FR2498398A1 - Modulateur de donnees pour un modem - Google Patents

Abstract

UN MODULATEUR DE DONNEES DE TYPE NUMERIQUE POUR UN MODEM COMPREND NOTAMMENT UN MULTIPLICATEUR COMPLEXE 34 QUI RECOIT UNE SEQUENCE DE SYMBOLES PROVENANT D'UN CODEUR 30 ET DES ECHANTILLONS D'UNE FONCTION EXPONENTIELLE COMPLEXE PROVENANT D'UN GENERATEUR DE SIGNAL PORTEUR 32, ET QUI FAIT LE PRODUIT DES SIGNAUX QUI LUI SONT APPLIQUES POUR FORMER UN SIGNAL DE SORTIE COMPLEXE. LE SIGNAL DE SORTIE DU MULTIPLICATEUR EST APPLIQUE A UN FILTRE NUMERIQUE 36 QUI ATTAQUE UN SELECTEUR DE VALEUR REELLE 38. LE SIGNAL DE SORTIE DU SELECTEUR EST APPLIQUE A UN CONVERTISSEUR NUMERIQUE-ANALOGIQUE 40 QUI FOURNIT LE SIGNAL ANALOGIQUE MODULE DESIRE.

Description

"Modulateur de donné s pour un modem" La présente invention concerne les

émetteurs de modem, c'est-à-dire des dispositifs qui génèrent un signal

porteur modulé représentatif d'un train de données numéri-

ques. L'émetteur de modem classique consiste en un codeur, un filtre et un modulateur, connectés dans cet ordre. Le codeur'prend un nombre entier de bits, soit m bits,à la fois, et il les code en symboles. Ainsi, si le débit binaire est de R bits par seconde, le codeur groupe les bits en R/m symboles par seconde, chaque symbole étant

émis en un intervalle de temps T=m/R secondes, qu'on appel-

le intervalle de transmission ou intervalle de symbole. Le

codeur génère un signal distinct pour chacune des 2m combi-

naisons de bits possibles qui constituent un symbole; et l'ensemble de tous les 2 signaux possibles constitue ce qu'on appelle de façon habituelle la constellation

de signaux. Si le type de modulation désiré est la modula-

tion d'impulsions en amplitude, chaque signal est alors

une impulsion dont l'amplitude est déterminée par le sym-

bole, comme par exemple des amplitudes de -3, -1, 1 et 3 m pour une transmission quaternaire (m=2, 2 =4). On appelle

ceci une modulation unidimensionnelle du fait que le sym-

bole détermine un seul paramètre, soit dans ce cas l'am-

plitude. Pour la modulation d'amplitude en quadrature (ou

la modulation combinée en phase et en amplitude), une cons-

tellation de signaux bidimensionnelle est nécessaire. Les paramètres du signal sont souvent désignés comme étant les parties "réelle" et "imaginaire" d'un signal à valeurs complexes. Par exemple, pour une modulation à 4 phases, les points de signal peuvent être situés à (1,1), (1, -1), (-1, -1), et (-1, 1). En général, un système à modulation unidimensionnelle ou en amplitude est un sous-ensemble d'un

système à modulation d'amplitude en quadrature (c'est-à-

dire qu'il peut être obtenu en tant que cas spécial de ce dernier). Dans un émetteur analogique classique, les valeurs

numériques de la séquence de symboles sont converties en impul-

sions de tension analogiques puis elles sont filtrées pour limiter le spectre du signal à la bande désirée ayant une fréquence maximale inférieure à la fréquence porteuse. Le signal de sortie du filtre est ensuite multiplié par le signal porteur pour produire le signal modulé. Dans les systèmes à modulation bidimensionnelle

(pour lesquels la figure 1 du brevet U.S. 3 887 768 pré-

sente un exemple de structure d'émetteur), les parties réelle et imaginaire de la séquence de symboles à valeurs complexes peuvent être converties séparément en une paire

de trains d'impulsions analogiques. Les deux trains d'im-

pulsions sont ensuite filtrés par des filtres analogiques identiques. Le signal de sortie du filtre qui reçoit le signal d'entrée "réel" est ensuite modulé par une onde en cosinus à la fréquence porteuse, tandis que le signal de sortie de l'autre filtre est modulé par une onde en sinus

(c'est-à-dire déphasée de 900) de même fréquence. Les si-

gnaux modulés "en phase" et "en quadrature" sont superposés

pour créer le signal en modulation d'amplitude en quadra-

ture destiné à l'émission.

Le brevet U.S. 4 123 710 montre comment on peut utiliser une structure similaire pour produire un émetteur à modulation d'amplitude en quadrature à réponse partielle,

par l'inclusion de codeurs à réponse partielle.

Les modes de réalisation numériques classiques

reposent sur un principe similaire. Cependant, les opéra-

tions de filtrage et de modulation sont accomplies sur des trains d'échantillons numériques. Enfin, la séquence d'échantillons numériques représentant le signal porteur

modulé est convertie en impulsions analogiques et est fil-

trée pour générer le signal analogique.

Il est bien connu que le filtrage dans le domaine des fréquences produit un étalement dans le domaine des temps, ce qui fait que le signal associé à chaque intervalle

de symbole déborde dans d'autres intervalles de symbole.

Dans le brevet U.S. 3 128 342, on obtient un effet similaire

au filtrage dans le domaine des fréquences, par des techni-

ques de génération de signal dans le domaine des temps. On génère deux ondes porteuses Et la phase de l'une d'elles est représentative de l'intervalle de symbole courant, tandis que l'autre est générée avec la phase qui doit être affectée à l'intervalle de symbole suivant. Les deux ondes porteuses sont modulées en amplitude avec des enveloppes correspondant à la somme d'une fonction cosinus et d'une constante, de façon que,lorsque l'amplitude d'une onde porteuse est à son maximum, l'amplitude de l'autre onde porteuse soit simultanément à son minimum. La superposition

des deux signaux résultants produit le signal en ligne.

Le brevet U.S. 3 988 540 montre une structure

d'émetteur pour modulation de phase, dans laquelle on sé-

lectionne une caractéristique de filtre passe-bande parti-

culière, après quoi,connaissant la fréquence porteuse, l'intervalle de symbole et l'alphabet de symboles qn bande de base, on détermine la réponse du filtre sélectionné à chaque symbole en bande de base possible, en supposant que les oscillations excitées par la réponse cessent

après un nombre fixé d'intervalles de symbole. On enregis-

tre dans une mémoire morte des échantillons de chaque ré-

ponse possible. Ainsi, en additionnant continuellement les échantillons de réponse de l'intervalle de symbole

courant et d'un nombre fixé d'intervalles de symbole supplé-

mentaires (pendant lesquels on suppose que les oscillations excitées se prolongent), on obtient un train d'échantillons composite qui représente les échantillons du signal modulé

et filtré final.

Le brevet U.S. 3 825 834 décrit un émetteur de modem dans lequel on accomplit une modulation d'amplitude à bande latérale unique (BLU) en faisant passer tout d'abord les symboles de données codés en bande de base dans une paire de filtres de transformation de Hilbert, après quoi

on module de façon analogique sur des porteuses en quadra-

ture respectives les signaux résultants qui présentent un dédoublement de phase, et on additionne finalement les deux signaux modulés pour produire le signal en ligne. La demande de brevet U.S. 136 919 déposée par Kameya le 3 avril 1980 décrit l'utilisation d'une paire de filtres de dédoublement de phase numérique (c'est-à-dire de transformation de

Hilbert) dans un récepteur de modem à deux bandes latéra-

les. L'inventeur a découvert ou'il était Possible de réaliser un émetteur de modem à modulation d'amplitude en quadrature, de type numérique, en employant un modulateur numérique complexe suivi par une paire de filtres de transformation de Hilbert. Dans une telle configuration, le nombre de

calculs nécessaires pour effectuer la modulation est con-

sidérablement réduit. De plus, on peut réaliser une pré-

égalisation de phase et d'amplitude du signal en ligne émis, sans augmentation de la complexité de calcul. En outre, si on emploie une telle structure d'émetteur pour

émettre une structure de'signal soit en modulation de pha-

se pure, soit en modulation d'amplitude en quadrature, et si certaines relations de nombres entiers existent entre

la fréquence porteuse et l'intervalle de symbole, il s'en-

suit que, dans le cas de la modulation de phase pure, la procédure de modulation peut être intégrée à la procédure de consultation de table du codeur (et donc éliminée), tandis que,dans le cas de la modulation d'amplitude en

quadrature, le modulateur peut être remplacé par un élé-

ment de mémoire, par lequel on accède séquentiellement

aux échantillons appropriés du signal porteur modulé.

Un aspect de l'invention porte sur un dispositif

comprenant des moyens de-génération'de signal modulé desti-

nés à recevoir une première séquence de symboles de données

x(kt), l'expression x(kt) désignant un nombre réel ou com-

plexe et k désignant l'index de temps du symbole de rang k, et à générer en réponse et à une cadence de symbole de 1/T, une seconde séquence de signaux à valeurs complexes y(kt), le-signal y(kt) représentant le nombre complexe y(kT) = x(kT). exp (j2Wf kT), avec j = et des moyens de filtrage destinés à recevoir la seconde séquence et à générer en réponse une troisième séquence de signaux à valeurs réelles, à une cadence supérieure à la cadence de

symbole, la troisième séquence représentant des combinai-

sons linéaires des parties réelles et imaginaires de la secon-

de séquence de signaux à valeurs complexes y (kT).

Suivant un autre asnect de l'invention, un dis-

positif comprend des moyens de génération de signal mo-

dulé destinés à recevoir une première séquence de symboles de données x (kT), l'expression x(kT) désignant un nombre

réel ou complexe et k désignant l'index de temps du sym-

bole de rang k, et à générer,en réponse et à une cadence

de symbole de 1/T, une seconde séquence de signaux à va-

leurs complexes y(kT), le signal y(kT) représentant le nombre complexe y(kT) = x(kT).exp (j2wfCkl, avec j = des moyens destinés à convertir la seconde séquence en une paire de signaux analogiques représentatifs des parties réelles et imaginaires de la seconde séquence; et des

moyens de filtrage destinés à filtrer et à combiner ensui-

te la paire de signaux analogiques pour générer un'signal

analogique composite qui représente une combinaison linéai-

re de la paire de signaux analogiques.

Dans des modes de réalisation préférés, les moyens

de génération de signal modulé comprennent des moyens des-

tinés à générer des signaux numériques à valeurs complexes successifs dont les valeurs sont égales à des échantillons successifs d'une exponentielle complexe, avec une fréquence égale à la fréquence porteuse, et des moyens destinés à multiplier les signaux successifs de la première séquence par les échantillons exponentiels complexes successifs; la fréquence porteuse est fc; fcT = n/k, en désignant par n et k des nombres premiers entre eux; chaque symbole de la première séquence de symboles de données appartient à m un ensemble de 2 symboles de données possibles; chaque signal numérique de la seconde séquence a une valeur parmi un nombre de valeurs complexes possibles ne dépassant pas k fois 2m; et les moyens de génération de signal modulé comprennent des moyens destinés à enregistrer au maximum k fois 2m signaux numériques à valeurs complexes et des moyens destinés à sélectionner, sous la dépendance de chaque symbole

de données de la première séquence, l'un des signaux numé-

riques à valeurs complexes enregistrés, de façon que les signaux numériques sélectionnés, pris consécutivement, forment

la seconde séquence; seule lu phase de la porteuse est modu-

lée conformément à la première séquence de symboles de données, la fréquence porteuse est fc = n/2m, n étant un

entier positif et 2m étant le nombre de déphasages possi-

bles de la porteuse, chaque signal de la seconde séquence à une valeur parmi un nombre de valeurs complexes possibles ne dépassant pas 2, et les moyens de génération de signal modulé comprennent des moyens destinés à enregistrer et à

sélectionner, sous la dépendance de chaque symbole de don-

nées de la première séqpence, l'une des 2m valeurs comple-

xes possibles, les valeurs complexes sélectionnées, pri-

ses consécutivement, formant la seconde séquence; les moyens de filtrage consistent en un filtre numérique complexe et ils comprennent un circuit numérique destiné à enregistrer successivement un nombre prédéterminé des signaux l'es plus récents de la seconde séquence, à multiplier respectivement

les composantes réelles des signaux enregistrés par un nom-

bre prédéterminé d'un premier ensemble de coefficients, à multiplier respectivement les composantes imaginaires des signaux enregistrés par un nombre prédéterminé d'un second ensemble de coefficients, et à combiner les produits des multiplications pour produire la troisième séquence de

signaux à valeurs réelles; les moyens de filtrage consis-

tent en un filtre complexe travaillant sur des données échan-

tillonnées et il comprend des moyens destinés à échantillon-

ner la paire de signaux analogiques à des instants discrets successifs, des moyens destinés à emmagasiner des charges

électriques dont les valeurs sont représentatives des ampli-

tudes d'un nombre prédéterminé des échantillons les plus

récents de la paire de signaux analogiques aux instants con-

sidérés, des moyens destinés à pondérer respectivement les valeurs des composantes réelles des charges emmagasinées, par un nombre prédéterminé d'un premier ensemble de gains

de prises, à pondérer respectivement les composantes imagi-

naires des charges emmagasinées par un nombre prédéterminé d'un second ensemble de gains de prises, et à combiner les

produits des opérations de pondération pour produire le si-

gnal analogique composite; les valeurs des premier et second

ensembles de coefficients ou de gains de prises sont choi-

sies de telle façon que le spectre de fréquence de la troi-

sième séquence ou du signal analogique composite ait une

caractéristique d'amplitude qui ne présente pas une symé-

trie paire par rapport à la fréquence porteuse et une ca- ractéristique de phase qui ne présente pas une symétrie impaire par rapport à la fréquence porteuse; il existe des moyens destinés à modifier sélectivement les valeurs des premier de second ensembles de coefficients ou de gains de

prises pour faire en sorte que la caractéristique d'ampli-

tude présente une symétrie paire par rapport à la fréquence -porteuse et pour faire en sorte que la caractéristique de

phase présente une symétrie impaire par rapport à la fré-

quence porteuse; et la caractéristique de phase de la troi-

sième séquence ou du signal analogique composite varie de

façon linéaire en fonction de la fréquence.

L'invention sera mieux comprise à la lecture de

la description qui va suivre de modes de réalisation, don-

nés à titre non limitatif. La suite de la description se

réfère aux dessins annexés sur lesquels:

La figure 1 est un schéma synoptique d'un émet-

teur de modem numérique de l'art antérieur.

La figure 2 est un schéma synoptique fonctionnel montrant certains principes qui sont employés dans un

émetteur de modem numérique correspondant à l'invention.

La figure 3 est un schéma synoptique d'un mode de réalisation particulier du modulateur complexe et du filtre numérique complexe d'un émetteur de modem numérique

mettant en oeuvre l'invention.

La figure 4 est un schéma synoptique qui repré-

sente de façon détaillée le filtre numérique de la

figure 3.

La figure 5 représente une structure de signal à

8 phases qui est émise par un mode de réalisation correspon-

dant à une première variante de l'invention.

La figure 6 est un schéma synoptique d'un mode de

réalisation constituant une première variante de l'inven-

tion.

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La figure 7 représente une structure de signal en modulation d'amplitude en quadrature à 16 points qui est émise par un mode de réalisation correspondant à une

seconde variante de l'invention.

La figure 8 est un schéma synoptique d'un mode de réalisation correspondant à une seconde variante de l'invention. La figure 9 est un schéma synoptique d'un mode de réalisation correspondant à une troisième variante de

l'invention.

On va maintenant considérer la figure 1 qui re-

présente un émetteur numérique à modulation d'amplitude en quadrature, 10, d'un type classique de l'art antérieur, qui comporte un codeur 12 qui reçoit en entrée un train

de données numériques et qui, au cours de chaque initer-

valle de symbole de T secondes, fournit en sortie l'un des 2m symboles complexes, x(kt) = xr(kT) + jx (kT), en

désignant par m le nombre de bits qui sont codés dans cha-

que intervalle de symbole et avec j =- f. Les parties

réelles et imaginaires de la séquence de symboles que pro-

duit le codeur 12 sont transmises à des filtres numériques passe-bas identiques 14 et 16, qui assurent une mise en forme du signal en bande de base et qui, par conséquent,

ont normalement une fréquence de coupure de 1/2T, confor-

mément au critère de Nyquist.

Les filtres 14 et 16 prélèvent-et traitent des échantillons du signal de sortie du codeur 12, la fréquence d'échantillonnage des filtres étant supérieure à la cadence de symbole du modem, soit de façon représentative N/T, en désignant par N le nombre d'échantillons par symbole, qui

est un entier supérieur à 1. Les signaux de sortie des fil-

tres 14 et 16, qui sont produits de façon similaire à-la cadence N/T, sont appliqués en entrée de multiplicateurs 18 et 20 dans lesquels ils sont multipliés (c'est-à-dire

modulés) par des échantillons discrets successifs des si-

gnaux porteurs en quadrature cos (2TrfckT/N) et sin(2ifckT/N) (fc désignant la fréquence porteuse, en hertz), et les échantillons dessignauxporteurs étant générés par un

générateur de signal porteur 21. Les échantillons des si-

gnaux porteurs en quadrature filtrés et maintenant modu-

lés sont ensuite combinés dans un soustracteur 22, dans

lequel la composante en sinus est soustraite de la compo-

sante en cosinus.

Le signal de sortie du soustracteur 22, c'est-

à-dire une séquence d'échantillons de signaux porteurs à

valeurs réelles, modulés et filtrés, <s(kT/N)), apparais-

sant à nouveau avec une cadence de N/T, est appliqué à l'entrée d'un convertisseur numérique-analogique 24 dans lequel chaque échantillon numérique s(kT/N) est converti

en une impulsion analogique dont l'amplitude est détermi-

née par la valeur de l'échantillon numérique correspon-

dant.

Le signal analogique résultant traverse un fil-

tre passe-bas analogique 26, qui supprime les composantes de haute fréquence (autour de multiples de la fréquence d'échantillonnage) qui existent de façon inhérente dans le signal de données produit à partir d'échantillons, ce qui donne un signal analogique lisse qui est prêt à être appliqué à un support de transmission, par exemple une

ligne téléphonique.

Les filtres 14 et 16 sonthabituellement

des filtres identiques non récursifs (ou transversaux).

Si on suppose que chacun d'eux possède M coefficients p(mT/N), avec m = 0, 1,...,M-1, espacés dans le temps de T/N secondes, on peut exprimer de la manière suivante un échantillon de signal modulé, en fonction de la séquence de symbole x (kT): s(kT/N) =[{Zxr(nT). p(kT/N-nT)] n

cos (2TlfckT/N) -[ôix1(nT).

n

p(kT/N-nT)]. sin(2 %T fckT/N).

Dans cette expression, la sommation s'étend sur les M coeffi-

cients des filtres et chaque symbole est exprimé par la sommation d'un certain nombre de produits de nombres réels. Cependant, on peut également exprimer chaque symbole sous la forme de la partie réelle d'un nombre complexe, de la manière suivante s(kT/N) =RelEx(nT). p(kT/N - nT).exp (j2lrfckT/N)] n Dans cette expression, Re désigne la partie réelle d'un

nombre complexe (le fait qu'on obtienne un nombre comple-

xe est dû à la présence d'un signal complexe x(nT) et d'une exponentielle complexe dans l'expression), et la sommation s'étend ici encore sur les M coefficients des filtres.

A ce point, il convient de noter les caractéris-

tiques suivantes de l'émetteur de l'art antérieur de la

figure 1.

1. Du fait que pendant chaque intervalle de symbole Tles filtres 14 et 16 appliquent Il échantillons aux modulateurs 18 et 20, le générateur de porteuse 21 doit générer à la même cadence les échantillons de signal porteur en quadrature cos(2tfckT/N) et sin(21rfckT/N),

c'est-à-dire N fois au cours de chaque intervalle de sym-

bole. 2.Si on désire que le signal porteur modulé et

filtré final ait une caractéristique d'amplitude qui pré-

sente une symétrie paire et une caractéristique de phase

qui présente une symétrie impaire par rapport à la fré-

quence porteuse fc, les coefficients p(mT/N) doivent être à valeurs réelles. Si au contraire l'émetteur doit avoir la possibilité de modifier ces formes de symétrie,

comme par exemple lorsqu'on désire pré-égaliser (pré-dis-

tordre) le signal émis pour compenser la distorsion intro-

duite par des caractéristiques imparfaites du filtre analo-

gique, ou une moyenne statistique des caractérisLiques pré-

vues pour le canal, les coefficients p(mT/N) doivent être complexes et cette exigence double le nombre de calculs qui doivent être effectués pendant chaque intervalle de symbole.

On va maintenant considérer la figure 2 qui re-

présente fonctionnellement certains principes del'inven-

tion et sur laquelle un émetteur 28 comporte un codeur de structure classique (c'est-à-dire semblable au codeur

12 de la figure 1), qui accepte un train de données numé-

riques entrant, qui le structure en groupes de m bits et qui fournit en sortie, une fois par intervalle de symbole de T secondes, une valeur de symbole complexe

x(kT) = xr(kT)+jx (kT), avec 2m valeurs de symbole possi-

bles (m étant le nombre de bits codés dans chaque inter-

valle de symbole).

Sur la figure 2, comme sur toutes les autres fi-

gures, une flèche en traits doubles désigne un train nu-

mérique à valeurs complexes, tandis qu'une flèche à un

seul trait désigne un train numérique à valeurs réelles.

Un générateur de signal porteur 32 génère des

valeurs d'échantillon successives de la fonction expo-

nentielle complexe exp (j2irf ckT), et il produit ces échantillons à la cadence 1/T, en désignant par T la

durée de l'intervalle de symbole du modem.

Les signaux de sortie du codeur 30 et du généra-

teur de signal porteur 32 (deux trains de valeurs comple-

xes exprimées sous forme numérique, apparaissant tous deux à une cadence de 1/T) sont appliqués aux entrées d'un

multiplicateur complexe 34 qui, pour chaque paire de va-

leurs complexes présentées, produit un signal de sortie complexe y (kT) qui est le produit de x(kT) et de

exp (j2rf kT).

La séquence résultante de valeurs jy(kT)I corres-

pond à la transposition, en bande passante, du spectre de fréquence en bande de base non filtré de

{x(kT). Ainsi, alors que la séquence de symboles à va-

leurs complexes ix(kT)j a un spectre de fréquence X(f), la séquence de symboles à valeurs complexes fy(kT)j a un

spectre de fréquence donné par X(f-fc), f étant la fré-

quence porteuse.

Le filtre passe-bande 36, qui est un filtre numérique non récursif complexe, échantillonne le signal

de sortie du multiplicateur 34 à une cadence de N/T échan-

tillons par seconde et il produit un signal de sortie filtré complexe à la même cadence. Les M coefficients complexes q(mT/N), avec m = 0, 1,...M- 1, du filtre 36

sont espacés dans le temps de T/N secondes et leurs va-

leurs sont données par:

q(mT/N) = p(mT/N). exp (j2frfcmT/N).

Dans cette expression, p(mT/N), avec m = 0, 1...,M-1, sont les coefficients des deux filtres 14 et 16 de la structure d'émetteur de l'art antérieur de la figure 1, c'est-à-dire que la multiplication des coefficients réels de bande de base de l'art antérieur, p(mT/N),par les échantillons d'une exponentielle complexe produit les

coefficients de filtre complexes q(mT/N).

Un sélecteur de composante réelle 38 reçoit le signal de sortie complexe du filtre 36 à une cadence de N/T, et il sélectionne uniquement la partie réelle de ce signal de sortie (c'est-à-dire qu'il ignore la composante

imaginaire dans le signal de sortie du filtre), pour pro-

duire (à une cadence N/T)un train d'échantillons de si-

gnal porteur à valeurs réelles, modulé (et filtré): [s(kT/N)j. Comme dans la structure d'émetteur de l'art antérieur de la figure 1, le train d'échantillons

{s(kT/N)j est transmis à un convertisseur numérique-analo-

gique 40, qui produit des impulsions analogiques dont les

* amplitudes sont déterminées par les valeurs s(kT/N). Egale-

ment de façon similaire, les impulsions analogiques sont

ensuite lissées par passage dans un filtre passe-bas ana-

logique 42 pour produire le signal prêt à être émis sur la ligne. Le signal de sortie du sélecteur 38, exprimé au moyen des coefficients q(mT/N), est: s(kT/N) = ReZ[(x(nT). exp(j2wfcnT). q(kT/N-nT)] n - Dans cette expression Re désigne la sélection de la partie réelle seulement de l'exprcusion complexe, ce qui est précisément la fonction accomplie par le sélecteur de

valeur réelle 38.

Lorsqu'on combine cette expression de s(kT/N) avec la restriction indiquée précédemment sur les coeffi- cients q(mT/N), c'est-à-dire: q(mT/N) = p(mT/N).exp(j2irfcmT/N), on obtient pour s(kT/N) l'expression suivante:

s(kT/N) =Rej[(x(kT).p(kT/N - nT).exp(j2WfckT/N)].

n

En retournant à l'explication relative à la fi-

gure 1, on verra que ceci est l'échantillon de signal

porteur modulé et filtré qui était produit par la struc-

ture d'émetteur de l'art antérieur de la figure 1.

Il convient de noter que le filtre 36 produit un signal de sortie à valeurs complexes, une fois toutes les T/N secondes, qui est la somme des produits complexes

individuels y(kT) et q(mT/N), formés dans chaque inter-

valle de temps. Le produit de deux nombres complexes de la forme y = Yr + jYi et q = q + Jqi, est yrq - yiq r i r r Y + i(yrqi + Yiqr). Du fait que les composantes imaginaires ne contribuent pas au signal final (c'est-àdire qu'elles

sont fonctionnellement ignorées par le sélecteur de va-

leur réelle 38),il n'est pas nécessaire de les calculer au préalable. La figure 3, qu'on va maintenant considérer, représente un mode de réalisation dans lequel seule est générée la partie réelle du signal de sortie complexe du

filtre 36.

Un convertisseur numérique-analogique 63 et un filtre passe-bas analogique 65 sont incorporés dans la structure de la figure 3 et ils fonctionnent pratiquement

comme leurs équivalents des figures 1 et 2. On voit égale-

ment sur la figure 3 un schéma synoptique plus détaillé du modulateur 34 qui comprend des multiplicateurs 46, 48, 50

et 52, un additionneur 54 et un soustracteur 56. Le modu-

lateur 34 traite (comme il est indiqué schématiquement sur la figure 3) le signal en bande de base complexe x(kT) = Xr(kT) + jxi(kT), une fois par intervalle de symbole de T secondes, pour produire l'échantillon de signal porteur modulé correspondant: y(kT) = y r(kT)+jyi(kT) dans lequel Yr(kT) et yi(kT) sont des nombres réels donnés par: Yr(kT) = xr(kT).cos (2f ckT) -xi(kT).sin (2rfckT) et yi(kT) = xr(kT).sin (2irfckT)

+Xi(kT).cos (21fckT). En retournant momentanément à la figure 2, on voit que le filtre numérique

36 et le sélecteur de valeur

réelle 38 forment conjointement sur cette figure un cir-

cuit 44 qui reçoit un train d'échantillons à valeurs complexes et qui produit à partir de ce dernier un train

d'échantillons de sortie à valeurs réelles qui corres-

pond à une version du train d'entrée soumise à un filtra-

ge passe-bande. Sur la figure 3, un circuit 59, consistant

en filtres numériques parallèles 58 et 60 et en un sous-

tracteur 62, remplace le circuit 44 et remplit cette même fonction. Cependant, alors que le circuit 44 calcule le produit complexe entier, dont la partie imaginaire est ensuite abandonnée, le circuit 59 ne calcule que la partie réelle du produit complexe, ce qui conduit à une économie

dans les calculs.

Les trains d'échantillons de composantes réelle et imaginaire issus du modulateur 34 (c'est-à-dire

lyr(kT)} et /yi(kT)J sont appliqués aux entrées des fil-

tres 58 et 60. Alors que iy(kT), c'est-à-dire le train

d'échantillons complexe issu du modulateur 34, est pro-

duit à la cadence de symbole de 1/T, les filtres 58 et 60

échantillonnent et traitent ce signal de sortie à la ca-

dence supérieure N/T, c'est-à-dire qu'ils traitent N échan-

tillons par intervalle de symbole. Chacun des filtres 58

et 60 comporte M coefficients à valeurs réelles, soit res-

pectivement qr(mT/N) et qi(mT/N) (avec m = 0, 1,...M-l), qui sont respectivement les parties réelles et imaginaires des coefficients du filtre complexe 36, décrit ci-dessus

en relation avec la figure 2.

Pour diminuer le nombre de produits qui doivent être élaborés et accumulés par les filtres 58 et 60 (à chaque intervalle de temps de T/N secondes), il est préfé- rable d'affecter la valeur zéro à N-1 des échantillons prélevés pendant chaque intervalle de symbole T, un seul échantillon restant de chaque intervalle de symbole ayant

la valeur de l'échantillon de signal porteur modulé comple-

xe y(kT), produit par le modulateur 34 pendant cet inter-

valle de symbole. Du fait que les N-1 échantillons ayant la valeur zéro ne contribuent pas au signal de sortie des filtres 58 et 60 (c'est-à-dire que le produit résultant de leur multiplication par un coefficient de filtre serait

invariablement zéro), il n'est pas nécessaire de némori-

ser au préalable les N-1 échantillons ayant la valeur zéro. La considération de ce fait suggère un procédé pour réduire,de M à[M/N](les crochets[]désignant la valeur entière immédiatement supérieure au terme entre crochets), le nombre d'échantillons de signal porteur modulé qu'il faut enregistrer et le nombre de produits que les filtres 58 et 60 doivent élaborer et accumuler. Ce procédé est

représenté sur la figure 4 qu'on va maintenant considérer.

On supposera désormais que M est un multiple de

N, et on écrira donc M/N au lieu de [M/N].

Les filtres 58 et 60 comportent des lignes à

retard respectives 67 et 69, à M/N éléments, et un multi-

plicateur, comme par exemple les multiplicateurs 71 et 73, est associé à chaque élément de retard de ces lignes. Des accumulateurs 75 et 77 reçoivent et accumulent les produits qui sont élaborés dans les multiplicateurs associés aux

lignes à retard respectives 67 et 69.

Une fois par intervalle de symbole de T secondes, les composantes réelle et imaginaire de l'échantillon de

signal porteur modulé (c'est-à-dire yr(kT) et yi(kT)), pro-

duites par le modulateur 34, sont introduites dans les pre-

miers éléments de retard des lignes à retard respectives 67 et 69. Simultanément, l'ensemble des M/N échantillons déjà enregistrés est décalé vers l'avant, et l'échantillon le

plus ancien est rejeté. Ensuite, pendant le reste de l'in-

tervalle de symbole courant, N signaux de sortie de filtre

sont produits, de la manière suivante.

N ensembles consécutifs de coefficients de filtre (auxquels on accède habituellement au moyen d'une mémoire morte) sont présentés aux multiplicateurs associés

aux lignes à retard 67 et 69. Chaque ensemble de coeffi-

cients de filtre est un sous-ensemble à M/N éléments du nombre total M de coefficients. Ainsi, les ensembles de coefficients suivants sont présentés consécutivement aux multiplicateurs associés à la ligne à retard 67: qr(O), qr(N), À.., qr(M-N) qr (), qr(N+1),.., qr(M-N+l)

qr(N-1), qr(2N-1),..., qr(M-1).

Chaque ensemble de coefficients présenté est res-

pectivement multiplié par les M/N échantillons contenus dans la ligne à retard 67, et les produits sont sommés dans l'accumulateur 75, pour donner N signaux de sortie

consécutifs du filtre 58.

De façon similaire, N ensembles consécutifs de coefficients imaginaires sont présentés aux multiplicateurs qui sont associés à la ligne à retard 69, chaque ensemble de coefficients étant un sous-ensemble à M/N éléments du

nombre total M de coefficients imaginaires, et les ensem-

bles de coefficients consécutifs sont les suivants: qi(O), qi(N), À.., qi(M-N) qi(!), qi(N+l), À *,qi(M-N+l)

qi(N-1), qi(2N-1),....qi(M-1).

D'une manière similaire, les N ensembles résul-

tants de M/N produits sont sommés pour donner N signaux de sortie consécutifs du filtre 60, espacés uniformément sur un intervalle de symbole T. Les trains d'échantillons de sortie des filtres

58 et 60, qui sont produits à une cadence N/T, sont ensui-

te appliqués au soustracteur 62, qui soustrait chaque

signal de sortie du filtre 60 du signal de sortie corres-

pondant du filtre 58, pour produire un train d'échantil-

lons de signal numérique à valeurs réelles ts(kT/n)j, représentatif des amplitudes successives du signal porteur modulé désiré. La valeur de chaque échantillon successif s(kT/N) peut s'exprimer sous la forme suivante s(kT/N) =Syr(nT). qr(kT/N-nT) n -y.(nT).q.(kT/N-nT)] -Yi i On peut voir que dans l'émetteur de la figure 3:

1. Il suffit que les échantillons de signal por-

teur cos (21f kT) et sin (2wf kT) (qui déterminent ensem-

c c ble l'échantillon de signal porteur, c'est-à-dire

exp j Q = cosQ + jsing) soient produits une fois par inter-

valle de symbole, au lieu de N fois, comme dans la structu-

re d'émetteur de l'art antérieur de la figure 1.

2. Pendant chaque intervalle de symbole, le nom-

bre de multiplications que doit effectuer le multiplica-

teur 34 est de 4 (le nombre de multiplications nécessaires

pour calculer le produit de deux nombres complexes), tan-

dis que dans l'émetteur de la figure 1, les multiplicateurs 18 et 20 doivent effectuer 2N multiplications pendant la même période (N est de façon habituelle supérieur à 2). 3. Le nombre de calculs par intervalle de symbole qui est exigé du circuit 59 de la figure 3 est le même que celui qui est exigé des filtres 14 et 16 de la figure 1, en supposant que les coefficients de filtre de la figure 1, p(mT/N),-soient à valeurs réelles (et en supposant qu'il y a M coefficients dans les deux cas). Cependant, comme on l'a indiqué précédemment, si on désire une pré- égalisatior., Les coefficients de filtre de la figure 1 doivent être à vateurs complexes, ce qui double le nombre de calculs nécessaires par intervalle de symbole. Au contraire, les coefficients de filtre de la figure 3, q(mT/N), sont déjà complexes (c'est-à-dire qu'on a: q(mT/N) = qr(mT/N) + qi(m!,N)) et, par conséquent, on peut accomplir une pré- égalisation sans augmenter le nombre de calculs nécessaires par intervalle

de symbole.

Le train de signal modulé et filtré ls(kT/-J)j pré-

sentera une caractéristique spectrale de phase linéaire (c'est-à-dire que sa phase variera de façon linéaire en fonction de la fréquence), si les composantes réelles et

imaginaires des coefficients de filtre q(mT/N) ont respec-

tivement une symétrie paire et impaire sur les intervalles de temps couverts par les filtres 58 et 60. On a considéré jusqu'à présent que le mode de réalisationavantageux utilisait

des filtres numériques non récursifs. Le principe de l'in-

vention n'est cependant en rien limité à un tel mode de réalisation et il peut aisément être étendu pour permettre l'utilisation de filtres numériques récursifs. Un procédé

courant dans la conception de filtres numériques récur-

sifs consiste à déterminer tout d'abord les caractéristiques

de réponse en fréquence désirées, puis à concevoir un fil-

tre récursif qui s'approche de cette réponse avec un degré d'approximation désiré. Il est donc approprié d'étudier les caractéristiques de réponse spectrale exigées des filtres

58 et 60.

De façon générale, il suffit que le filtre 58 ait

une réponse nulle en continu et que la réponse impulsion-

nelle du filtre 60 soit la transformée de Hilbert de la réponse impulsionnelle du filtre 58 (c'est-à-dire que les filtres 58 et 60 forment une "paire de transformation de Hilbert"). Si on utilise des filtres non récursifs, ces conditions sont satisfaites par les valeurs de coefficients

indiquées ci-dessus pour q.(mT/N) et qi(mT/N).

Si la réponse en fréquence du filtre 58 est Q(f), pour -N/2T< f. N/2T, et Q(f) = 0, pour f = 0, la réponse en fréquence Q(f) du filtre 60 est donnée, conformément à l'invention, par: -jQ(f), 0O f < N/2T, Q(f) = jQ(f) , -N/2T f< O, 0, f =0. Le spectre de la séquence d'échantillons modulés {y(kT)j = {Yr(kT)i + j {Yi(kT)J, c'est-à-dire du signal de sortie du multiplicateur 34, est: Y(f) = X(f-fc), avec des composantes: Yr(f) = [1/2]. [X(f-fc)+X*(f+fc)], -N/2TúfcN/2T, et Yi(f) = [1/2j] [X(f-fc)-X*(f+ fc)], - N/2TfN/2T, en désignant respectivement par Yr(f) et Yi(f) les spectres de fréquence de tYr(kT)j et {yi(kT). Ainsi, le signal de sortie du filtre réel 58 a un spectre: Yr(f)Q(f) = [Q(f)/2]. [X(f-fc) + X*(f+fc)] ,-N/2T<fzN/2T, et le signal de sortie du filtre imaginaire 60 à un spectre: [-Q()/2]. [X(f-fc)-X*(f+fc)], OfN/2T, , -N/2TCftO, Yi(f)Q(f) = [Q(f)/23.[X(f-fc)-X(ftfci -Nl2T<feO,

O, f=O.

Le spectre de fréquence S(f) de la séquence fs(kT/N)1 est donné par: S(f) = r(f).Q(f)-Yi(f).Q(f), -N/2Tzf<N/2T, X(f-fc).Q(f), O(f4N/2T, S(f) = X*(f+ fc).Q(f), -N/2Tef0O, 0, f=O,

ce qui est le signal porteur modulé désiré.

On va maintenant considérer la figure 5 qui repré-

sente une structure de signal à 8 phases de type représen-

tatif et qu'on utilisera pour expliquer certains principes utilisés dans un mode de réalisation correspondant à une

première variante de l'invention.

Une constellation de signa1x64 pour un modem à

8 phases comporte 8 points de signal, uniformément répar-

tis à une distance commune de l'origine et ayant un écarte-

ment angulaire de 2îr/8 radians (ou 450). Les 8 points de signal ont été représentés dans des positions de phase absolue O à 7. Il est bien connu qu'on peut utiliser une telle constellation de signau pour émettre 3 bits pendant chaque intervalle de symbole, les données numériques étant codées au moyen des déphasages qui apparaissent entre un intervalle de symbole et l'intervalle suivant. A titre d'exemple, un déphasage de 900 pourrait représenter

l'information "010" et, si le symbole émis pendant l'in-

tervalle de symbole précédent était le point 7, c'est le

point 1 qui serait émis à la suite-pour transmettre l'in-

formation "010"0.

L'émetteur de l'art antérieur de la figure 1 pro-

cèderait de la manière suivante pour mettre en oeuvre ce processus considéré à titre d'exemple, en vue d'émettre le déphasage "010" (ou 900). Le codeur 12, après avoir accepté les trois bits "010" (et avoir enregistré de

façon interne le point de signal précédent, 7), effectue-

rait ce qui revient à une addition modulo 8 du 7 et du 2 (c'est-à-dire que 2 positions de phase correspondent à 90 ), pour donner le point de signal courant désiré qui est le

point 1, c'est-à-dire (7+2) modulo 8=1.

Du fait que dans un émetteur en modulation d'am-

plitude en quadrature, le point 1 correspond (dans le cas de la figure 5) à des composantes réelle et imaginaire xrl et xil, ces composantes de symbole seraient générées

(par une logique interne au codeur 12) et appliquées respec-

tivement aux filtres 14 et 16, pour des opérations ultérieu-

res de filtrage, modulation, etc. En considérant maintenant la figure 3, on note que si on emploie la structure d'émetteur représentée sur cette figure pour générer un signal modulé purement en phase (par exemple soit la structure à 8 phases de la figure 5, soit n'importe quelle autre constellation de phase pure avec des points de symbole uniformément espacés), et si le nombre de cycles de fréquence porteuse par intervalle de symbole est m

donné par fcT = n/2, en désignant par n un entier quel-

conque et par 2 le nombre de changements de phase dans l'alphabet de symboles, on trouve que les échantillons de signal porteur modulé y(kT) prennent au plus seulement 2m valeurs complexes possibles. Par conséquent, dans ces

conditions, on peut remplacer la modulation par une procé-

dure de consultation de table, c'est-à-dire que chacun

des 2 symboles de bande de base x(kT) donne par correspon-

dance l'un des 2m échantillons de signal porteur modulé y(kT). Du fait, que, comme indiqué ci-dessus, un codeur

de phase classique accomplit un processus de correspondan-

ce dans lequel un symbole parmi 2m symboles complexes est généré pour chaque groupe de m bits reçu (les 2m symboles sont généralement contenus dans une mémoire et on y accède au moyen d'une logique qui accomplit une procédure de

consultation de table), dans un émetteur du type de la fi-

gure 3, utilisant une modulation de phase pure, du fait qu'il existe 2m possibilités à la fois pour x(kT) et pour

y(kT), on. peut fusionner en une seule opération de consul-

tation de table combinée les procédures de consultation de table séparées par lesquelles on réaliserait normalement

le codage et la modulation ultérieure.

Ce principe a été mis en oeuvre dans un émetteur représenté sur la figure 6. Dans ce cas, la fréquence porteuse fc' l'intervalle de symbole T et'le nombre de

niveaux de phase 2m satisfont la relation f cT=n/2m, en dé-

m signant par n un nombre entier, et les 2m symboles x(kT) situés dans la table de codeur classique ont été remplacés

par les symboles du signal porteur modulé y(kT).

Un codeur 72 accepte un train de données numéri-

ques et, pour chaque groupe de m bits, il fournit directe-

ment en sortie l'un des 2m échantillons de signal porteur modulé y(kT). Un filtre numérique 74 (identique au circuit

59 des figures 3 et 4), un convertisseur numérique-analogi-

que 76 et un filtre passe-bas analogique 78 (identiques au convertisseur 40 et au filtre passe-bas 42 de la figure 2)

traitent ensuite ces échantillons modulés en bande transpo-

sée, de la manière décrite précédemment.

On va maintenant décrire la procédure de corres-

pondance pour une modulation de phase pure du codeur 72, en supposant que la constellation de signaix employée est la structure à 8 phases de la figure 5, que la fréquence porteuse est de 1800 Hz et que la cadence de symbole est

de 1600 bauds.

Dans ces conditions, f cT = 9/8 = n/2 et il y a M donc 2 =8 signaux porteurs modulés possibles. Un moyen commode pour visualiser la procédure qui est accomplie par le codeur 72 consiste à remarquer que f cT est le nombre de cycles du signal porteur, en un intervalle de symbole, en l'absence de tout déphasage dû à la modulation par les

données. Dans le cas particulier qui est envisagé, la pha-

se du signal porteur avancera de 45 (c'est-à-dire un hui-

tième d'un cycle) en l'absence de modulation par les don-

nées. En considérant la figure 5, on supposera que le point de signal précédent qui a été émis était le point 7

et que les trois bits de données courants demandent un chan-

gement de phase de 2250, soit une avance de 5 points de signal. En additionnant modulo 8 le 7, le 5 et l'avance de

1 point de signal (c'est-à-dire 450) qui est diue exclusive-

ment à la relation f T = 9/8, on obtient 5, c'est-à-dire ( 7 + 5 + 1) modulo 8 5. Par conséquent, le codeur 72 de la figure 6 émet vers le filtre 74 les composantes réelle et imaginaire du signal modulé complexe y(kT)= Yr5+j Yi5 [x5+i Xi^ exp (j2itf kT),

dans lesquelles xr5 et xi5 sont respectivement les compo-

santes réelle et imaginaire du point de signal 5 de la

structure de signal 64.

Ainsi, alors que dans les circonstances envisa-

gées, le codeur 12 de l'émetteur de l'art antérieur de la figure 1 aurait généré les composantes xr5 et xi5 (qui auraient nécessité ensuite un filtrage et une modulation), dans les mêmes circonstances le codeur 72 de la structure d'émetteur de la figure 6 génère les échantillons de signal porteur déjà modulé yr5 et yi5 (qui, ensuite, nécessitent

seulement un filtrage).

On va maintenant considérer la figure 7 qui repré-

sente une structure de signal en modulation d'amplitude en

quadrature (ou en modulation combinée de phase et d'ampli-

tude), 90, d'un type caractéristique à 16 points, et on

utilisera cette figure pour expliquer comment on peut em-

ployer un mode de réalisation correspondant à une seconde

variante de l'invention pour émettre un signal en modula-

tion d'amplitude en quadrature. La structure de signal 90

est en fait une structure de signal conforme à la.

recommandation en vigueur V.29 du CCITT.

Il est bien connu qu'on peut employer la struc-

ture de signal 90 pour coder 4 bits de données dans cha-

que intervalle de symbole. Trois bits déterminent le dé-

phasage par rapport au point de signal précédent (d'une manière similaire à celle décrite ci-dessus en relation avec la figure 5). Le déphasage (et donc la phase absolue) ayant été déterminé, le bit final spécifie l'amplitude du

signal porteur, et il y a deux amplitudes distinctes asso-

ciées à chaque phase absolue (une amplitude haute et une amplitude basse). Il faut noter que la structure de signal fait partie de la classe des constellations de signaux

qu'on qualifie de modulation de phase et d'amplitude "dé-

pendante", ce qui signifie que l'amplitude d'un point de signal qui doit être émis ne peut être déterminée sans connaître sa phase. Ceci est le type le plus général de constellation de signaux et on l'utilise donc à titre

d'exemple.

Un émetteur de modem numérique classique (c'est-

à-dire tel que celui représenté sur la figure 1) émet la structure 90 de la manière suivante. La position de phase

(O à 7) du point de signal émis précédemment est addition-

née, modulo 8, au nombre de positions de phase sur lesquel-

les le signal porteur doit être déphasé (à nouveau de O à 7), de façon à coder 3 des 4 bits à émettre. Le quatrième bit détermine lequel des deux points de signal se trouvant dans la position de phase résultante doit être émis, et le codeur 12 produit et émet vers les filtres 14 et 16 les composantes réelle et imaginaire (c'est-à-dire xr(kT) et

xi(kT)) du point de signal sélectionné.

On va maintenant considérer la figure 8 sur

laquelle un émetteur en modulation d'amplitude en quadra-

ture, 100, ayant une structure conforme à l'invention, comporte un codeur et générateur d'adresse 102, une mémoire

morte 106, un filtre numérique 108, un convertisseur numé-

rique-analogique 136 et un filtre passe-bas analogique 138. L'émetteur 100 module une fréquence porteuse de 1700 Hz, à une cadence de symbole de 2400 bauds, pour émettre la structure de signal à modulation d'amplitude en quadrature dépendante, 90, de la figure 7. Cependant, ces paramètres ne sont donnés qu'à titre d'exemple du fait que, comme on le verra ci- après, le principe qui est mis en

oeuvre dans l'émetteur 100 est applicable à une gamme éten-

due de fréquences porteuses, de cadences de symbole et de

structures de signal.

Avec les paramètres donnés ci-dessus, la phase du signal porteur avance de 17 vingt-quatrièmesd'un cycle (ou 2550) par intervalle de symbole, en l'absence de tout déphasage du signal porteur dû à la modulation par les données, c'est-à-dire que le nombre de-cycles du signal porteur par intervalle de symbole, fcT, est 17/24. Du fait que 17 et 24 sont des nombres entiers premiers entre eux, on peut considérer que l'ensemble des 3600 de phase de la structure de signal 90 est composé par des incréments de 150, chacun d'eux constituant un vingt-quatrième d'un cycle complet du signal porteur. En l'absence de tout déphasage dû à la modulation par les données (c'est-à-dire dans le cas de l'émission d'un signal porteur pur), la phase du

signal émis avance de 17 de ces incréments de 150, à cha-

que intervalle de symbole, mais la phase absolue du signal ne peut correspondre, à tout instant, qu'à une seule phase

parmi 24 phases uniformément espacées sur 3600.

En retournant à la figure 7, on voit que tous les points de signal de la structure 90 se trouvent également

sur l'une de ces 24 positions de phase, 450 étant un multi-

ple de 150. Ainsi, après modulation par l'un quelconque des 8 déphasages possibles dans la structure 90, le signal résultant ne peut toujours prendre qu'une seule des 24 phases discrètes. Cependant, du fait qu'il y a 4 amplitudes

possibles, le nombre de signaux porteurs complètement modu-

lés (c'est-à-dire modulés avec 3 bits de phase et 1 bit d'information d'amplitude) qui peuvent être produits est

augmenté et devient 4 x 24 = 96.

Comme c'était le. cas avec la modulation de phase

pure envisagée ci-dessus, on peut commodément se représen-

ter en termes d'addition à modulo la génération de signaux porteurs modulés conformément à la structure 90. La phase du signal émis précédemment correspond à une position de phase parmi 24 positions de phase possibles, allant de O à 23. On ajoute à ceci l'un des 8 nombres possibles O, 3,...21, représentant l'avance de phase (par multiples de 450 ou de 3 fois 150) due à la modulation par les données, au moyen de 3 des 4 bits courants. Enfin, on additionne le

nombre 17, qui correspond à l'avance de phase pour l'émis-

sion d'un signal porteur pur, pour former un total qui, lorsqu'il est considéré modulo 24, donne la position de phase du point de signal courant à émettre. Le quatrième bit restant à émettre (avec la phase du point de signal émis précédemment, comme il est décrit ci-après) spécifie alors l'amplitude, à partir de laquelle on peut définir

logiquement les composantes réelle et imaginaire de l'échan-

tillon de signal porteur modulé.

En retournant à la figure 8, on note que le codeur

et générateur d'adresse 102 reçoit un train de données numé-

riques et que, pour 3 bits de chaque groupe de 4 bits reçus.,

il effectue l'addition modulo 24 décrite au paragraphe immé-

diatement précédent. Les nombres en base 24 résultants (c'est-

à-dire O à-23) déterminent 5 bits d'un signal d'adresse à

7 bits (par l'intermédiaire de circuits logiques bien con-

nus) qui est généré par le codeur et générateur d'adresse

102 et qui est émis vers la mémoire morte 106. Les 2 bits res-

tants du signal d'adresse sont spécifiés par le quatrième bit du groupe et par la phase du symbole précédent, de la

manière suivante.

En retournant momentanément à la figure 7, on voit que 4 paires de points de signal (c'est-à-dire les paires de point de signal qui se trouvent aux positions de phase 1, 3, 5 et 7) ont des phases absolues (par rapport à la position de phase O) qui sont un multiple impair de

450 et ont des amplitudes haute et basse qui sont respec-

tivement égales à 3 6 et r2. Les 4 paires restantes de

points de signal (c'est-à-dire les paires qui se trou-

vent aux positions de-phase 0, 2, 4 et 6) ont toutes des phases absolues qui sont des multiples pairs de 450 et des

amplitudes haute et basse respectivement égales à 5 et 3.

* Ainsi, on peut aisément déterminer à partir de l'amplitu-

de d'un point de signal si la phase absolue de ce point

est un multiple pair ou impair de 45 .

On désigne par akl1 une variable binaire qui

indique si la phase absolue du point de signal émis pré-

cédemment était un multiple pair ou impair de 450, un O indiquant le fait que l'amplitude du point de signal émis précédemment était un 3 ou un 5 (tandis que sa phase était

donc un multiple pair de 450), et un 1 indiquant que l'am-

plitude du point de signal émis précédemment était T ou 3 V4T (ce qui correspond à une phase qui est un multiple

impair de 450).

On désigne en outre par bk une seconde variable

binaire qui prend la valeur O si le déphasage dû à la modu-

lation par les données pour le point de signal courant à émettre est un multiple pair de 450, et qui prend la valeur

1 si le déphasage dû à la modulation courante par les don-

nées est un multiple impair de 450.

La variable binaire ak, définie par l'opération logique ak = ak 1 OU EXCLUSIF bk, détermine alors si la phase du point de signal courant à émettre est un multiple

pair (c'est-à-dire ak = O) ou un multiple impair (c'est-à-

dire ak = 1) de 450 et, par conséquent, si les amplitudes haute et basse appropriées sont respectivement 5 et 3 ou

3 f 2et g2.

La variable binaire a k devient ainsi le sixième bit du signal d'adresse à 7 bits qui est émis vers la mémoire morte 106, tandis que le septième bit du signal d'adresse détermine si une amplitude haute ou basse sera

émise à la position de phase résultante.

Une fois par intervalle de symbole et sous l'effet de chaque adresse consécutive à 7 bits, la mémoire morte 106 présente en sortie un signal parmi 96 signaux numériques complexes prédéterminés y(kT) = yr (kT) + jyi(kT) = x(kT). exp (j21rfckT), et elle applique au filtre

108 l'échantillon de signal porteur modulé choisi.

Le filtre 108 accomplit une fonction équivalente à celle qui est accomplie par le circuit 59 des figures 3 et 4, c'est-à-dire qu'il produit la composante réelle du

signal de sortie complexe du filtre 36 de la figure 2.

Ses coefficients qr(mT/N) et qi(mT/N) sont les mêmes 'que ceux envisagés ci-dessus en relation avec les figures 2, 3 et 4. Le filtre 108 est en fait une variante du circuit 59. Le choix entre ces deux formes de réalisation est de peu d'importance, du fait que toutes deux nécessitent le même nombre de multiplications et d'additions pendant

chaque intervalle de symbole.

Dans le filtre 108,la quantité yr(kT), c'est-à-

dire la composante réelle de y(kT),entredans une ligne à retard 110, tandis que la quantité yi(kT) (la composante

imaginaire de y(kT" entre dans une ligne à retard 112. Cha-

cune des lignes à retard 110 et 112 contient M/N éléments de retard(ou [M/N] éléments de retard si M n'est pas un

multiple de N), avec une durée de retard de T secondes asso-

ciée à chaque élément de retard. Seuls les premiers et der- niers éléments de retard sont représentés sur la figure 8, c'est-à-dire

que les éléments de retard 114 et 116 sont respectivement les premier et dernier éléments de retard de la ligne à retard 110, tandis que les éléments de retard

118 et 120 sont respectivement les premier et dernier élé-

ments de retard de la ligne à retard 112.

Les lignes à retard 110 et 112 fonctionnent d'une manière similaire à celle décrite pour les lignes à retard 67 et 69 de la figure 4. Une fois toutes les T secondes,

les valeurs réelles et imaginaires yr(kT) et yi(kT), four-

nies par la mémoire morte 106, sont échantillonnées et in-

troduites respectivement dans les premiers éléments de

retard 114 et 118. Tous les autres échantillons sont simul-

tanément décalés d'un élément de retard vers-l'avant, et les échantillons les plus anciens, enregistrés dans les

éléments de retard 116 et 120,sont rejetés chaque fois.

Après chaque opération de décalage, on obtient de la maniè-

re suivante N signaux de sortie consécutifs du filtre 108.

La valeur d'échantillon qui est contenue dans chaque élé-

ment de retard est multipliée, dans le multiplicateur asso-

cié à cet élément de retard (par exemple les multiplica-

teurs 122, 124, 128 et 130, etc),par le coefficient de filtre réel ou imaginaire auquel on accède au moyen d'une mémoire morte supplémentaire 104. Les N ensembles de M/N

coefficients de filtre qui sont appliqués aux multiplica-

teurs 122 à 128 sont respectivement: qr (0), qr(N).. ...qr (M-N) qr(1), qr(N+l)......qr (M-N+i) qr (N-1), qr(2N-1),.....qr(M-1), tandis que les N ensembles consécutifs de M/N coefficients présentés aux multiplicateurs 124 à 130 sont respectivement: qi (0), qi(N),...,qi(M-N) qi(1), qi(N+1),..

,qi(M-N+1)..DTD: qi(N-l), qi(2N-1),.*,qi(M-1).

M/N produits réels et imaginaires sont ainsi for-

més une fois toutes les T/N secondes. Chaque produit ima-

ginaire est soustrait du produit réel correspondant (par exem-

ple dans les soustracteurs 126, 132, etc) et les sommes partielles résultantes sont toutes accumulées dans un additionneur 134 pour donner (une fois toutes les T/N

secondes) un signal de sortie du filtre 108.

Du fait que, comme indiqué précédemment, les coefficients q(mT/N) enregistrés et lus dans la mémoire morte 104 sont complexes, il est possible de réaliser une

égalisation de phase et d'amplitude constituant un compro-

mis, sans augmentation corrélative de la complexité des calculs, en modifiant les valeurs des coefficients. Ainsi, deux ensembles de valeurs de coefficients,au moins, sont enregistrés dans la mémoire morte 104, et un ensemble de coefficients procure une égalisation avec compromis, tandis que l'autre non. Il est naturellement possible

d'enregistrer des ensembles de coefficients supplémentai-

res. Un signal de commande EGAL COMP (mis en action, par

exemple, à partir du panneau de commande du modem) déter-

mine l'ensemble de coefficients qui est en fonction.

Sur la figure 8, les mémoires mortes 104 et 106 ont été représentées sous la forme de deux dispositifs séparés et discrets. Il faut cependant noter qu'elles

peuvent en fait être simplement constituées par des par-

ties distinctes d'un seul élément.

Le signal de sortie du filtre 108, c'est-à-dire

le train d'échantillons de l'onde porteuse modulée et fil-

trée fs(kT/N)j, est transmis à un convertisseur numérique-

analogique 136 qui produit un signal analogique correspon-

dant qui est ensuite lissé dans un filtre passe-bas 138

qui produit le signal en ligne désiré.

On a fait remarquer précédemment qu'il suffisait que la paire de filtres réel et imaginaire utilisée dans l'invention soit une paire de transformation de Hilbert, c'est-à-dire que le filtre réel ait une réponse nulle en

continu et que la réponse impulsionnelle du filtre imagi-

naire soit la transformée de Hilbert de la réponse impul-

sionnelle du filtre réel. Bien qu'on ait considéré jus-

qu'à présent que l'invention utilisait des filtres numéri-

ques, le principe de l'invention peut être étendu à des struc-

tures employant des.paires de filtres analogiques ou à données échantillonnées, à condition qu'une conversion numérique-analogique soit effectuée avant que le train de

signal atteigne ces filtres. La figure 9, qu'on va mainte-

nant considérer, montre une telle structure d'émetteur.

Un émetteur 200 comporte un codeur 202, un géné-

rateur de signal porteur complexe 204 et un modulateur complexe 206 qui fonctionnent de la manière représentée et expliquée ci-dessus en relation avec les figures 3 et 4, c'est-à-dire comme le codeur 30, le générateur de signal porteur 32 et le modulateur complexe 34. Sous l'effet des

opérations accomplies par ces divers éléments, le modula-

teur 206 produit en tant que signaux de sortie deux trains d'échantillons lyr(kT)i et {yi(kT)j qui représentent les

composantes réelles et imaginaires d'échantillons succes-

sifs du signal porteur modulé, mais pas encore filtré.

Les trains d'échantillons de composantes sont

transmis à deux convertisseurs numérique-analogique paral-

lèles, 207 et-209, dans lesquels ils sont convertis en

signaux analogiques correspondants (contenant des compo-

santes de haute fréquence, à cause du processus de conver-

sion), puis ensuite à une paire de filtres passe-bande parallèles, à données échantillonnées, c'est-à-dire un filtre réel 208 et un filtre imaginaire 210. Les filtres 208 et 210 sont des filtres à "données échantillonnées" dans le sens o, bien qu'ils échantillonnent les signaux

analogiques yr(t) et yi(t) à des instants discrets, l'am-

plitude de l'échantillon prélevé n'est pas quantifiée.

Les filtres 208 et 210 pourraient par exemple être réali-

sés en utilisant la technologie des dispositifs à couplage

de charge ou des condensateurs commutés.

Les filtres 208 et 210 forment en outre une paire

de transformation de Hilbert et ils ont donc les caractéris-

tiques de réponse indiquées précédemment.

Les signaux de sortie des filtres 208 et 210 sont dirigés vers un amplificateur de sommation 212 dans lequel ils sont combinés (d'une manière soustractive) pour former

le signal en ligne désiré. Un simple filtre passe-bas analo-

gique 214 peut être placé en aval de l'amplificateur de sommation 212, si les filtres à données échantillonnées

208 et 210 n'assurent pas par eux-mêmes une certaine atté-

nuation des fréquences élevées.

L'invention peut faire l'objet d'autres modes

de réalisation.

Par exemple, on a décrit un mode de réalisation

pour la modulation d'amplitude en quadrature (ou la modu-

lation combinée de phase et d'amplitude), en considérant la constellation de signauxà 16 points qui est représentée

sur la figure 7. Dans cette structure de signal particu-

lière, les points de signal individuels sont choisis de.

façon qu'ils aient tous une valeur d'amplitude parmi quatre, ce qui est une condition qui, dans cette structure, restreint à 96 le nombre d'échantillons de signal porteur modulé. On peut énoncer dans des termes plus généraux, de la manière ci-après, le principe à la base de ce mode de réalisation. Si la structure d'émetteur de la figure 3

(c'est-à-dire un émetteur qui multiplie des symboles com-

plexes en bande de base par des échantillons d'une expo-

nentielle complexe, pour produire des échantillons d'un signal porteur modulé et non filtré) est utilisé pour émettre une structure de signal ayant 2 points de signal

et si la relation entre la fréquence porteuse f et l'in-

c tervalle de symbole T est telle qu'on ait fcT = n/k, en désignant par n et k des nombres entiers premiers entre eux, on trouve que le nombre maximal d'échantillons de signal porteur modulé qui pourront être produits est de

k fois 2m Dans un tel cas, les moyens par lesquels la mo-

dulation est accomplie peuvent être remplacés par un élé-

ment d'enregistrement de données contenant, au plus, k fois 2m positions à valeurs complexes. Ainsi, conformément

à ce principe, on peut employer l'émetteur 100 de la figu-

re 8 pour émettre n'importe quelle structure de modulation d'amplitude en quadrature ayant 2 points de signal, si

fcT = n/k, en désignant par n et k des nombres entiers pre-

miers entre eux, à condition que la mémoire morte 106 con-

tienne le nombre nécessaire d'échantillons de signal porteur modulé. Lorsqu'il existe entre la fréquence porteuse, la cadence de symbole et la structure de signal une relation

(telle que celle qu'on a décrit en liaison avec la struc-

ture de modulation d'amplitude en quadrature 90 de la figu-

re 7 et l'émetteur 100 de la figure 8) telle que les dé-

phasages dûs à la modulation par les données soient un sous-ensemble du nombre total de déphasages de symbole à symbole dûs à l'émission du signal porteur pur, et telle que les points de symbole n'aient pas tous des amplitudes différentes, le nombre d'échantillons de signal porteur modulé qui doivent être enregistrés peut être réduit à m une valeur très inférieure à k fois 2 De plus, bien qu'on ait décrit l'invention en considérant les techniques de modulation d'amplitude en quadrature, de modulation combinée de phase et d'amplitude et de modulation de phase pure, certains de ses aspects (en particulier le remplacement d'un générateur de signal

porteur et d'un modulateur complexe par un codeur et géné-

rateur d'adresse combiné 102 et par une mémoire morte 106, comme il a été envisagé en relation avec la figure 8),

sont applicables aux techniques de modulation d'amplitude.

Pour l'émission en modulation d'amplitude, le signal de

sortie du codeur 30 de la figure 2 ou du codeur et généra-

teur d'adresse 102 de la figure 8 (c'est-à-dire x (kT)) est à valeursréelles et non à valeurs complexes. La modulation complexe décale alors le spectre en bande de base vers une

bande transposée et on peut choisir les coefficients de fil-

tre q(mT/N) de façon à obtenir n'importe lequel des spectres de raies classiques de la modulation d'amplitude, comme la

modulation d'amplitude à bande latérale résiduelle, la m.odu-

lation d'amplitude à bande latérale unique (y compris avec réponse partielle), ou la modulation d'amplitude à deux

bandes latérales.

Dans la structure d'émetteur de la figure 9, les

filtres 208 et 210 pourraient être une paire de filtres ana-

logiques de transformation de Hilbert, au lieu de la paire de filtres à données échantillonnées décrite ci-dessus. Dans un tel cas, on pourrait éliminer le filtre passe-bas 214,

du fait que les filtres 208 et 210,étant analogiques, atté-

nueraient par nature les composantes de haute fréquence.

A la place du codeur 202, du générateur de signal porteur 204 et du modulateur 206, la structure d'émetteur de la figure 9 pourrait également comporter le codeur 72 de la figure 6 (pour émettre des signaux en modulation de phase pure lorsque f cT = n/2), ou le codeur et générateur d'adresse 102 et la mémoire morte 106 de la figure 8 (pour émettre une structure de signal à modulation d'amplitude en quadrature ayant 2m points de signal, avec f T = n/k, c

n et k étant des nombres entiers premiers entre eux).

Il va de soi que de nombreuses modifications peu-

vent être apportées au dispositif décrit et représenté,

sans sortir du cadre de l'invention.

Claims (15)

REVENDlCATIONS

1. Modulateur de données destiné à émettre une première séquence de symboles de données à une cadence de

symboles de 1/T, ce modulateur ayant une fréquence porteu-

se de fc Hz et ces symboles de données étant désignés par x(kT), la quantité x(kT) étant un nombre réel ou complexe

et k étant l'index de temps du symbole de rang k, caracté-

risé en ce qu'il comprend: des moyens de génération de

signaux modulés (34) destinés à recevoir la première sé-

quence et à générer en réponse, et à la cadence de symbo-

le, une seconde séquence de signaux y(kT) à valeurs com-

plexes, le signal y(kT) représentant le nombre complexe: y(kT) = x(kT). exp(j2lfckT) avec j =, et des moyens de filtrage (59) destinés à recevoir la seconde séquence et à générer en réponse une troisième

séquence de signaux à valeurs réelles, à une cadence su-

périeure à la cadence de symbole, cette troisième séquen-

ce représentant des combinaisons linéaires des parties réelles et imaginaires de la seconde séquence de signaux

à-valeurs complexes y(kT).

2. Modulateur de données selon la revendication

1, caractérisé en ce que les moyens de filtrage (59) con-

sistent en un filtre-numérique complexe et comprennent des circuits numériques (58, 60, 50) qui enregistrent successivement un nombre prédéterminé des signaux les plus

récents de la seconde séquence, qui multiplient respecti-

vement les composantes réelles des signaux enregistrés

par un nombre prédéterminé d'un premier ensemble de coeffi-

cients, qui multiplient respectivement les composantes

imaginaires des signaux enregistrés par un nombre prédé-

terminé d'un second ensemble de coefficients, et qui com-

binent les produits résultants de ces multiplications pour

former la troisième séquence de signaux à valeurs réelles.

3. Modulateur de données destiné à émettre une première séquence de symboles de données à une cadence de symbole de 1/T, ce modulateur ayant une fréquence porteuse de f Hz et les symboles de données étant désignés par x(kT), la quantité x(kT) étant un nombre réel ou complexe

et k étant l'index de temps du symbole de rang k, carac-

térisé en ce qu'il comprend: des moyens de génération de

signal modulé (206) destinés à recevoir la première sé-

quence et à générer en réponse, et à la cadence de sym-

bole, une seconde séquence de signaux y(kT) à valeurs

complexes, le signal y(kT) représentant le nombre comple-

xe y(kT) = x(kT).exp(j2irfckT) avec, j = g, * des moyens (207, 209) destinés à convertir la seconde

séquence en une paire de signaux analogiques représenta-

tifs des parties réelle et imaginaire de la seconde

séquence, et des moyens de filtrage (208, 210, 212) des-

tinés à filtrer et à combiner ensuite la paire de signaux analogiques pour générer un signal analogique composite,

ce signal analogique composite représentant une combinai-

son linéaire de la paire de signaux analogiques.

4. Modulateur de données selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens de filtrage (208, 210, 212) consistent en un filtre complexe à données échantillonnées qui travaille à des intervalles de temps

discrets sur la paire de signaux analogiques et qui com-

prend: des moyens destinés à échantillonner la paire de signaux analogiques à des instants discrets successifs, des moyens destinés à emmagasiner des charges électriques dont les valeurs sont représentatives des amplitudes d'un nombre prédéterminé des échantillons les plus récents de la paire de signaux analogiques auxdits instants, et des moyens destinés à pondérer respectivement les valeurs des composantes réelles des charges emmagasinées par un nombre prédéterminé d'un premier ensemble de gains de prise, à

pondérer respectivement les valeurs des composantes imagi-

naires des charges emmagasinées par un nombre prédéterminé d'un second ensemble de gains de prise, et à combiner les

produits obtenus par les opérations de pondération pour for-

mer le signal analogique composite.

5. Modulateur de données selon l'une quelconque

des revendications 1 à-4, caractérisé en ce que les moyens

de génération de signal modulé comprennent; des moyens (32, 204) destinés à générer des signaux numériques succes- sifs à valeurs complexes dont les valeurs sont égales à des échantillons successifs d'une exponentielle complexe ayant une fréquence égale à la fréquence porteuse, et des moyens (46, 48, 50, 52) destinés à multiplier les signaux successifs de la première séquence par les échantillons

successifs de l'exponentielle complexe.

6. Modulateur de données selon l'une quelconque

des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que la fré-

quence porteuse est fc, avec fc T = n/k, en désignant par n et k des nombres entiers premiers entre eux, chaque symbole de la première séquence de données est l'un des

symboles d'un ensemble de 2m symboles de données possi-

bles, chaque signal de la seconde séquence a une valeur parmi un maximum de k fois 2 valeurs complexes possibles, et les moyens de génération de signal modulé comprennent des moyens (106) destinés à enregistrer au maximum k fois 2 signaux numériques à valeurs complexes et des moyens

(102) destinés à sélectionner, sous la dépendance de cha-

que symbole de données de la première séquence, l'un des signaux numériques à valeurs complexes enregistrés, de façon que les signaux numériques sélectionnés, considérés

consécutivement, forment la seconde séquence.

7. Modulateur de données selon la revendication - 6, caractérisé en ce que seule la phase de la porteuse est modulée conformément à la première séquence de symboles de données, la fréquence porteuse est fc = n/2m n étant

un nombre entier positif et 2m étant le nombre de dépha-

sages possibles de la porteuse, chaque signal de la se-

conde séquence a une valeur parmi un maximum de 2m valeurs complexes possibles, et les moyens de génération de signal

modulé comprennent des moyens (106) qui enregistrent les-

dites 2m valeurs complexes possibles et des moyens (1022) qui, sous la dépendance de chaque symbole de données de la

première séquence, sélectionnent l'une des 2m valeurs com-

plexes possibles, ces valeurs complexes sélectionnées, pri-

ses consécutivement, formant la seconde séquence.

8. Modulateur de données selon la revendication

2 ou l'une quelconque des revendications qui en dépendent,

caractérisé en ce que les valeurs des premier et second ensembles de coefficients sont choisies de façon que le

spectre de fréquence de la troisième séquence ait une carac-

téristique d'amplitude qui ne présente pas une symétrie

paire par rapport à la fréquence porteuse.

9. Modulateur de données selon la revendication

2 ou l'une quelconque des revendications qui en dépendent,

caractérisé en ce que les valeurs des premier et second ensembles de coefficients sont choisies de façon que le

spectre de fréquence de la troisième séquence ait une ca-

ractéristique de phase qui ne présente pas une symétrie

impaire par rapport à la fréquence porteuse.

10. Modulateur de données selon l'une quelconque

des revendications 8 ou 9, caractérisé en ce qu'il comprend

en outre des moyens (104) destinés à modifier sélective-

ment les valeurs des premier et second ensembles de coef-

ficients pour faire en sorte que la caractéristique d'am-

plitude présente une symétrie paire par rapport à la fré-

quence porteuse.

11. Modulateur de données selon la revendication , caractérisé en ce que la caractéristique de phase varie

de façon linéaire en fonction de la fréquence.

12. Modulateur de données selon la revendication

2 ou l'une quelconque des revendications qui en dépendent,

caractérisé en ce que la caractéristique de phase du spec-

tre de fréquence de la troisième séquence varie de façon

linéaire en fonction de la fréquence.

13. Modulateur de données selon la revendication

4 ou l'une quelconque des revendications qui en dépendent,

caractérisé en ce que les valeurs des premier et second en-

sembles de gains de prise sont choisies de façon que le spectre de fréquence du signal analogique composite ait

une caractéristique d'amplitude qui ne présente pas une symé-

trie paire par rapport à la fréquence porteuse.

14. Modulateur de données.selon la revendica-

tion 4 ou l'une quelconque des revendications qui en

dépendent, caractérisé en ce que les valeurs des premier et second ensembles de gains de prise sont choisies de façon que le spectre de fréquence du signal analogique

composite ait une caractéristique de phase qui ne pré-

sente pas une symétrie impaire par rapport à la fréquen-

ce porteuse.

15. Modulateur de données selon la revendica-

tion 13 ou 14, caractérisé en ce qu'il comprend en ou-

tre des moyens destinés à modifier sélectivement les

valeurs des premier et second ensembles de gains de pri-

se pour faire en sorte que la caractéristique d'amplitu-

de ou de phase présente une symétrie paire par rapport

à la fréquence porteuse.