseudo-pentavalent est d'abord formé à partir d'un signal de données entrant suivant la règle de codage: )( /2 (an_ 1 /4 +an/2 +an+l/4) an représentant le n-ième bit du signal de données entrant, N = 1, 2,, après quoi
il est filtré par un filtre de Nyquist III réalisé à l'ai-
de d'un filtre dit RACOS (appelé en anglais "raised cosi-
ne") et ensuite modulé dans le modulateur de fréquence à
un signal d'onde porteuse.
Un tel traitement préalable ou un traite-
ment préalable semblable réduit notablement la largeur
de bande requise, il est vrai, mais un signal pseudo-pen-
tavalent requiert un circuit de détection assez complexe
du côté réception et normalement une détection cohérente.
L'invention vise à réaliser un émetteur dans lequel il suffit d'utiliser des récepteurs simples et qui permet en général d'obtenir un meilleur rapport signal/bruit dans le cas de transmission de signaux de données dans un système de communication qui est muni d'un tel émetteur et qui est optimal pour une détection cohérente. Conformément à l'invention, l'émetteur du genre mentionné dans le préambule est caractérisé en ce que le filtre de modulation préalable est agencé de plus pour délivrer aux moments d'exploration t = ( 2 m-1)T/2 un signal pratiquement trivalent, T étant la période de la
durée de bits des signaux de données et m étant un nom-
bre entier.
Selon une forme de réalisation préféren-
tielle d'un émetteur conforme à l'invention, dans laquel-
le le filtre de prémodulation contient le montage en sé-
rie d'un filtre numérique de deuxième ordre non récursif présentant trois facteurs de pondération, dont deux sont égaux l'un à l'autre et un filtre passe-bas, qui répond
au troisième critère de Nyquist et qui est réalisé à l'ai-
de d'un filtre dit RACOS, répondant au premier critère de Nyquist, cet émetteur est caractérisé en ce que les facteurs de pondération non égaux présentent les valeurs
A et B, la valeur du facteur de pondération A, B respec-
tivement du filtre de deuxième ordre non récursif étant inférieure à 1/4, respectivement supérieur à 1/2, 2 A +B= 1, selon l'art antérieur Une voie de transmission dupliquée 1 et 2 relie un organe A à un organe D En aval des voies de transmission 1 et 2, sont disposées deux interfaces identiques, Bl et B 2, référencées 3 et 4 Ces interfaces, dans un exemple d'équipement en commutation de centraux téléphoniques sont constituées d'un multisignaleur mis en cascade avec un concentrateur Cet exemple sera repris par la suite Les interfaces Bl et B 2 jouent donc, dans ce cas, un rôle de multiplexeur L'organe D sera, dans cet exemple, un ordinateur recevant des signaux, en provenance de plusieurs organes semblables à A, et multiplexés dans l'interface B Le rôle crucial joué par cette interface B justifie la duplication de cet organe. Par le terme, voie de transmission 1 ou 2 on entend une voie de transmission munie de ses moyens de liaison et en particulier de ses
modems situés de part et d'autre de cette voie de transmission.
La figure 2 représente la liaison entre un organe A et un organe D par l'intermédiaire d'une voie de transmission unique 1 et d'une interface dupliquée B 1-B 2 située en amont de l'organe D On distingue en particulier sur cette figure un point de prélèvement P ayant pour effet d'introduire sur les accès de Bl et B 2 le même signal transmis par la voie de transmission 1 Lors du défaut de fonctionnement d'une des parties de cette interface dupliquée B, le potentiel imposé au point P par la partie de l'interface B en panne pourra être tel qu'il perturbe la transmission du
signal provenant de A à l'autre partie de l'interface B restée en bon état.
Sur la figure 3 on distingue le dispositif de basculement entre les deux accès d'un organe de transmission dupliqué selon l'invention Sur cette figure un signal est transmis de A vers D ici non représenté Ce signal transite à travers une voie de transmission 1 ainsi qu'à travers une interface dupliquée 3-4 On distingue en amont de cette interface dupliquée 3-4 un jeu de coupleurs, respectivement 5-6, auxquels le signal émanant de l'organe A est transmis Ce signal émanant de l'organe A est introduit à l'entrée des coupleurs 5-6 pàr l'intermédiaire d'un circuit de prélèvement P Ce circuit de prélèvement P peut se réduire simplement à une double connexion comme sur la figure 3 ou encore à un adaptateur d'impédance passif Le signal transmis provenant de A étant ainsi B = 0,62 et r B = 0,36; La figure 7 illustre un diagramme de l'oeil
obtenu à l'aide du filtre de prémodulation selon la figu-
re 5 pour B = 0,62 et r B = 0,36.
La figure 8 représente un diagramme de l'oeil obtenu avec un filtre de prémodulation selon la figure 5 pour B = 0,58 et r = 0,3 et La figure 9 un diagramme de l'oeil obtenu avec un filtre de prémodulation selon la figure 5 avec
B = 0,54 etr B = 0,2.
La partie d'un émetteur à modulation de fréquence représentée sur la figure 1 est connue entre
autres du brevet des Etats-Unis d'Amérique 4 229 821.
Elle comporte un filtre de prémodulation 1 à la borne d'entrée 2 duquel est amené un signal de données a(t)de préférence à codage différentiel, signal qui peut être décrit comme o a(t) = > an J (t-n T), n=-o a = + 1 ou -1 et T représentant la période de signal de n
la durée de bits et t = n T représentant les moments d'ex-
ploration. Un signal pseudo-multivalent est engendré
à l'aide de ce filtre de prémodulation à décrire en dé-
tail ci-après Ce signal pseudo-multivalent est amené à un modulateur de fréquence 5 auquel est amené également
un signal d'onde porteuse provenant d'un générateur d'on-
ds porteuses 4 Le signal S(t) formé ainsi par le modula-
teur 5 est délivré à une borne d'antenne 23.
Le signal modulé en fréquence S(t) s'écrit de la façon suivante S(t) = sin Ct + O(t)}
expression dans laquelle wc représente la fréquence an-
gulaire d'onde porteuse et O (t) l'angle de phase variable
dans le temps porteur d'information.
Comme le décrit entre autres l'article Tamed Frequency Modulation a Novel Method to Achieve Spectrum Economy in Digital Transmission" de F de Jager
et C B Dekker publié dans IEEE Transactions on Communi-
cations, Vol Com 26, No 5, mai 1978, l'angle de phase O (t) est déterminé par le filtre de prémodulation 1 dans
le cas de modulation de fréquence tempérée (appelée ci-
après TFM) selon la formule.
t op 0 (t) = K X f an g(t-n T) d t+ C n=-O
expression dans laquelle g(t) est la fonction de trans-
mission du filtre de prémodulation 1 et K la sensibi-
o lité du modulateur 5 en radians /volt/seconde, C étant o
une constante arbitraire.
Pour engendrer des signaux TFM, ce filtre
de prémodulation 1 comporte un filtre numérique de deu-
xième ordre non récursif 6 auquel est connecté un filtre
passe-bas 8 qui répond au troisième critère de Nyquist.
Ce filtre de prémodulation 1 est représen-
té en détail sur la figure 2 Outre le fait que dans le filtre 6, le signal d'entrée est multiplié, d'une façon
non représentée, par une constante C = t/2 Ko, un dispo-
sitif additionneur 14 détermine la somme du signal d'en-
trée non retardé multiplié par C et par un facteur de pondération de 1/2 dans le multiplicateur 11, du signal d'entrée multiplié par C, retardé d'une durée de bit T
dans un élément retardateur 9 et multiplié par un fac-
teur de pondération de 1/4 dans le multiplicateur 12 et du signal d'entrée multiplié par C, retardé d'une durée de bit -T dans un élément retardateur 10 et multiplié
par un facteur de pondération de 1/4 dans le multiplica-
teur 13.
La fonction de transmission S(WO) de ce filtre 6 est ainsi égale à S()=Cl 1/4 exp j WT + 1/2 + 1/4 exp j Tl =C cos 2 (t T/2)
Ce signal est amené au filtre passe-bas 8, dont la fonc-
tion de transmission H(OD) est donnée par H(co) = l(OT/2) / ( 2 sin(W T/2) ) l N 1 (u 3) expression dans laquelle N 1 (W) représente le spectre de Fourier d'une fonction qui satisfait au premier critère de Nyquist et pour laquelle est choisie celle du genre de RACOS (en anglais raised cosine), de sorte que pour N 1 (CO) il s'ensuit que: 1 pour O OJ ( 1-r)/T N 1 ( à) = 1-sin ((T c-i C)2 r} pour -r)/T|+r)/T O pour toutes les autres valeurs dec O. Le facteur dit de retombée r est choisi
inférieur à 0,25.
La fonction de transmission G(<O) du fil-
tre de prémodulation 1, pour lequel pour H(to) est choi-
sie la largeur de bande la plus étroite (r = o) est par conséquent: C WOT cos (t WT/2)/2 (sin (WOT/2)) pour Gt()= lw V e, /T et O O pour toutes les autres valeurs de W. La réponse impulsionnelle correspondante
g(t) est ainsi déterminée et, de ce fait, l'angle de pha-
se variable dans le temps, porteur d'information O (t).
La réponse impulsionnelle de ce filtre de prémodulation 1 est représentée sur la figure 3 Selon
cette figure, pour t = O, les valeurs de la réponse im-
pulsionnelle pour les moments d'exploration t = n T avec n = O, 1, 2, 3 sont égales à V, pour t = T elles sont égales à V /2 et pour t = 2 T environ égales à zéro Etant donné le fait que pour t = T la réponse impulsionnelle
n'est pas égale à zéro, il se produit l'interférence en-
tre les symboles Du fait qu'un signal de données an est
égal à + 1 ou -1, le signal délivré par le filtre de pré-
modulation 1 par suite d'une interférence entre les sym-
boles présente cinq valeurs possibles Le diagramme de l'oeil du signal délivré par le filtre de prémodulation selon la figure 2 est représenté sur la figure 4 Sur cette figure, la grandeur V = a g(T n T) est posée en fonction du temps Comme il ressort de cette figure 4, le signal au moment d'exploration t = n T présente les susdits cinq niveaux de signal Un récepteur non cohérent
muni d'un démodulateur de fréquence conçu pour la récep-
tion d'un tel signal modulé TFM est assez complexe, étant
donné les cinq niveaux de signal Afin de pouvoir appli-
quer un récepteur de signal non cohérent plus simple, le signal n'est pas détecté au moment t = n T, mais au moment t = ( 2 m-l)T/2 avec M = 0, 1, 2, etc comme le décrit
en détail la demande de brevet néerlandais non préalable-
ment publiée NI 82 00943 déposée le 8 Mars 1982 au nom
de N V PHILIPS'GLOEILAMPENFABRIEKEN.
Afin d'optimaliser les détections de si-
gnal aux moments t + ( 2 m-1)T/2 dans le récepteur, il faut
modifier l'émetteur.
La figure 4 illustre qu'aux moments t =( 2 m -1)T/2, le diagramme de l'oeil n'est pas optimal, ce qui
est dé au fait qu'au moment t = T/2, la réponse implusion-
nelle représentée sur la figure 3 présente la valeur p Vp et au moment t = 3 T/2 elle présente la valeur q Vp Ainsi, la figure 4 représente, au moment T/2, outre les valeurs p V et 0, également un élargissement de ces valeurs avec au maximum la valeur q Vp en haut et en bas Le filtre de
prémodulation 1 selon la figure 2 est ainsi moins appro-
prié. La modification du filtre de prémodulation
1 de la figure 2 permet d'obtenir un oeil optimal aux mo-
ments de détection t = ( 2 m-I)T/2 Un tel filtre modifié 1
est représenté sur la figure 5.
Ce filtre 1 comporte un filtre numérique de deuxième ordre non récursif 15 et un filtre passe-bas
connecté au filtre 15 et satisfaisant à ce troisième cri-
tère de Nyquist Le filtre numérique 15 comporte deux
éléments retardateurs montés en série 17 et 18, qui pré-
sentent chacun un retard d'une durée de bit T Trois pri-
ses munis d'un multiplicateur 19, 20, 21 pour la multi-
plication, par un facteur de pondération A, du signal
entrant non retardé, pour la multiplication, par un fac-
teur de pondération B, du signal entrant retardé d'une durée de bit T et pour la multiplication, par un facteur
de pondération A, du signal de sortie retardé d'une du-
rée de bit T de l'élément 17, les facteurs de pondéra-
tion A et B étant choisis de façon qu'ils répondent à 2 A + B = 1, abstraction faite du susdit facteur C Les
signaux ainsi obtenus sont additionnés dans un disposi-
tif de sommation 22 et amenés à un filtre passe-bas 16
qui répond au troisième critère de Nyquist, puis déli-
vrés, après filtrage par ce filtre passe-bas, à l'entrée
3 du modulateur.
La valeur du facteur de pondération A, B est inférieure à 1/4 ou supérieure à 1/2, valeurs qui
s'appliquent à un signal TFM Un signal modulé en fré-
quence par un signal obtenu à l'aide du filtre de pré-
modulation 1 représenté sur la figure 5, le facteur de
pondération B 4 0,5, est appelé ci-après un signal mo-
dulé en fréquence tempéré généralisé, indiqué par GTFM.
Un tel signal GTFM doit satisfaire à l'exigence de réaliser un oeil trivalent qui est ouvert
au maximum aux moments de détection t = ( 2 m-1)T/2, si-
gnal qui est un signal pseudo-pentavalent aux moments d'exploration t = n T A cet effet, d'un côté la valeur des facteurs de pondération du filtre 15 et, de ce fait,
les valeurs de l'oeil pentavalent aux moments d'explo-
ration t = n T doivent être modifiées de façon à permet-
tre que les valeurs du diagramme de l'oeil ne doivent présenter que trois valeurs aux moments de détection t = ( 2 m-1)T/2 et, d'autre part, le facteur de retombée r du filtre passe-bas 16 facteur de retombée r qui influe sur les variations du signal entre les valeurs aux moments d'exploration t = n T peut acquérir une valeur r B telle qu'aux moments de détection t = ( 2 m-1) T/2 présente également les trois dites valeurs L'index
B ajouté au coefficient de retombée r indique qu'une va-
leur spécifique du coefficient de retombée est ajoutée à chaque valeur B de ce facteur de pondération qui n'est
pas égal à l'un des deux autres facteurs de pondération.
La figure 6 illustre la réponse impulsion-
nelle g(t) du filtre de prémodulation 1 selon la figure , pour le facteur de pondération B = 0,62 et un coeffi-
cient de retombée correspondant)t B = 0,36 Comme le mon-
tre cette figure, au moment t = T/2, la valeur de la ré-
ponse impulsionnelle est égale à p V et au moment t = 3 T/2, la valeur de la réponse impulsionnelle q Vp est égale à
zéro Ainsi, l'interférence entre les symboles aux mo-
ments de détection t = ( 2 m-1)T/2 est évitée.
Le diagramme de l'oeil obtenu avec ce fil-
tre de prémodulation 1 est représenté sur la figure 7.
Cette figure montre nettement un oeil trivalent ouvert de
façon optimale au moment t = T/2, ce qui fournit un rap-
port signal/bruit optimal Toutefois, l'oeil pentavalent est de ce fait notablement détérioré aux moments t= 0, T La figure 9 représente le diagramme de l'oeil pour une valeur du facteur de pondération B égale à 0, 58 et la valeur optimale correspondante du coefficient de retombée f B égale à 0,3 Les valeurs du diagramme de
l'oeil aux moments de détection t = ( 2 m-l)T/2 ne s'écar-
tent que légèrement des valeurs du diagramme de l'oeil trivalent idéal selon la figure 7 Il en est de même pour une valeur du facteur de pondération B égale à 0,68 et un coefficient de retombée correspondant r B, valeur de B qui se situe à la même grande distance mais de l'autre côté des valeurs optimales de B = 0,62 par rapport à celle
donnant le diagramme de l'oeil selon la figure 8.
La figure 9 illustre le diagramme de l'oeil
pour les valeurs B = 0,54 et r B = 0,2 Cette figure mon-
tre nettement un écart du diagramme de l'oeil idéal au
moment t = T/2 par rapport au diagramme de l'oeil repré-
senté sur la figure 7, écart qui est encore plus grand pour le diagramme de l'oeil d'un signal TFM représenté
sur la figure 4 Ainsi, en pratique, un bon oeil triva-
lent aux moments de détection t = ( 2 m-l)T/2 s'obtient
pour les valeurs du facteur de pondération B situées en-
tre 0,54 et 0,66 et pour le coefficient de retombée cor-
respondant r B, qui peut être déterminé par voie empiri-
que, par exemple à l'aide de techniques de simulation
d'ordinateurs.
Claims (3)
1 Emetteur conçu pour l'émission de signaux
modulés en fréquence, comportant un filtre de prémodula-
tion pour engendrer un signal de données à partir d'un signal de données entrant présentant aux moments t = n T
au moins cinq niveaux de signal et un modulateur de fré-
quence connecté au filtre de prémodulation, caractérisé en ce que le filtre de modulation préalable est agencé de plus pour délivrer aux moments d'exploration t = ( 2 m
-1)T/2 un signal pratiquement trivalent, T étant la pé-
riode de la durée de bit des signaux de données et m
étant un nombre entier.
2 Emetteur selon la revendication 1, dans laquelle le filtre de prémodulation contient le montage
en série d'un filtre numérique de deuxième ordre non ré-
cursif présentant trois facteurs de pondération dont deux
sont égaux l'un à l'autre et un filtre passe-bas, qui ré-
pond au troisième critère de Nyquist et qui est réalisé
à l'aide d'un filtre dit RACOS, répondant au premier cri-
tère de Nyquist, caractérisé en ce que les facteurs de pondération non égaux présentent les valeurs A et B, la valeur du facteur de pondération A, B respectivement du filtre de deuxième ordre non récursif étant inférieur à 1/4 respectivement supérieur à 1/2, 2 A + B = 1, et le
coefficient de retombée r B du filtre de RACOS étant dif-
férent de 0.
3 Emetteur selon la revendication 1, carac-
térisé en ce que le facteur de pondération B se situe dans une gamme comprise entre les valeurs 0,50 et o,66
et le coefficient de retombée r B présente la valeur cor-
respondante pour un signal trivalent optimal dans une
gamme comprise entre les valeurs 0,3 et 0,42.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8201533A NL8201533A (nl) | 1982-04-13 | 1982-04-13 | Een zender ingericht voor het zenden van fm gemoduleerde signalen. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2525054A1 true FR2525054A1 (fr) | 1983-10-14 |
| FR2525054B1 FR2525054B1 (fr) | 1990-05-04 |
Family
ID=19839570
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR838306005A Expired - Lifetime FR2525054B1 (fr) | 1982-04-13 | 1983-04-13 | Emetteur concu pour l'emission de signaux modules en frequence |
Country Status (13)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4531221A (fr) |
| JP (1) | JPS58187048A (fr) |
| AU (1) | AU556010B2 (fr) |
| BE (1) | BE896425A (fr) |
| BR (1) | BR8301828A (fr) |
| CA (1) | CA1221740A (fr) |
| CH (1) | CH661626A5 (fr) |
| DE (1) | DE3312849A1 (fr) |
| FR (1) | FR2525054B1 (fr) |
| GB (1) | GB2118406B (fr) |
| IT (1) | IT1170123B (fr) |
| NL (1) | NL8201533A (fr) |
| SE (2) | SE459624B (fr) |
Families Citing this family (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0834408B2 (ja) * | 1983-12-23 | 1996-03-29 | ソニー株式会社 | Ｉｉｒデイジタルフイルタ |
| EP0181953B1 (fr) * | 1984-11-16 | 1991-03-20 | Deutsche ITT Industries GmbH | Interpolateur pour signaux numériques |
| US4868895A (en) * | 1986-12-29 | 1989-09-19 | The Grass Valley Group, Inc. | Optical device copensator |
| JPH0630443B2 (ja) * | 1987-01-16 | 1994-04-20 | ヤマハ株式会社 | デジタル・フエイズ・ロツクド・ル−プ用入力回路 |
| US4757519A (en) * | 1987-10-02 | 1988-07-12 | Hewlett-Packard | Digital premodulation filter |
| NL8703084A (nl) * | 1987-12-21 | 1989-07-17 | Philips Nv | Digitaal premodulatiefilter. |
| TW318297B (fr) * | 1995-05-22 | 1997-10-21 | Motorola Inc | |
| US5796780A (en) * | 1996-02-09 | 1998-08-18 | Ericsson Inc. | Coherent modulation of CPM signals |
| US8050345B1 (en) | 1999-08-09 | 2011-11-01 | Kamilo Feher | QAM and GMSK systems |
| US6757334B1 (en) * | 1998-08-10 | 2004-06-29 | Kamilo Feher | Bit rate agile third-generation wireless CDMA, GSM, TDMA and OFDM system |
| US7593481B2 (en) * | 1998-08-31 | 2009-09-22 | Kamilo Feher | CDMA, W-CDMA, 3rd generation interoperable modem format selectable (MFS) systems with GMSK modulated systems |
| US7079584B2 (en) * | 1998-08-10 | 2006-07-18 | Kamilo Feher | OFDM, CDMA, spread spectrum, TDMA, cross-correlated and filtered modulation |
| US6470055B1 (en) * | 1998-08-10 | 2002-10-22 | Kamilo Feher | Spectrally efficient FQPSK, FGMSK, and FQAM for enhanced performance CDMA, TDMA, GSM, OFDN, and other systems |
| US7415066B2 (en) * | 1998-08-10 | 2008-08-19 | Kamilo Feher | Mis-matched modulation-demodulation format selectable filters |
| US7548787B2 (en) | 2005-08-03 | 2009-06-16 | Kamilo Feher | Medical diagnostic and communication system |
| EP1110356A4 (fr) | 1998-08-31 | 2003-05-28 | Kamilo Feher | Modulation par manipulation feher et emetteurs-recepteurs avec processeurs a conformation de signal d'horloge |
| US9813270B2 (en) | 1999-08-09 | 2017-11-07 | Kamilo Feher | Heart rate sensor and medical diagnostics wireless devices |
| US9373251B2 (en) | 1999-08-09 | 2016-06-21 | Kamilo Feher | Base station devices and automobile wireless communication systems |
| US7260369B2 (en) | 2005-08-03 | 2007-08-21 | Kamilo Feher | Location finder, tracker, communication and remote control system |
| US9307407B1 (en) | 1999-08-09 | 2016-04-05 | Kamilo Feher | DNA and fingerprint authentication of mobile devices |
| JP2004175052A (ja) * | 2002-11-29 | 2004-06-24 | Sony Corp | インクジェット被記録媒体、インクジェット画像形成方法及び印画物 |
| US7359449B2 (en) * | 2004-10-05 | 2008-04-15 | Kamilo Feher | Data communication for wired and wireless communication |
| US10009956B1 (en) | 2017-09-02 | 2018-06-26 | Kamilo Feher | OFDM, 3G and 4G cellular multimode systems and wireless mobile networks |
| US7280810B2 (en) * | 2005-08-03 | 2007-10-09 | Kamilo Feher | Multimode communication system |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US30182A (en) * | 1860-09-25 | Stove-gkate | ||
| US3506918A (en) * | 1966-12-27 | 1970-04-14 | Xerox Corp | Data channel equalization detector |
| US3492578A (en) * | 1967-05-19 | 1970-01-27 | Bell Telephone Labor Inc | Multilevel partial-response data transmission |
| US3508153A (en) * | 1967-09-11 | 1970-04-21 | Bell Telephone Labor Inc | Automatic equalizer for partial-response data transmission systems |
| US3679977A (en) * | 1969-06-24 | 1972-07-25 | Bell Telephone Labor Inc | Precoded ternary data transmission |
| GB1353019A (en) * | 1970-04-21 | 1974-05-15 | Xerox Corp | Channel-shaping filter |
| JPS5250487B2 (fr) * | 1972-02-04 | 1977-12-24 | ||
| GB1592556A (en) * | 1976-10-28 | 1981-07-08 | Rixon | Quadrature-amplitude-modulation data transmission systems and transmitters |
| NL7709917A (nl) * | 1977-09-09 | 1979-03-13 | Philips Nv | Systeem voor datatransmissie met behulp van een hoekgemoduleerde draaggolf van constante amplitude. |
| JPS6013630B2 (ja) * | 1979-08-06 | 1985-04-08 | 日本電信電話株式会社 | デイジタル周波数変調通信方式 |
| NL8200943A (nl) * | 1982-03-08 | 1983-10-03 | Philips Nv | Een niet-coherente ontvanginrichting voor de ontvangst van fm gemoduleerde datasignalen met pseudo vijfwaardige signaalniveaus. |
-
1982
- 1982-04-13 NL NL8201533A patent/NL8201533A/nl not_active Application Discontinuation
-
1983
- 1983-03-24 US US06/478,397 patent/US4531221A/en not_active Expired - Lifetime
- 1983-04-06 CA CA000425348A patent/CA1221740A/fr not_active Expired
- 1983-04-08 GB GB08309553A patent/GB2118406B/en not_active Expired
- 1983-04-08 IT IT20520/83A patent/IT1170123B/it active
- 1983-04-09 DE DE19833312849 patent/DE3312849A1/de active Granted
- 1983-04-11 SE SE8301977A patent/SE459624B/sv not_active IP Right Cessation
- 1983-04-11 BR BR8301828A patent/BR8301828A/pt unknown
- 1983-04-11 CH CH1941/83A patent/CH661626A5/de not_active IP Right Cessation
- 1983-04-11 SE SE8301977D patent/SE8301977L/xx not_active Application Discontinuation
- 1983-04-11 JP JP58062392A patent/JPS58187048A/ja active Granted
- 1983-04-11 BE BE0/210525A patent/BE896425A/fr not_active IP Right Cessation
- 1983-04-12 AU AU13418/83A patent/AU556010B2/en not_active Ceased
- 1983-04-13 FR FR838306005A patent/FR2525054B1/fr not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (4)
| Title |
|---|
| IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS AND ELECTRONICS, no. 66, mai 1963 (NEW YORK, US) A. LENDER: "The duobinary technique for high-speed data transmission", pages 214-218 * |
| IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, volume COM20, no. 2, avril 1972 (NEW YORK, US) H.C. VAN DEN ELZEN et al.: "A simple method of calculating the characteristics of FSK signals with modulation index 0,5", pages 139-147 * |
| IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, volume COM-21, no. 5, mai 1978 (NEW YORK, US) F. DE JAGER et al.: "Tamed frequency modulation, a novel method to achieve spectrum economy in digital transmission", pages 534-542 * |
| INTERNATIONAL CONFERENCE ON COMMUNICATIONS, juin 1981, DENVER, IEEE CONFERENCE RECORD, volume 1 (NEW YORK, US) P. GALKO et al.: "On a class of generalized MSK", pages 2.4.1-2.4.5 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| SE459624B (sv) | 1989-07-17 |
| US4531221A (en) | 1985-07-23 |
| JPS58187048A (ja) | 1983-11-01 |
| CA1221740A (fr) | 1987-05-12 |
| JPH047622B2 (fr) | 1992-02-12 |
| IT8320520A0 (it) | 1983-04-08 |
| DE3312849A1 (de) | 1983-10-13 |
| NL8201533A (nl) | 1983-11-01 |
| GB2118406A (en) | 1983-10-26 |
| SE8301977L (sv) | 1983-10-14 |
| CH661626A5 (de) | 1987-07-31 |
| IT1170123B (it) | 1987-06-03 |
| DE3312849C2 (fr) | 1991-05-16 |
| BR8301828A (pt) | 1983-12-20 |
| AU1341883A (en) | 1983-10-20 |
| AU556010B2 (en) | 1986-10-16 |
| FR2525054B1 (fr) | 1990-05-04 |
| SE8301977D0 (sv) | 1983-04-11 |
| GB2118406B (en) | 1985-10-09 |
| BE896425A (fr) | 1983-10-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| FR2525054A1 (fr) | Emetteur concu pour l'emission de signaux modules en frequence | |
| EP0125723B1 (fr) | Dispositif d'égalisation en fréquence porteuse commandé à partir de la bande de base | |
| EP0365431B1 (fr) | Emetteur, procédé d'émission et récepteur | |
| EP0130263B1 (fr) | Procédé d'initialisation d'un filtre annuleur d'écho et système de communication utilisant ledit procédé | |
| FR2732173A1 (fr) | Systeme de communications en diversite de temps a spectre disperse | |
| FR2498398A1 (fr) | Modulateur de donnees pour un modem | |
| EP0125722A1 (fr) | Circuit d'égalisation adaptative et de démodulation conjointes | |
| FR2524742A1 (fr) | Procede de transmission de donnees en duplex sur un circuit telephonique commute et modem correspondant | |
| EP0013343A1 (fr) | Procédé et dispositif pour détecter une séquence pseudo-aléatoire de changements de phase de 0 degré et 180 degrés de la porteuse dans un récepteur de données | |
| CA2027890C (fr) | Procede de correction numerique de non linearite d'une chaine d'emission, et dispositif de mise en oeuvre de ce procede | |
| EP0117596B1 (fr) | Procédé de réduction du temps de convergence d'un annuleur d'écho et dispositif pour mettre en oeuvre ce procédé | |
| FR2546001A1 (fr) | Demodulateur de signaux, a enveloppe constante et phase continue, modules angulairement par un train de symboles binaires | |
| FR2623352A1 (fr) | ||
| FR2584213A1 (fr) | Dispositif de calcul d'une transformee de fourier discrete, glissante, et son application a un systeme radar. | |
| EP0007864A1 (fr) | Formation de voies sonar par des dispositifs à transfert de charges | |
| EP0012884A1 (fr) | Procédé et dispositif pour détecter une séquence pseudo-aléatoire de deux symboles dans un récepteur de données utilisant une modulation à double bande latérale-porteuse en quadrature | |
| FR2503498A1 (fr) | Emetteur pour signaux a modulation angulaire | |
| EP0080544B1 (fr) | Procédé de réception d'un signal de données en modulation à double bande latérale-porteuses en quadrature | |
| FR2820836A1 (fr) | Generateur de signal optique module a bande laterale unique | |
| EP0259419B1 (fr) | Double demodulateur numerique | |
| FR2546693A1 (fr) | Annuleur d'echo a filtre numerique adaptatif pour systeme de transmission | |
| EP1135855B1 (fr) | Filtre numerique a architecture parallele et recepteur de signaux a etalement de spectre utilisant un tel filtre | |
| CA1299679C (fr) | Filtre numerique fonctionnant a frequence intermediaire | |
| FR2758038A1 (fr) | Dispositif d'estimation de l'ecart de frequence existant entre la frequence porteuse d'un signal numerique et la frequence d'un oscillateur local de reception, et recepteur correspondant | |
| CA2060413C (fr) | Procede de detection de signal perturbateur pour demodulateur de donnees numeriques et dispositif de mise en oeuvre d'un tel procede |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| CD | Change of name or company name | ||
| CD | Change of name or company name | ||
| ST | Notification of lapse |