DE3312849A1 - Sender zum ausstrahlen fm-modulierter signale - Google Patents

Sender zum ausstrahlen fm-modulierter signale

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Description

ι* (ί
PHN 10.331 T 17-1-1983
"Sender zum Ausstrahlen FM-modulierter Signale".
Die Erfindung bezieht sich auf einen Sender zum Ausstrahlen FM-modulierter Signale mit einem Vormodulationsfilter, das aus einem eintreffenden Datensignal ein Datensignal erzeugt, das zu den Abtastzeitpunkten t = nT mindestens fünf Signalpegel aufweist, und mit einem an das Vormodulationsfilter angeschlossenen Frequenzmodulator.
Ein derartiger Sender ist aus dem Artikel "Tamed Frequency Modulation, A Novel Method to Achieve Spectrum Economy in Digital Transmission" von F„. de Jager, veröffentlicht in "IEEE Transactions on Communications" Heft Com. 26 Nr. 5j Mai 1978 bekannt. Die in diesem Artikel beschriebene Modulation bezieht sich auf die sogenannte gezähmte Frequenzmodulation.
FM-Modulation wird in Funktübertragungssystemen vorzugsweise angewandt wegen der konstanten Amplitude eines frequenzmodulierten Trägers, die Verstärkung mit hohem Wirkungsgrad durch nicht lineare Verstärkung ermöglicht. Ein Nachteil von Frequenzmodulation ist jedoch, dass das Spektrum ziemlich breit ist. Um dieses Spektrum bei digitaler Signalübertragung zu verringern, werden die auszustrahlenden Daten durch Anwendung einer bestimmten Intersymbolinterferenz vorbearbeitet, wodurch Signale mit pseudo-mehrwertigen Signalpegeln erhalten werden, bevor diese dem Frequenzmodulator zugeführt werden.
Auf diese Weise x^ird laut dem obengenannten Artikel zum Erzeugen eines TFM-Signals zunächst entsprechend der untenstehenden Kodierungsregel aus einem eintreffenden Datensignal ein pseudo-fünfwertiges Signal gebildet:
TT/2(a ΛΙΚ + a /2 + a ,A) » wobei a das η.Bit des ein-' x n— 1' n' n+ V ' η
treffenden Datensignals mit η = 1, 2, ... darstellt, wonach ; das Signal durch ein Nyquist-III-Filter, verwirklicht mit Hilfe eines Nyquist-I-angehobenen Kosinusfilters, gefiltert und daraufhin in einem Frequenzmodulator einem Trägersignal
• · « φ ο 9 A *η»Α«·β β β
• * « Λ Λ · * β Q · β β · <
PHN 10.331 /J 17-1-1983
auf moduliert wird.
Mit einer derartigen oder ähnlichen Vorbearbeitung wird zwar die erforderliche Bandbreite wesentlich verringert, aber ein pseudo-fünfvertiges Signal erfordert empfangsseitig eine relativ verwickelte Detektionsschaltung und normalerweise eine kohärente Detektion.
Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, einen Sender zu schaffen, bei dem einfache Empfänger ausreichen und im allgemeinen ein besserer Störabstand bei der Übertragung von
ig Datensignalen in einem Kommunilcationssystem mit einem derartigen Sender erhalten wird und der für nicht kohärente Detektion optimal ist.
Der Sender der eingangs erwähnten Art weist nach der Erfindung das Kennzeichen auf, dass das Vormodulationsfilter so aufgebaut ist, dass es zu den Zeitpunkt t = (2m-1)Τ/2"ein nahezu dreiwertiges Signal abgibt, wobei T die Periode der Bitzeit der Datensignale und m eine ganze Zahl· ist.
Nach einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemässen Senders, wobei das Vormodulationsfilter die Reihenschaltung- aus einem nichtrekursiven Digitalfilter zweiter Ordnung mit drei Gewichtsfaktoren, von denen zwei einander entsprechen, und einem Tiefpassfilter enthält, das dem dritten Nyq-aist-Kriterium entspricht und mit Hilfe eines "gehobenen Kosinus"-Filters verwirklicht ist, das dem ersten Nyqu±st-Kriterium entspricht, weist dieser Sender das Kermzei:hen auf, dass die einander nicht entsprechenden Gewicht sf ak.T or en des nichtrekursiven Filters zweiter Ordnung die ¥erte A und B aufweisen, wobei der Wert des Gewichtsfaktor A bzw. B kleiner als 1/k bzw. grosser als i/2 ist, wobei 2A + B = 1 und der Abfallkoeffizient r_, des "gehobenen Kosinus"-Filters nicht gleich Null ist.
An dieser Stelle sei erwähnt, dass es aus dem Artikel "On a class of generalized MSK" von P. Galko und S.Pasupathy, von der Konferenz ICC 81, Denver, Juni I98I," Seiten 1-6 an sich bekannt ist, die Gewichtsfaktoren eines nichtrekursiven Digitalfilters zweiter Ordnung einstellbar zu machen. Es handelt sich dabei jedoch um eine Generalisie-
• ft ·
PHN 10.331 fr If " " 17-1-1983
rung von MSK-Signalen, die, im Gegensatz zu der vorliegenden Erfindung, eine Verbesserung des Augenmusters zu den Abtastzeitpunkten t = nT beabsichtigt, wobei T die Signalperiode der Bitzeit der Datensignale ist und η = 0, 1, 2, g 3, ... ist und für kohärente Detektion geeignet ist.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Teils eines Senders zum Ausstrahlen eines frequenzmodulierten Trägersignals, moduliert mit einem pseudo-fünfwertigen Signal, abgeleitet aus einem eintreffenden Datensignal;
Fig. 2 ein bekanntes Vormudolationsfilter in dem Sender nach Fig. 1 zum Erzeugen eines TFM-Signals; Fig. 3 die Impulsstossantwort des in Fig. 2 dargestellten Vormodulationsfilters;
Fig. 4 das Augenmuster, erhalten mit Hilfe des. Vormodulationsfilters nach Fig. 3j
Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemässen Vormodulationsfilters;
Fig. 6 die Impulsstossantwort des Vormodulationsfilters nach Fig. 5 für B = 0,62 und rB = 0,36; Fig. 7 ein Augenmuster, erhalten mit Hilfe des
Vormodulationsfilters nach Fig. 5 für B = 0,62 und rB = 0,36; · Fig. 8 ein Augenmuster, erhalten mit einem Vormodulationsfilter nach Fig. 5 mit B = 0,58 und r„ = 0,3 und Fig. 9 ein Augenmuster, erhalten mit einem Vormodulationsfilter nach Fig. 5 mit B = 0,54 und rB = 0,2.· Der in Fig. 1 dargestellte Teil eines FM-Senders ist u.a. aus der US Patentschrift 4.229.821 bekannt. Er enthält ein Vormodulationsfilter 1, dessen Eingang 2 ein vorzugsweise differenzkodiertes Datensignal a(t) zugeführt wird, das sich wie folgt schreiben lässt:
a(t) = Y_ a . J(t-nT) wobei a = +1 oder -1 und T die
η = -co
Signalperiode der Bitzeit ist und t = nT die Abtastzeitpunkte sind.
Mit Hilfe dieses noch näher zu beschreibenden Vormodulationsfilters wir d ein pseudo-mehrwertiges Signal
0(t) = K, /
d U + C ο
PHN.10.331 fig '" " 17-1-1983
erzeugt. Dieses pseudo-mehrwertige Signal wird einem Frequenzmodulator 5 zugeführt, dem auch ein Signal von einem Trägergenerator 4 zugeführt wird. Das auf diese Weise von dem Modulator 5 gebildete Signal S(t) wird an einem Antennenausgang 23 abgegeben.
Das frequenzmodulierte Signal S(t) lässt sich wie folgt schreiben:
S(t) = sin }iv t + 0(t) I
worin vj die Trägerkreisfrequenz und 0(t) der informationstragende zeitveränderliche Phasenwinkel ist.
Wie u.a. in dem eingangs genannten Artikel beschrieben ist, wird der Phasenwinkel 0(t) durch das Vormodulationsfilter 1 bei TFM entsprechend der nachstehenden Formel bestimmt:
15
) an . 9 (T-nT)
wobei g(t) die Übertragungsfunktion des Vormodulationsfilters 1 und K die Empfindlichkeit des Modulators 5 in rad/Volt/Sekunde und C eine beliebige Konstante ist.
Zum Erzeugen von TFM-Signalen enthält dieses Vormodulationsfilter 1 ein nichtrekursives Digitalfilter zweiter Ordnung 6 und ein daran angeschlossenes Tiefpassfilter 8, das dem dritten Nyquist-Kriterium entspricht.
Dieses Vormodulationsfilter 1 ist in Fig. 2 näher dargestellt. Ausser der Tatsache, dass in dem Filter 6 das Eingangssignal auf nicht näher dargestellte Art und Weise mit einer Konstanten C = iT'/2K multipliziert wird, wird in einer Addieranordnung 14 die Summe aus dem unverzögerten,
mit C multiplizierten Eingangssignal, nachdem dies in dem Multiplizierer 11 mit einem Gewichtsfaktor i/2 multipliziert wurde, aus dem um nur eine Bitzeit T in einem Verzögerungselement 9 verzögerten, mit C multiplizierten Eingangssignal, nachdem dies in dem Multiplizierer 12 mit einem Gewichtsfaktor 1/4 multipliziert wurde, und aus dem um nur eine Bitzeit -T in einem Verzögerungselement 10 verzögerten, mit C multiplizierten Eingangssignal, nachdem dies in dem Multiplizierer 13 mit einem Gewichtsfaktor 1/4 multipliziert
PHN 10.331 i
wurde, bestimmt.
Die Übertragungsfunktion S(u^) dieses Filters 6 entspricht daher der folgenden Gleichung:
S('.O) = C [ 1/4 exp - jvJT + 1/2 + 1/4 exp juxr] = C cos2(u>T/2) g Dieses Signal wird dem Tiefpassfilter 8 zugeführt, dessen Übertragungsfunktion H (yJ) gegeben wird durch: H(W) = [Ή T/2 / (2 sin ^T/2))J . N1(Ui)
worin N1(U) das Fourier-Spe ktrum einer Funktion ist, die dem ersten Nyquist-Kriterium entspricht und wofür diejenige von dem geh.o benen Kosinustyp (raised cosine type) gewählt worden ist, so dass für N1(UJ1) gilts 1 für 0</U/<TT . (i-r)/T
Γ 1-sin] ((TU - 77")/2r) ( für 7T( 1-r)/T ^ I to I £Tr< (i+r 1^O für alle übrigen Werte von UJ.
Der sogenannte Abfallfaktor r (roll off factor) wird dabei kleiner als 0,25 gewählt.
Die Übertragungsfunktion G('«o) des Vormodulationsfilters 1 , wobei für H(CJ) die kleinste Bandbreite gewählt ist (r = θ) beträgt daher:
J \^\£: TT /T und
j O für alle übrigen Werte von w.
Die entsprechende Impulsstossantwort g(t) und damit der informationstragende, zeitveränderliche Phasenwinkel 0(t) ist dadurch bestimmt.
Die Impulsstossantwort dieses Vormodulationsfilters 1- ist in Fig, 3 dargestellt. Die Werte der Impulsstossantwort für die Abtastzeitpunkte t = nT mit η = O, 1, 2, ... sind entsprechend dieser Figur für t = 0 gleich V , für t = T gleich V /2 und für t = 2T nahezu gleich Null. Wegen der Tatsache, dass für t = T die Impulsstossantwort ungleich Null ist, tritt Intersymbolinterferenz auf. Weil von einem Datensignal a gleich +1 oder -1 ist, hat das von dem Vormodulationsfilter 1 abgegebene Signal zu den Zeitpunkten t = nT durch die Intersymbolinterferenz fünf mögliche Werte. Das Augenmuster des von dem Vormodulationsfilter nach Fig. 2 abgegebenen Signals ist in Fig. 4 dargestellt. In dieser Figur ist die Grosse V = a . g(T - nT)
= j C .UJT . cos2 (u>r/2)/2(sin(ujT/2)) für
PHN 10.331 J6 7 I7-I-T.983
über die Zeit aufgetragen. Wie diese Fig. 4 zeigt, hat das Signal zu den Abtastzeitpunkten t = nT die obengenannten fünf Signalpegel. Ein nicht kohärenter Empfänger mit einem Frequenzdemodulator zum Empfang eines derartigen TFM-modulierten Signals ist wegen der fünf Signalpegel ziemlich verwickelt.' Um einen einfacheren nicht kohärenten Signalempfänger verwenden zu können, wird das Signal nicht zu den Zeitpunkten t = nT, sondern zu den Zeitpunkten t = (2m-i)T/2 mit. m = 0, 1, 2, ... usw. detektiert, wie in der nicht vorig veröffentlichten niederländischen Patentanmeldung Nr. 8200943 eingehend beschrieben ist.
Um die Signaldetektion zu den Zeitpunkten
*"*, t = (2m-i)T/2 in dem Empfänger zu optimalisieren, muss der Sender modifiziert werden.
Fig. 4 zeigt, dass das Augenmuster zu den Zeitpunkten t = (2m-i)T/2 nicht optimal ist. Dies folgt aus der Tatsache, dass die in Fig. 3 dargestellte Impulsstossantwort zu 'dem Zeitpunk t = T/2 den Wert ρ V hat und zu dem Zeitpunkt t = 3T/2 den Wert q V . Dies verursacht, dass in Fig. 4 zu dem Zeitpunkt T/2 ausser den Werten ρ V und Null auch eine Verbreiterung dieser Werte auftritt um maximal den Wert q V nach oben und unten. Das Vormodulationsfilter 1 nach Fig. 2 eignet sich deswegen weniger dazu. Durch Änderung des Vormodulationsfilters 1 nach Fig. 2 kann ein optimales Auge zu den Detektionszeitpunkten t = (2m-i)T/2 erhalten werden. Ein derartiges geändertes Filter 1 ist in Fig. 5 dargestellt.
Dieses Filter 1 enthält wieder ein nichtrekursives Digitalfilter 15 zweiter Ordnung und ein daran ange-
3Q schlossenes Tiefpassfilter, das dem dritten Nyquist-Kriterium entspricht. Das Digitalfilter 15 enthält zwei reihen geschaltete Verzögerungselemente 17 und 18, die je eine Verzögerung entsprechend nur einer Bitzeit T aufweisen. Daran sind drei mit Multiplizierern 19» 20 und 21 versehene Abzweigleitungen angeschlossen zum Multiplizieren des unverzögerten eintreffenden Signals mit einem Gewichtsfaktor A, zum Multiplizieren des um eine Bitzeit T verzögerten eintreffenden Signals mit einem Gewichtsfaktor B und zum
PHN 10.331 T Q 17-1-
Multiplizieren des um eine Bitzeit T verzögerten Ausgangssignals des Elementes I7 mit einem Gewichtsfaktor A, wobei die Gewichtsfaktoren A und B derart gewählt worden sind, dass, abgesehen von dem bereits genannten Faktor K, 2A + B = 1 ist. Die auf diese Weise erhaltenen Signale werden in einer Summieranordnung 22 summiert und einem Tiefpassfilter 16 zugeführt, das dem dritten Nyquist-Kriterium entspricht, und das Summensignal wird nach Filterung durch dieses Tiefpassfilter dem Modulatoreingang 3 zugeführt.
^O Der Wert des Gewichtsfaktors A bzw. B ist dabei
kleiner als i/4 bzw. grosser als 1/2S wobei diese Werte für ein TFM-Signal gelten. Ein FM-Signal, moduliert mit einem Signal, das mit Hilfe des in Fig. 5 dargestellten Vormodulationsfilters 1 erhalten worden ist, wobei der Gewichtsfaktor B φ 0,5 ist, wird weiterhin als generalisiertes gezähmtes frequenzmoduliertes Signal bezeichnet, Kurzbezeichnung : GTFM.
Ein derartiges GTFM-Signal muss der Anforderung entsprechen, dass ein maximal offenes dreiwertiges Auge zu den Detektionszeitpunkten t = (2rn-i)T/2 verwirklicht wird, wobei dieses Signal zu den Abtastzeitpunkten t = nT ein pseudo-fünfwertiges Signal ist. Dazu müssen einerseits die Werte der Gewichtsfaktoren des Filters 15 und damit die Werte des fünfwertigen Auges zu den Abtastzeitpunkten t = nT derart geändert werden, dass das Augenmuster zu den Detektionszeitpunkten t = (2m-1 )t/2 nur drei Werte aufweisen kann, und andererseits muss der Abfallfaktor r des Tiefpassfilters 16, welcher Abfallfaktor r den Verlauf des Signals zwischen den Werten zu den Abtastzeitpunkten t = nT beeinflusst, einen derartigen Wert rR erhalten, dass das Augenmuster zu den Detektionszeitpunkten t = (2m-i)T/2 auch die drei genannten Werte hat. Mit dem Index „ hinzugefügt zu dem Abfallkoeffizienten r wird bezeichnet, dass ein spezifischer Wert des Abfallkoeffizienten jedem Wert B desjenigen Gewichtsfaktors zugeordnet ist, der einem der zwei anderen Gewichtsfaktoren nicht entspricht.
In Fig. 6 ist die Impulsstossantwort g(t) des Vormodulationsfilters 1 nach Fig. 5 für den Gewichtsfaktor
H Λ m ι m · a * »β ι«
PHN 10.331 & Ό 17-1-1983
B = 0,62 und einen zugeordneten Abfallko effizient en fV, = 0,36 angegeben. Wie diese Figur zeigt, ist zu dem Zeitpunkt t = T/2 der Wert der Impulsstossantwort gleich ρ V und zu dem Zeitpunkt t = 3T/2 der Wert der Impulsstossantwort qV gleich Null. Dadurch ist eine Intersymbolinterferenz zu den Detektionszeitpunkten t = (2m-i)T/2 vermieden.
Das mit diesem Vormodulationsfilter 1 erhaltene Augenmuster ist in Fig. 7 dargestellt. Diese Figur zeigt deutlich ein optimal offenes dreiwertiges Auge zu dem Zeitpunkt t = T/2, was einen optimalen Störabstand ergibt. Das fünfwertige Auge zu dem Zeitpunkt t = 0, T, ... ist dadurch jedoch wesentlich verschlechtert.
In Fig. 8 ist das Augenmuster für einen Wert des Gewichtsfaktors B gleich 0,58 und für den zugeordneten optimalen Wert des Abfallkoeffizienten f^, gleich 0,3 darge-
stellt. Die Werte des Augenmusters zu den Detektionszeitpunkten t = (2m-i)T/2 weichen nur wenig von den Werten des idealen dreiwertigen Augenmusters nach Fig. 7 ab. Dasselbe gilt für einen Wert des Gewichtsfaktors B gleich 0,68 und einen zugeordneten Abfallkoeffizienten τΏ , wobei der Wert
Jd
von B in einem gleich grossen Abstand, jedoch auf der anderen Seite der optimalen Werte B = 0,62 gegenüber denen, die das Augenmuster nach Fig, 8 ergeben, liegt.
In Fig. 9 ist für die Werte B = 0,54 und r_ = 0,2 das Augenmuster dargestellt. Diese Figur zeigt eine deutliche Abweichung von dem idealen Augenmuster zu dem Zeitpunkt t = T/2 gegenüber dem in Fig. 7 dargestellten Augenmuster, wobei diese Abweichung für das in Fig. 4 dargestellte Augenmuster eines TFM-Signals noch grosser ist. In der Praxis wird daher ein gutes dreiwertiges Auge zu den Detektionszeitpunkten t = (2m-i)T/2 erhalten für Werte des Gewichtsfaktors B zwischen 0,5^· und 0,66 und für den zugeordneten Abfallkoeffizienten r„, der empirisch ermittelt werden kann, beispielsweise mit Hilfe von Komputersimulationstechniken.

Claims (2)

  1. * · * «· ·« m 3312BA9
    17-1-1983         • * ft»»
    PHN 10.331         PATENTANSPRÜCHE:
    (jj Sender zum Ausstrahlen FM-modulierter Signale mit einem Vormodulationsfilter, das aus einem eintreffenden Datensignal ein Datensignal erzeugt, das zu den Abtastzeitpunkten t = nT (mindestens) fünf Signalpegel aufweist, und mit einem an das Vormodulationsfilter angeschlossenen Frequenzmodulator, dadurch gekennzeichnet, dass das Vormodulationsfilter so aufgebaut ist, dass es zu den Zeitpunkten t = (2m-i)T/2 ein nahezu dreiwertiges Signal abgibt, wobei T die Periode der Bitzeit der Datensignale und m eine ganze Zahl ist.
  2. 2. Sender nach Anspruch 1, wobei das Vormodulationsfilter die Reihenschaltung aus einem nichtrekursiven Digitalfilter zweiter Ordnung mit dr.ei Gewichtsfaktoren, von denen zwei einander entsprechen, und einem Tiefpassfilter enthält, das dem dritten Nyquist-Kriterium entspricht und mit Hilfe eines "gehobenen Kosinus"-Filters verwirklicht worden ist, das dem ersten Nyquist-Kriterium entspricht, dadurch gekennzeichnet, dass die einander nicht entsprechenden Gewichtsfakioren des nichtrekursiven Filters zweiter Ordnung die Werte A und B aufweisen, wobei der Wert des Gewichtsfaktors A bzw. B kleiner als 1/4 bzw. grosser als 1/2 ist, wobei 2A + B = 1 und der Abfallkoeffizient r„ des "gehobenen Kosinus"-Filters grosser als Null ist. 3· Sender nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Gewichtsfaktor B in einem Bereich zwischen den Werten 0,50 und 0,66 liegt und der Abfallkoeffizient r_ den entsprechenden Wert in einem BereicLi zwischen den Werten 0,3 und 0,42 für ein optimales dreiwertiges Signal hat.
    :
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