DE1762361B2 - Adaptiver entzerrer fuer einen digitalen datenuebertragungs kanal - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen adaptiven Entzerrer ergibt. Dieses Verfahren hat jedoch den Nachteil, daß

für einen digitalen Datenübertragungskanal mit einem die Kenndaten des Übertragungskanals bekannt sein

Schieberegister:, mit Korrelatoren und mit einem und konstant bleiben müssen, damit in dem nach-

Subtraktionskreäs. folgenden fest programmierten Schaltnetz die er-

In den vergangenen Jahren wurden mit außer- 5 forderliche Zuordnung und Auswertung erfolgen

ordentlich großen Aufwendungen Fernsprechanlagen kann.

erstellt, die in erster Linie für Sprechverbindungen Bei einem weiteren Verfahren zum Korrigieren der eingerichtet sind. Bei dem steigenden Interesse an Verzögerungsverfotmung ii einer übertragungsleieiner Übermittlung von Digitaldaten war die Ent- tung weiden Transversalfilter verwendet. Ein Transwicklung von Einrichtungen notwendig, mit denen io versalfilter bestehl aus einer angezapften Verzögediese über die bereits bestehenden Fernsprechleitun- rungsleitung und mehreren Multiplikatoren, von denen gen ausgesendet werden können. Um dieses Ziel zu je einer einer Anzapfung der Verzögerungsleitung zuerreichen, mußte eine Reihe von Schwierigkeiten geordnet ist. Die Multiplikatoren stellen die Amüberwunden werden, von denen die größte darin be- plitude und die Polarität des aus der Verzögerungsstand, daß die typischen Fernsprechübertragungs- 15 leitung an der betreffenden Anzapfung erhaltenen Sileitungeu eine wesentliche Laufzeitverzerrung auf- gnals ein. Die Ausgangssignale dieser Multiplikatoren wiesen, d. h., Signalkomponenten gewisser Frequen- werden dann summiert und bilden den Transversalzen innerhalb des im Hörbereich liegenden Durch- filterausgang. Durch geeignete Einstellung der Anlaßbandes unterliegen längeren Verzögerungen als zapfungsabstände und der Multiplikationsfaktoren Komponenten anderer Frequenzen. Obwohl diese 20 für jede Anzapfung wird die Amplitudencharakte-Laufzeitverzerrung die Erkennbarkeit der über die ristik der Multiplikatoren so eingestellt, daß sie dem Leitung übertragenen sprechfrequenten Signale nicht Impulsverhalten der Übertragungsleitung entspricht, wesentlich beeinträchtigt, werden Digitalsignale, die Dann beseitigt das Filter wirksam die Ausschwingüber die Leitung übertragen werden, erheblich ver- vorgänge hinter den über die Leitung übertragenen zerrt. 25 Digitalimpulsen. Überdies soll das Transversalfilter

Bisher hat man verschiedene Verfahren angewen- so einstellbar sein, daß es dem Impulsverhalten der det, um die Verzerrung von Digitaldalen, die über Leitung entspricht, und auch diese Maßnahme erforeinen solchen Übertragungspfad ausges ndet wurden, dert entweder eine mühsame Einstellung von Hand zu korrigierer. 1st z. B. die Charakteristik der Über- oder eine komplizierte Schaltung. Obwohl Komtragungsleitung bekannt, läßt sich eine Entzerrung 30 promißeinstellungen möglich sind, bei denen die Verdurch eine Vorverzerrung d~s ausgesandten Signals Zerrungsstörungen für Leitungen vermindert werden, erreichen, d. h. das auszusendende Signal selbst wird deren Impulsverhalten in einem gewissen Bereich vorverzerrt, und die weiteren Verzerrungen in der variiert, so ist dies im allgemeinen nicht so befriedi-Leitung verändern das Signal dann so, daß ein Signal gend wie eine Einstellung, bei der eine Kompensation der gewünschten Wellenform empfangen wird. Dieses 35 speziell für eine einzelne Leitung erfolgt.
Verfahren ist natürlich auf diejenigen Fälle be- Werden die Transversalfilter nicht an eine beschränkt, bei denen die Verzögerungsmerkmale der stimmte Leitung angepaßt, s - bewirken sie keine voll-Leitung konstant und bekannt sind. ständige Entzerrung. Solche Filter können im allge-

Im allgemeinen ist jedoch das Impulsverhalten der meinen nicht an Änderungen der Leitungseigenschafbenutzten Übertragungsleitung nicht bekannt und 40 ten angepaßt werden. Weiterhin weisen solche Transkann sich überdies mit der Zeit ändern. Bei älteren versalfilter den erheblichen Nachteil auf. daß sie nicht Übertragungsanlagen, bei denen eine Kompensation digital arbeiten, sondern die Verwendung einer solcher unbekannten Merkmale vorgesehen war. wiir- Analogverzögerungsleitung erfordern. Obwohl verden Kompensationsnetzwerke an der Empfangsseite sucht wurde, solche Transversalfilter zu digitalisieren, verwendet. Diese Netzwerke führen in den Übertra- 45 so erfordert dies die Verwendung komplizierter Imgungspfad eine zusätzliche Verzögerung bei denjeni- pulskodemodulationsvcrfahren und eine ausgedehnte gen Frequenzen ein. die die Übertragungsleitung ;?.m Schaltung. Überdies muß die Verzögerung des Transwenigsten verzögert. Das heißt, die Signalkomponen- vcrsalfilters wesentlich länger sein als die Ausschwingten, die zuerst empfangen werden, werden vom Korn- dauer der Impulse. Weiterhin kann das Filter das pensationsnctzwerk um eine Zeitspanne verzögert. 50 Verhältnis Signal zu Rauschen der Anlage herabdie der Verz.ögerungszeil der über die Leitung über- setzen als Folge der Addition der Rauschkomponentragencn übrigen Frequenzen entspricht. Obwohl ten an jeder Anzapfung.

solche Kompensationseinrichtungen weitgehend ver- Eine solche Einrichtung ist in »The Bell System

wendet werden, so weisen sie jedoch den erheblichen Technical Journal«. Vol. XLV, 1966, Nr. 2. S. 2^ς{>

Nnchtcil auf, daß sie jedesmal neu eingestellt werden 55 bis 2K(S. beschrieben. Obwohl dieser adaptive digitale

müssen, wenn die Leitungsverzögerung sich ändert. Entzerrer unter Verwendung eines Transversalfilter«?

Diese Einstellungen sind mühsam und zeitraubend einer prinzipiellen Lösung des Problems nahekommt,

und müssen normalerweise von Hand durchgeführt weist er eine extrem hohe Nachstellträgheit auf. die

werden. in der Größenordnung mehrerer Sekunden liegt

Die französische Patentschrift 1 422118 schlägt wci- 60 Weiterhin erfolgt dort die Einstellung der Multi·

terhin vor, das empfangene verzerrte Signal einem plikationsfaktoren an den Abgriffen der Verzöge-

Amplitiidendiskriminator zuzuführen, der es auf das rungsleilung durch schrittweise einstellbare Dämp

Vorhandensein mehrerer d'skretcr Pegel untersucht fungsglieder, die sehr schnell aufwendig werden

und, falls im empfangenen Signal einer dieser diskreten wenn eine erhöhte Einstellgenauigkeit gefordert ist

Pegel vorliegt, auf einer diesem zugeordneten Aus- 6s Trotz dieses Aufwandes ist die Nachstellgenauigkei

gangsleitung ein Binärsignal abgibt. Die so erzeugten dieser Korrekturanordnung immer noch nicht so gut

Digitaldaten werden in einem nachfolgenden Schalt- daß auf die Übermittlung definierter Testsignale zu

netz so verknüpft, daß sich ein entzerrtes Digitalsignal Überprüfung des Übermittlungskanals und zur prä

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risen Einstellung des Transversalfilter* verzichtet werden könnte.

Demgegenüber ist es die Aufgabe der Erfindung, diese Nachteile des Standes der Technik zu vermeiilen, indem ein adaptiver Entzerrer geschaffen wird, der sich automatisch und kontinuierlich ohne wesentliehe Verzögerung an Schwankungen der Eigenschuften des Ühertragungskanals anpaßt und das empfangene verzerrte Signal entsprechend entzerrt.

Diese Aufgabe wird gelöst durch einen adaptiven

ntzerrer für einen digitalen Datenübertragung*- anal mit einem Schieberegister, mit Korrelatoren d mit einem Subtraktionskreis der dadurch k

kanal mit einem Schieberegister, mit Korrelatoren und mit einem Subtraktionskreis, der dadurch gekennzeichnet ist, daß das zuletzt empfangene korrigierte digitale Datensignal dem Schieberegister zugeführt wird und das unkorrigierte empfangene Signal den Korrelatoren zwecks Korrelation mit dem korrigierten Signal zugeführt wird, um ein korrigiertes Signal zu erzeugen, das im Subtraktionskreis von dem empfangenen Signal abgezogen wird, uir das korrigierte Signal herzuleiten. "

Oie Einrichtung nr.ch der Erfindung wirkt anpassend indem sie Veränderungen des Impulsverhaltcns rles Übertragungskanals ständig ermittelt und kornpensiert. Die Einrichtung nach der Erfindung erfordert keine Einstellung von Hand und kann daher im wesentlichen ohne Wartung betrieben werden. Die Einrichtung kann zusammen mit Quadratur- und oder Mehrpegelmodulationsanlagen verwendet werden wodurch die Übertragung von jeweils mehr als ein 'Datenbit ermöglicht wird. Auch Verzerrungen durch Kanalkopplung, die bei einer solchen Anlage auftreten können, werden gleichfalls adaptiv korrieiert Dio auf Impulse ansprechende Korrektureinrichtung nach der Erfindung ermöglicht die Übertraeung von Digitaldaten über eine Fernsprechleitunu mif Geschwindigkeiten, die entweder oberhalb oder unterhalb der Nvquist-Geschwindiakeit für diese Lei tune liegen ' "

Vorzugsweise ist jeder der Stufen des Schieberccisters Jn der das jeweils zuletzt empfangene Datenbit ^speichert ist, ein Korrelator aus einem Multiplikator und einem Integrator zugeordnet, die das vom Übertraguncskanal empfangene Signal mit der in der jeweiligen Stufe enthaltenen Größe multiplizieren und das Produkt integrieren

Um die Weiterverarbeitung der Signalspannungcn Ai Hciehtcrn, ist nach einer Ausgestaltung der Erfindune ein Abtastkreis vorgesehener das empfangene Signal in eine Folge diskreter Spannungsschritte verwandelt, indem cr'das Signal periodisch abtastet und cin Ausgangssignal liefert, das eine Amplitude gleich der des Signals am vorhergehenden Abtastzeitpunkt besitzt, wobei der Multiplikator das Ausgangssignai digital mit der in der entsprechenden Stufe enthaltenen Größe multipliziert.

Um die Impulsantwort des Übertragungssignals so genau wie möglich erfassen zu können hat nach ciner weiteren Ausgestaltung der Erfindung das Schieberegister mindestens so viel Stufen wie die Zahl

der während des Abklingens eines Impulses übertra-„„... ο:,,.

K^I^11 Cl I UILA·

Nach einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung liefert der Multiplikator ein Ausgangssignal, dessen Amplitude gleit!, der des Ausgangssignals des Abtastkreises und dessen Vorzeichen dem des Ausgangssignals des Abtastkreises entsprechen, wenn in der entsprechenden Stufe des Schieberegisters eine binäre »I«· gespeichert ist, wohingegen bei einer in dieser Stufe gespeicherten binären »0« das Vorzeichen des Multiplikatorausgangssignals entgegengesetzt wird.

Die Erfindung wird nunmehr ausführlich bescnrieben. In den Zeichnungen ist die

Fig. I ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Einrichtung nuch der Erfindung,

Fig. 2 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Datenübcrtragungskanals, in dem die Einrichtung nach der Fig. 1 verwendet werden kann,

Fig. 3a, 3b je eine graphische Darstellung von typischen Verzögerungseigenschaften von zwei Arten üblicher Fernsprechleitungen,

Fig. 4a bis 4f je eine graphische Darstellung von Wellenformen bei Übertragungen von Digitaldaten über einen Übertragungskanal nach der Fig. 2, wobei die Wirkungsweise der Korrektureinrichtung nach dei Fig. 1 gezeigt wird, im besonderen zeigen die Fi g. 4a und 4b typische r.näre Datenfolgen in einer Tmpulsform mit und ohne Gleichstromkomponente, die über einen Übertragungskanal ausgesendet werden können, während die Fig. 4c das typische Impulsverhalten eines Übertragungskanals nach der Fig. 2 zeigt. Die Fig.4d zeigt die Form eines Signals, das die Datenfolge nach den Fig. 4a oder 4b enthält, und das aus einem Übertragungskanal empfangen wurde, der das Impulsverhalten der hig. 4c aufweist, während die Fig. 4e ein Korrektursignal zeigt, das von der Einrichtung nach der Erfindung erzeugt wird, wenn das Signal nach der Fig. 4d empfangen wird. Die Hg.4f zeigt das Datensignal, das erhalten wird, wenn das Korrektursignal nach dei Fig. 4e mit dem empfangenen Signal nach eier Fi g. 4 d vereinigt wird,

Fi g. 5 eine vereinfachte schematische Darstellung einer Signalabtastschaltung, die in ütr Korrektureinrichtung nach Fi g. 1 verwendet werden kann,

Γ i g. 6 eine vereinfachte schematische Darstellung eines Digitalmultipiikators und eines Integrators, der in der Korrektureinrichtung nach der Fig. 1 verwen-

det werden kann, _L11 ,.. · _{c h} 1,, ,„-

Fig. 6a eine Wahrheitstabelle fur ein Schaltungselement.des Digilalmultiplikators.nachι der_F1ig. 6

F i g. 7 ein vereinfachtes Blockschaltbild e.nes Zweikanalsenders, in dem die Einrichtung nach dei Erfindung verwendet werden kann.

F i g. 8 ein Blockschaltbild des Ernpfangstciles der Zweikanaldaienübertragungsanlage, bei der eine andere Ausführnngsform der Korrektureinrichtung nach der Erfindung verwendet wird.

F i g. 9 a eine Darstellung cnes typische, Impuls-

Verhaltens eier ^ll™£^TWⁿf^eit™*J™*™™ dem phascngleichcn Kana der Datenübertragungs anlage nach den Fig. 7 und 8. _Ttnnllkv-_r,,„,_t(._nr Fig. 9b eine Darstellung des mp lsvcrna -.. gemessen im phasengle.chen Kanal der Daten ibtr tragungsanlage nach den F1 g. 7 und S, Dei aer gleichzeitigen Datenübertragung über den Quadratur-

kanal, . „.,,„„ . _tvni.

60 Fig. 10a und 10b je eine Dar stelkinB de_{S typ}

sehen Tmpulsvcrhaltens in den ^«JjJ¹¹^;; len bei Verwendung von Formungsfiltern in der Uu tenübertragungsanlage.

Die Fig. 1 «igt ein Biockschal bild ur ane be 65 vomigte Ausfuhrungsform Js Ejitonjrs ^e fm richtung empfangt aus einem ^™8J"f^ka"?' ^ein Signal, das die ™P™^
daten in einer durch die

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des Kanals verzerrten Form enthält. Die Einrichtung verursachte Verzerrung führt bei der Übertragung

nach der Fig. 1 bestimmt aus dem empfangenen von Daten mit hoher Geschwindigkeit zu den größten

Signal digital die Impulsantwort des zugehörigen Schwierigkeiten.

Übertragungskanals. Hiernach wird ein Korrektur- Die Gesamtimpulsantwort It₁ eines typischen Übersignal erzeugt, das bei der Vereinigung mit dem 5 tragungskanals wird in der Fi g. 4c durch die Kurve empfangenen Signal die Rückgewinnung der ausge- 25 dargestellt. Die Kurve 25 stellt daher die Form sendeten Digitaldaten in unverzerrter Form ermög- eines aus dem Übertragungskanal 12 (Fig. 2) emplicht. Die Einrichtung ist adaptiv, d. h., Änderungen fangenen Signals dar, wobei die Eingangsinformation der Iiiipulsantwort im Übertragungskanal werden er- aus einem einzelnen Impuls 1 besteht. Es wird darauf mittelt und kompensiert. io hingewiesen, daß die Kurve 25 einen positiven

Da bei einem typischen Übertragungskanal gleich Höchstwert /;„ im Zeitpunkt r₀ erreicht (wie durch

dem in der F i g. 2 als Blockschaltbild dargestellten die senkrechte Linie 30 dargestellt) und nachlaufende

die Digitaldaten nicht direkt über eine Fernsprech* Komponenten enthält, die einen negativen oder posi-

leitung übertragen werden können, weil diese für die tiven Wert aufweisen können. Die Amplituden der

Handhabung von Gleichstromsignalen nicht einge- 15 Kurve 25 bei den folgenden Datenübertragungs-

richtet sind, so wird ein Modulator 13 benutzt. Der zeiten Z₁ und /₂ sind bei /i, (Linie 3ü) und bei h„

Modulator 13 erzeugt ein niederfrequentes Ausgangs- (Linie 32) dargestellt.

signal, das von den Eingangsdaten amplituden-, fre- Werden dem Übertragungskanal 12 aufeinanderquenz- oder phasenmoduliert ist. Diese Digitalein- folgende Datenbits genügend langsam zugeführt, so gangsdaten können die in den Fig. 4a und 4b dar- 20 würde das empfangene Signal aus aufeinanderfolgengestellte Impulsform mit oder ohne Gleichstrom- den Spannungsstößen bestehen, von denen jeder das komponente aufweisen. Wenn gewünscht, können die allgemeine Aussehen der Kurve 25 aufweist. In einem Eingangsdaten vor der Modulation durch die Filter solchen Falle lassen sich die Einzelimpulse vonein-14 geformt werden, deren Funktion später noch be- ander unterscheiden, da zwischen ihnen genug Zeit schrieben wird, »5 zum Ausklagen ist. Eine solche Anlage würde eine

Das Auseanassignal des MoriulntnrQi-» lauft über fehlerfreie DntcrÜiJiiMfagung ei möglichen, jedoch den Übertragungspfad 15 zu einem entfernten Ort, den Nachteil aufweisen, daß die Mindestzeit zwischen an dem das Ausgangssignal vom Demodulator 16 zu aufeinanderfolgenden Datenbits der Abklingdauer einem empfangenen Signal umgewandelt wird. Dieses der Impulsantwortkurve 25 entsprechen muß — ein empfangene Signal enthält die Eingangsdaten in einer 30 erheblicher Nachteil, der mit den gegenwärtig geverzerrten Form als Folge der Gesamtimpulsantwort forderten hohen Geschwindigkeiten der Datenliber- h, des Übertragungskanals 12. Diese Impulsantwort tragung nicht vereinbar ist.

h, stellt die Gesamtheit der Verzerrungseffekte des Die über einen Übertragungskanal ausgesendeten

Formgebungsfilters 14 sowie der Umwandlung durch Eingangsdaten können empfangen werden entweder

den Modulator 13 und den Demodulator 16 und der 35 in einer Form mit Gleichkomponenten (Fig. 4a)

Verzögerung und der Amplitudenverzerrung im oder in Form positiver und negativer Impulse

Übertragungspfad 15 dar. (Fig. 4b). In jedem Falle kann die Zeitspanne zwi-

Bei einer bestimmten Anlage können die Signal- sehen aufeinanderfolgenden Datenbits (z. B. zwischen

Verzerrungsmerkmale des Formgebungsfilters 14, des den Zeichen 40 oder 40« und der darauffolgenden

Modulators 13 und des Demodulators 16 bekannt 40 Pause 41 oder 41a) wesentlich kleiner sein als die

sein, so daß eine Kompensation ohne Schwierigkeiten gesamte Abklingzeit der Impulsantwortkurve 25.

durchgeführt werden kann. Andererseits können die Werden dem Übertragungskanal 12 solche aufein-

Verzerrungseigenschaften des typischen Übertra- anderfolgende Datenbits zugeführt, so kann das re-

gunsspfades 15 nicht bekannt sein und sich mit der sultierende empfangene Signal die in der Fig. 4d

Zeit ändern. Wenn der Ubertragungspfad 15 eine 45 mit Volumen dargestellte Form aufweisen. Es wird

Fernsprechleitung enthält, werden in den Übertra- darauf hingewiesen, daß die Kurve 45 der alg'-'bra-

gungspfad starke Laufzeitverzerrungen eingeführt. ischen Summe der einzelnen Impulsantwortkurven

Gewerbliche Fernsprechleitungen, die in erster 25, 26, 27 und 28... entspricht, entsprechend den Linie für die Übertragung der Sprache eingerichtet übertragenen Datenimpulsen 39. 40. 41, 42 ... sind, weisen Verzögerungen auf, wie sie beispiels- 5° Wie zu ersehen ist. zeigt das typische empfan^jne weise in den Fig. 3a und 3b dargestellt sind. Solche Signal 45 eine erhebliche Verzerrung als Folgendes Leitungen können zum Übertragen von Daten be- Abklingens der Tmpulsantwortkurven der vorhersenutzt werden. Wie durch die schraffierten Bereiche henden Datenimpuise. Infolgedessen ist die Ampliin der Fig. 3a dargestellt, kann eine solche Leitung tude des empfangenen Signals 45 nicht dieselbe bei bei Signalkomponenten unterhalb von 500 Hz und 55 den Datenabtastzeiten/_r. /,. /.,. t₉... Zum Beispiel oberhalb von 2800 Hz eine Verzögerung bis zu weist die Amplitude des empfangenen Signals 45 im 3 Millisekunden bewirken, während dieselbe Leitung Zeitpunkt /„ (entsprechend den Zeichen 39 in der (schraffierterBereich 21) zwischen 1000 und 2600Hz Fig. 4a) eine Höhe von +4 auf, während in den eine Verzögerung von weniger als 500 Mikrosekun- Zeitpunkten /, und Λ, (entsprechend den Zeichen 40 den erzeugt. Eine andere Leitung, wie sie in Fig. 3b 60 und 42) das empfangene Signal 45 Amplituden mit dargestellt ist, kann bei Frequenzen zwischen 1000 der Höhe von -f 2 bzw. 4- f aufweist. Ebenso weist und 2600 Hz eine Verzögerung von weniger als die Amplitude des empfangenen Signals 45 im Zeit-300 Mikrosekunden aufweisen, wie bei 22 dargestellt. punkt t„ (entsprechend der Pause 41) einen Wert von während bei anderen Frequenzen die Verzögerung —5 auf. Unter außergewöhnlichen Bedingungen und länger ist. Diese Verzögerungen führen zu einer er- 65 je nach dem Impuisverhalten des Übertragungsheblichen Verzerrung eines modulierten Digital- kanals, der für die Datenübertragung benutzt wird, signals, das über eine Fernsprechleitung übertragen kann das Vorzeichen des empfangenen Signals gewird. Diese durch die unterschiedlichen Laufzeiten legentlich falsch sein, wobei ein »Zeichen« emnfan-

gen wird, wenn tatsächlich eine »Pause« ausgesendet wurde. Ebenso kann das empfangene Signal negativ sein (Empfang einer Pause), wenn es positiv sein sollte (da tatsächlich ein Zeichen ausgesendet wurde). Bei Verwendung einer Mehrpegelübertragung (wobei 5 sowohl die Amplitude als auch das Vorzeichen des empfangenen Signals Information darstellen) kann überdies infolge des Impulsvcrhaltcns des Übertraeungskanals eine falsche Auslegung der empfangenen Daten erfolgen.

Die beschriebene Korrektureinrichtung bestimmt die Impulsantwort des benutzten ÜbertragungsUana'.s Und erzeugt ein Korrektursignal, das bei der Vereinigung mit dem empfangenen .Signal 45 eine Rückgewinnung des ursprünglich ausgesendeten Datensignals ermöglicht.

Aus der Γ i g. 1 ist zu ersehen, daß das empfangene Signal </.. B. das Signal 45 in der Fi g. 4d) aus einem typischen Übertragungskanal 12 (Fig. 2) zu einer Tmpuk.^ntwortbestimmungseinrichtun.a 50 und zugleich zur Signalkorrektureinrichtung 70 geleitet wird. Die Impulsantwortbestimmungseinrichtung 50 bestimmt die Impulsantwort des benutzten Übertragungskanals und erzeugt eine Reihe von Ausgangs-

sigr.skr:.':,, .'; .'?„. ^f'^ip Ηργ Amplitude der Impuls-

antwortkurve 25 zu den entsprechenden Datenab -inVeiten entsprechen. Bei der tvpischen Impulsantwortkurve 25 in der F i g. 4c z. B. würde die Impulsantwortbestimmungscinrichtung 50 Ausgangssignale erzeugen, die den Wert von Zj₁ im Zeitpunkt fj anzeigen (die einen Wert von —2 aufweisen und der Amplitude 31 in der Fi g. 4 c entsprechen) sowie Zi₂ mit einer Amplitude ^J 1 im Zeitpunkt r, entsprechend der Amplitude 32 in der F i g. 4 c.

Die Signalkorrektureinrichtung 70 verwendet dann diese Reihe von Signalen (die die Werte von Zi, anzeigen) zum Erzeugen eines geeigneten Korrektursignals, das bei der Vereinigung mit dem empfangenen Signal ein korrigiertes empfangenes Signal ergibt, das genau den Eingangsdaten entspricht, die dem Übertragungskanal 12 (Fig. 2) zugeführt worden sind.

Nach der F i g. 1 wird das empfangene Signal 45 zuerst zum Abtastkreis 51 geleitet, in dem die Amplitude des empfangenen Signals zu jeder Datenabtastzeit bestimmt und eine Ausgangsspannung X, erzeugt wird, deren Amplitude iür eine Bitzeit konstant und gleich der Amplitude des zu Beginn der betreffenden Bitzeit eingetroffenen Signals ist. In der F i 2. 4d ist daher Λ',- als gestrichelte Kurve 47 dargestellt, die dem empfangenen Signal 45 entspricht. Bei diesem Beispiel wird das Signal 45 zu den Zeilen f_n. /,. t,. .. abgetastet, zu welchen Zeiten die Da'enimpulsc 46 auftreten.

Die Fi g. 5 zeigt eine Ausführung des SignalabtastkrekcsSl. Hiernach wird das empfangene Signa! 45 über einen Schalter 68 zu einem Kondensator 58 geleitet. Der Schalter 68 ist normalerweise offen, wird jedoch bei dem Auftreten des Datenabtastimnulses 46 geschlossen, der von einem geeigneten Taktgeber (nicht dargestellt) in jeder Bitzeit einmal erzeugt wird, wie an sich bekannt. Wie aus der Fig. 4d zu ersehen ist. ist die Zeitdauer der Dalcnabtaslimpulsc 46 wesentlich kurzer als eine Bitzeit und kann in einer Anlage, in der Daten mit einer Geschwindigkeit von 4800 Bits pro Sekunde gehandhabt werden, eine Dauer von 50 Mikrosekunden aufweisen.

Wenn nach der F i g. 5 der Abtastimpuls 46 auftritt, so wird das empfangene Signal durch den Schalter 68 geleitet und lädt den Kondensator 58 auf eine Spannung mit einer Polarität auf, die der Spannung des empfangenen Signals 45 im Zeitpunkt des Auftretens des Abtastimpulses 46 entspricht. Der Verstärker 59, der eine sehr hohe Eingangsimpedanz aufweist, greift die am Kondensator 58 liegende Spannung ab und erzeugt an einer niedrigen impedanz eine Ausgangsspannung, deren Höhe und Vorzeichen der im Kondensator 58 gespeicherten Spannung entsprechen. Wegen der hohen Eingangsimpedanz c'.es Verstärkers 59 wird der Kondensator 58 während des Auftretens der aufeinanderfolgenden Abtastimpulse 46 nicht entladen. Wenn der folgende Abtastimpuls auftritt, entlädt sich der Kondensator über den Schalter 68 und wird danach wieder auf den neuen Wert des empfangenen Signals aufgeladen. Am Ausgang des Verstärkers 59 tritt daher ein Signal A!", auf, das in der Fig. 4d die Kurve 47 darstellt.

Die Amplitude X₁ des abgetasteten empfangenen Signals kann durch die folgende Gleichung dargestellt werden:

X₁ = Cl₁It_n -4- rf,-

Λ ■ ^d> s^ftä "

wobei 1 = 1, 2. J ... anzeigt, weiches t»ii (das ei mc. zweite, dritte usw.) in der Datenfolge soeben empfangen worden ist. Der Wert von rf, „ist M. wenn das zur (i-n)^tcn Zeit empfangene Signal (vom Digita!- entscheidungskreis 57) als binäre »1« ausseiest wurde, oder 1, wenn es als binäre »0« ausgelegt wurde. Die Werte von Zi, stellen die Amplitude:iverteilungskurve 25 zu den Abtastzeiten 46 dar.

Aus der F i g. 4d ist zu ergehen, daß die Gleichung (1) tatsächlich die Höhe der Kurve 47 zur /^tcn Bitzeit darstellt. Zum Beispiel wurde im Zeitpunkt I₁ das / = 4^le Datenbit (entsprechend dem Bit 42 in der Fig. 4a) soeben empfangen. Da das binäre Bit 42 eine binäre »1« darstellt, so ist rf₍ — d₃ = ¹I. Das vorhergehende (/-- l)^te empfangene Bit (entsprechend dem Bit 41 in der Fi g. 4a) war eine binäre »0«, und damit ist rf,· , = </,= 1. Ebenso ist rf,- ., = rf., = - i (da das Bit 40 eine binäre »1« ist), und rf,- ., ist = rf, = +1 (da das Bit 39 gleichfalls eine binäre »1« ist). Wird dies in die Gleichung (1) eingesetzt, so ist offenbar

,Y, = (-M)(4) -J- (-1M-2)+ (+DO) ^Λ (- D(O)

wobei natürlich Zi₀ = 4. Z;, = — 2. Zi., I und

it., = 0 ist. wie aus der Impiilsantwortkurvc 25 in der Fig. 4c zu ersehen ist. Die Gleichungen (1) und (2) beschreiben also die Amplitude der Kurve 45 (Fig. 4d).

Aus der F i g. 1 ist ferner zu erseher,, daß die aus der Signalkorrektureinrichtung 70 empfangenen Daten über den Entscheidungskreis 57 in das Schieberegister 52 eingegeben werden.

Der Entscheidungskreis 57 führt dom Schieberegister ein Eingangssignal in Form einer binären »1« zu. wenn das Signal aus der Korrektureinrichtuns 7ß positiv ist. und ein solches von einer binären »0«. wenn das Signal negativ ist. Bei einer bevorzugten Ausführungsform des Entzerrers kann das Schieberegister 52 mindestens diejenige Anzahl von Bits speichern, die während der Abklingperiode der Im-

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pulsantwortkurve des benutzten Ubertragungskanals gleiche Schalter 63 und 64 auf, die von komplemenübertragen werden können. Bei dem vorliegenden tären Eingängen rf, „ und rf, „ gesteuert werden. Wie Beispiel, bei dem die Impiilsantwort des Übertra- aus der Tabelle in der Fi g. 6 a zu ersehen ist. schließt gungskanals 12 von der Kurve25 (Fig. 4c) darge- der Schalter 63. wenn in der «^tcn Zelle 54« des stellt wird, soll das Schieberegister 52 eine Kapazität 5 Schieberegisters 52 eine binäre »1« gespeichert wird, von mindestem zwei Bits aufweisen, da in der drei Zugleich wird der (durch rfjT^ dargestellte) komple-Bits umfassenden Zeitspanne der Auslauf der Kurve mentäre Eingang für den Schalter 64 »falsch«, so dall 25 eine vernachlässigbar kleine Amplitude aufweist. der Schalter 64 öffnet. Das Eingangssignal X₁ aus Die erste Zelle 54a des Schieberegisters 52 enthält dem Abtastkreis 51 erscheint daher am Ausgangsdann das binäre Bit. das in dem (/ l)^tep Datenzeit- io punkt 65 des Digitalmultiplikators 55 (über den gepunkt empfangen worden ist. Ebenso enthält die schlossenen Schalter 63) ohne Vorzeichenänderuns- »weite Zelle 54ft das Bit, das im (/ 2)^tcn Datenzeit- Enthält andererseits die Zelle 54« eine binäre »0«. punkt empfangen worden ist, und die «^le Zelle 54« so wird der Eingang für den Schalter 63 »falsch«, enthält dann das Bit. das im (/ «)^ten Datenzeitpunkl während der Eingang für den Schalter 64 »wahr« empfangen worden ist. »5 wird. In diesem Falle wird das Eingangssignal aus Nach der Fig. 1 führt jede Zelle 54 α, 54 ft . .. 54/ι dem Abtastkreis 51 über den invertierenden Verstärdes Schieberegisters 52 dem betreffenden von meh- ker 60 zur Ausgangsklemme 65 geleitet. Das Ausreren einander gleichen Korrelatoren 53 a, 53ft... gangssignal des Digitalmultiplikators 55 weist daher 53« ein Eingangssignal zu. Jedem Korrelator 53 wird die gleiche Amplitude, jedoch die entgegengesetzte ferner das Ausgangssignal X₁ aus dem Abtastkreis 51 20 Polarität auf wie das Eingangssignal JY,
EUgeführt. Jeder der Korrelatoren 53 a, 53 ft... 53/1 Wie aus den in der Fig. 4 dargestellten Kurven besteht aus einem Digitalmultiplikator 55 und aus zu ersehen ist, weist das abgetastete empfangene Sieinem Integrator 56, von denen in der F i g. 6 be- gnal JY, (Kurve 47) im Zeitpunkt f₃ einen Wert von vorzugte Ausführungen schematisch dargestellt sind. 4 7 auf. Der im Zeitpunkt t_o empfangene Daten-Nachstehend wird die Arbeitsweise eines typischen 25 impuls bestand aus einer binären »0« und ist nun-Korrelators 53« beschrieben, der zur «^tcn Zelle 54« mehr in der Stufe 54a des Schieberegisters 52 ^cdes Schieberegisters 52 gehört. Der Digitalmultipli- speichert, weshalb rf, , eine binäre »0« darstellt. Der kator55« führt dem Integrator 56« ein Ausgangs- Digitalmultiplikator 55a interpretiert rf, , in einem signal zu, das die gleiche Amplitude aufweist wie X₁ Sinne, der eine Umkehrung des Vorzeichens des Ein- und dasselbe oder das entgegengesetzte Vorzeichen, 30 gan^ssignals JY, bewirkt, so daß das Ausgangssicnal je nachdem, ob das in der Zelle 54« gespeicherte Bit des Digitalmultiplikators 55 a die Amplitude " 7 "hat. aus einer binären »1« oder aus einer binären »0« Andererseits war das im Zeitpunkt /■-2 — f, empbesteht. Das heißt, der Digitalmultiplikator 55« hält fangene Signal eine binäre H«. und dieser Wert ist die Polarität von X₁ aufrecht, wenn rf, _„ = +1 (bi- nunmehr in der Stufe 54 ft des Schieberegisters 52 näre »1«) ist, oder kehrt die Polarität von JY, um. 35 gespeichert. Es stellt daher rf, ₅ eine binäre »I« dar. wenn rf, „ — - 1 (binäre »0«) ist. die vom Dicitalmultiplikator 55 ft im Korrelator 53 Λ In der F i g. (S ist eine bevorzugte Ausführung eines in einer Weise interpretiert wird, be⁵ der keine Um-Digitaimultiplikators 55 als Blockschaltbild darge- kehrung des Vorzeichens von JY, erfolgt. Am Ausstellt. Der Digitalmultiplikator 55 weist den Verstär- gang des Digitalmultiplikators 55 ft liegt daher ein ker 60 mit einem Eingangswiderstand 61 vom Wert Π 40 Signal mit der Amplitude ^L 7.

und einem Rückkopplungswiderstand 62 gleichfalls Aus der obenstehenden Gleichunc (1) für das Aus-

mit dem Wert R auf. Wie an sich bekannt, hat ein gangssignal JY, des Abtastkreises 51 ist zu ersehen,

solcher Verstärker den Verstärkungsgrad »1«, kehrt daß das Ausgangssignal aus dem «^tcn Digitalmulti-

jedoch die Polarität des Eingangssignals um. Der plikator 55« durch die nachstehende Gleichunc aus-

Digitalmultiplikator 55 weist ferner zwei einander 45 gedrückt werden kann:

rf, _nXj - (rf, .„) (rf,.)Zi_n - (rf, ,) (rf, ,)«,4- (rf,._n) (rf,. ₂)A₂ 4 · · · (rf, „) (rf,, ,)/,„ - .-.. (3)

wobei der Digitalmuitiplikator 55 η den Wert von JY_; 50 oder --1 ist. das Produkt ist immer

mit d, „ multipliziert hat. Die Symbole in der Glei- . _

chun» (3) haben dieselbe Bcdcutuns wie in der oben- ^ · "' ^ < ■"' ~~ -

stehenden Gleichung (1). und im besonderen hai _so daß in der Gleichunc (3) der Ausdruck
[dj „I einen Wert von entweder -it ooer -- 1. je

nachdem, rb das /7 Bits früher empfangene Sisn.i! 55 (rf,■.._„) (dj..,,)/;.,
als eine binäre »1« oder eine binäre »0« interpretiert

»orden ist. immer gleich h„ ist. Die Gleichung (?) kann daher

Ganz gleich, ob der Wert von (rf, „) gleich ^; 1 wie folgt vereinfacht werden:

dj „Χ, = (dj „) (rf,)/I_n 'r (d: „) (rf,. ,)/i, 4- (d, „) (rf, ₂)/,₂ J-... /_?n -L .... ₍₄₎

wobei die Gleichung (4) den Ausgang a^!is dem re- ren56a. 56ft...56/: geleitet. Die Integratoren 56 präsenlativcn Digitalmulliplikalor55« (Fig. I) dar- 65 sollen den Mittelwert der Ausganasspannuna der zustellt, gehörigen Digitalmultiplikatore,-. 55 über eine vcr-Die Ausgänge der Digitalmultiplikatoren 55c/. hältnismäßig lange Zeit hinweg ermitteln. Obwohl 55/)... 55 η werden zu den betreffenden Tntegralo- diese Zeitspanne keineswegs kritisch ist. so betraut

bei einer bevorzugten Ausführungsform des Entzerrers die Periode, in der die Integration durchgeführt wird, ungefähr 10 000 Bitzeiten. Es wird jedoch noch darauf hingewiesen, daß die Geschwindigkeit, mit der die Korrektureinrichtung sich selbst an Veränderungen bei der Impulsantwort des Übertragungükanals 12 anpaßt, von der Zcitkonslantcn des Integrators 56 abhängt. Weist der Integrator 56 eine verhältnismäßig kurze Zeitkonstante auf, z. B. weniger als 100 Bitzeiten, so paßt sich die Korrektu.einrichtung •ehr rasch an das Impulsverhalten des Kanals 12 an. Rci so kurzen Zeitkonstanten kann jedoch durch den Integrator ein Rauschen in die Anlage eingeführt Werden.

Die F i g. 6 zeigt eine mögliche Ausführung eines Integrators 56. In diesem Falle besteht der Integrator 56in einfach ans einem Kondensator 66, der über den Widerstand 67 aufgeladen wird. Die Integrationsperiode des Integrators 56 η wird von den Werten des Kondensators 66 und des Widerstandes 67 bestimmt, wie an sich bekannt. Die am Kondensator 66 auftretende Ausgangsspannung stellt das Zeitintegral der Spannung dar, die am Ausgang 65 des Digitalmultiplikators 55/; vorliegt.

Sind die ankommenden Sienale ausreichend zuiaiUericiii, so wird innerhalb cir.cr langen Zeit periode ungefähr die gleiche Anzahl von binären Einsen und binären Nullen empfangen. Weiterhin wird die Reihenfolge, in der die binären Einsen und Nullen auftreten, im wesentlichen zufällig sein. Unter diesen Bedingungen stellen die Ausgangssignale aus den Korrelatoren 53«. 53 ft... 53;; die betreffenden Werte von /;,. /";.,.. . h„ sowohl «Je· Höhe als auch dem Vorzeichen nach dar. Die Korrelatoren 53 erzeugen daher ein Ausgangssignal, das die Impulsantwort des benutzten Übertrasungskanals 12 darstellt. Bei dem Beispiel nach der Fig. 4 würden die Ausgangssignale der Korrelatoren 53« und 53/j der Amplitude und dem Vorzeichen nach die Werte von /;, bzw. /;., darstellen, die mit 31 und 32 be7cichnet sind (vgl. Kurve 25 in der Fig. 4c).

Daß die Ausgänge der Korrelatoren 53 die Impulsantwort des Übertraeunsskanals anzeigen, geht auch aus einer Analyse der Gleichung (4) hervor. Sind die empfangenen Daten ausreichend zufallsverteilt, so ist der Mittelwert von (rf, _n) (rf,) innerhalb einer Zeitperiode gleich Null. Ebenso ist der Mittelwert von (rf ,,) (d^ ,). von (rf,. „) (d, ₂) gleich Null usw. Dies ist eine Folge des Umstandes, daß im Mittel die Autokorrelation der aufeinanderfolgenden Datenbits gleich Null ist. Das heißt, rf,- , und rf,- nehmen ungefähr gleich oft die Werte -^L 1 und - -1 bei rein r.ufällieem Auftreten an. Wird der Mittelwert über die Zeit ermittelt, so fallen diese Faktoren aus der Gleichung (4) heraus, und es bleibt allein der Ausdruck /;„ übrig. Oder, anders ausgedrückt, die Auspnngssienale aus den Korrelatoren 53a. 53b ... 53η können dargestellt werden durch die Gleichung

f(if, „)X,dt =

(5) des Übertragungskanals eine Deltafunktion ist, die Kreuzkorrelation zwischen den Eingangs- und Aiisgangssignalcn des Übertragungskanals der Impulsantwort h, des Kanals entspricht.

Das Leistungsspektrüm einer echten Deltafunktion ist konstant innerhalb des gesamten Frequenzspektrums, und diese Idealfunktion ist natürlich physikalisch nicht realisierbar. Es ist jedoch nicht erforderlich, eine echte Deltafunktion zu benutzen, um ein

ίο Maß für die Impulsantwort eines Übertragungskanals zu erhalten. Statt dessen läßt sich ein Eingangssignal verwenden, das eine endliche Leistung enthält, dessen Autokorrelation ungefähr gleich der der Deltafunktion ist und dessen Leistungsspektrum innerhalb der Bandbreite des benutzten Kanals ungefähr konstant bleibt. Eine binäre Zufallsfolge stellt ein solches Signal dar.

Aus der F i g. 1 ist zu ersehen, daß die im Schieberegister 52 gespeicherten binären Daten dem Eingangssignal für den Übertragungskanal 12 gleich sind. Überdies ist das zum Abtastkreis 51 geleitete empfangene Signal eben jenes Ausgangssignal, das aus dem Übertragungskanal 12 erhalten wird. Diese beiden Signale werden von der Impulsantwortbestimmungseinrichtung 50 kreuzkorreliert, um die Impu'ssntvcrt h Ö?* ithprtriioiinosknnais 12 711 erhalten (unter der Annahme, daß die binäre Eingangsfolre hinreichend zufallsvertcilt ist).

Nach der F i g. 1 werden die Ausgangssignale aus der die Impulsantwort bestimmenden Einrichtung 50 (entsprechend den gemessenen Werten von /;,) von der Signalkorrektureinrichtung 70 benutzt, um ein geeignetes Korrektursigna! abzuleiten, das bei einer Vereinigung mit dem empfangenen Signa! eine Rückgewinnung der ursprünglichen Eingangsdaten ermöglicht. Ein.' Analyse der Fi g. 4c läßt das Wesen der erforderlichen Korrektursignale erkennen. Wie zu ersehen ist. stellt z. B. die Amplitude der Kurve 28 im Zeitpunkt i, denjenigen Teil des empfangenen Signals dar. der direkt eine Fo^e der Übertragung einer binären »1« 42 ist (vgl. Fig. 4a oder 4b). Im Zeitpunkt /._s enthält das empfangene Signal 45 (Fig. 4d) auch Energickomprnentcn, zu denen die Kurven 26 und 27 beitragen, die die Impulsantwortkurven sind, die aus der Übertragung der Datenbits 40 bzw. 41 herrühren. Die Kurve 26 lei t dahei einen Beitrag in Form einer Energiekomponente ^s- lh (Punkt 32'), deren Amplitude und Vorzeichen derr Punkt 32 entsprechen. Ebenso leistet die Kurve 1Ί einen Beitrag in Form einer Komponente —/1 (Punk 31')· fieren Höhe gleich der des Punktes 31 ist. iedoch das entgegengesetzte Vorzeichen aufweist (dt die Kurve 27 aus der übertragung einer binaren »0· herrührt). Das erforderliche Korrektursignal (irr Zeitpunkt /..) ist offenbar gleich der Summe der Im pulsantwortamplituden an den Punkten 31' und 32' Das Korrektursignal muß natürlich von dem emp fangcnen Signal 45 subtrahiert werden.

Im allgemeinen ist das gewünschte Korrektursijna in einem besonderen Abtastzeitpunkt durch die nach stehende Gleichung gegeben:

Tn der die Impulsantwort bestimmenden Einrichtung 50 wird selbstverständlich eine Krjuzkorrelation verwendet, um die Gesamtimpulsantwort h, des übertraguniskanals 12 zu bestimmen. Im besonderen wird bei der Einrichtung das Prinzip angewendet, daß. wenn die Autokorrelation des Einsanassisnals Korrektursignal

wobei die verschiedenen Symbole den bereits ange führten Symbolen entsprechen.

Um dieses Korrcktursicnal zu erhalten, werden ii

der Signalkorrektureinrichtung 70 (Fig. 1) mehrere Digitalmultiplikatoren 71 a, 71 h ... 71 /i verwendet, von denen jeder Multiplikator als ein Eingangssignal das Ausgangssignal aus den entsprechenden Korrelaloren 53«, 53b ... 53» der die Impulsantwort bestimmenden Einrichtung 50 empfängt. Als zweites Gingangssignal empfangt jeder Digital multiplikator 71 ein Signal, das den in der entsprechenden Stufe 54 des Schieberegisters 52 gespeicherten Binärwert ani D Diillil

kung der Korrektureinrichtung erwünscht ist, da« die Daten so zufallsverteilt wie möglich übertragen werden. Die Zufälligkeit der Daten kann dadurch gesichert werden, daß die zu übertragende Digitalinfotmation mit dem Ausgangssignal eines Generators vereinigt wird, der eine Pseudozufallsfolge erzeugt. Die Vereinigung erfolgt in einem Mouulo-2-Addierer. Die Modulo-2-Addition einer Pseudozufallsfolge mit der Eingan^information ergibt eine Datenfolge, die

zeigt. Der Digitalmulliplikator71fl empfängt daher io ihrerseits pseudozufallsverteilt ist. Zur Rückgewinals'erstes Eingangssignal ein Signal (das den Impuls- nung der ursprünglichen Information kann das korngierte Nutzsignal mit dem Ausgang eines gleichen, eine Zufallsfolge erzeugenden Generators in einer

g g

weiteren Modulo-2-Addiereinrichtung vereinigt wer-

antwortwert Ij_x anzeigt) aus dem Korrelator 53«. Der
Digitalmultiplikator 71« empfängt ferner ein Eingangssignal dj__v das anzeigt, ob in der Zelle 54 a des
Schieberegisters 52 nunmehr eine binäre »I« oder 15 den. Sind die in den Übertragungskanal 12 eingelühreir.e binäre >;0« gespeichert ist, die eine Bitzeit früher ten Eingangsdaten senderseitig mit einer Pseudozufallsfolge vereint svorden (F i g. 1), kann empfängerseitig das Datenausgangssignal aus dem Subtraktions

empfangen -vurde.

Die Digitalmultiplikatoren 71 gleichen der Funktion nach den Digitalmultiplikatoren 55 und kennen d i Fi 6

g ggg

kreis 73 z. B. im Modulo-2-Addierer 76 mit der

aus der in Fig. 6 dargestellten Schaltung bestehen. 20 Pseudozufallsfolge aus dem Generator 75 vereinigt

werden. Erzeugt der Generator 75 dieselbe Zufallsfolge, wie sie im Sender verwendet wird, gibt das Ausgangssignal des Modulo-2-Addierers 76 das ursprünglich ausgesendete Datensignal genau wieder.

Aufbau und Arbeitsweise eines eine Pseudozufallsfolge erzeugenden Generators 75 sind an sich bekannt (vgl."zum Beispiel »Digital Communication¹. With Space Applications« von S. M. Golomb ti. a.. Vrentice-Hall, New Jersey [1964]). Die Modulo-

Am Ausgang eines typischen Digitalmultiplikators 71 η steht ein Signal, dessen Amplitude gleich der des Impulsantwortsignals h„ (aus dem Korrelator 53a) ist, und Jas dieselbe Polarität aufweist wie /i„ (wenn dj .„ = ^a-1 ist, wodurch eine binäre »1« in der Stufe 54 η angezeigt wird) oder die entgegengesetzte Polarität von It_n (wenn d_t „ = — 1 ist, wodurch angezeigt wird, daß in der Stufe 54 η des Schieberegisters 52 eine binäre »0« gespeichert ist). Hieraus geht hervor,

daß das Ausßan<?ssignal des /i^ten Digitalmultiplikators 30 2-Addiereinrichtung 76 besteht aus einer Schaltung

71 η durch (d_{t n})h„ gegeben ist. Das gewünschte Korrektursignal wird dann erhalten durch Summieren der Ausgänge der Digitalmultiplikatoren 71 n, 71 b ... 71 η im Surnmierungsverstärker72. Das aus dem Verstärker 72 erhaltene Korrektursicnal 23 wird genau durch die oben angeführte G'eichung (6) dargestellt und kann das in der F i g. 4e dargestellte allgemeine Aussehen haben.

Zum Wiederherstellen des ursprünglichen Einpangssignals wird das Korrektursignal aus dem Summierunisverstärker 72 mit dem empfangenen Signal im Subtraktionskreis 73 vereinigt, wobei sich das korrigierte empfangene Signal ergibt. Wie aus dem Beispiel der F i ?. 4 zu ersehen ist, wird durch Subg
die nach der nachstehenden Tabelle wirkt:

Ausgangssignal des Pseudozufalh- generators	/u übertragende Daten	Ausgang aus dem
η 1 0 1	0 0 1 1	1 0 0 1

Andererseits kann auch durch Verwenden von linearen Kodierungsschaltwerken zusammen mit den zu ühcrtrancnden Daten eine Folge erzeugt werden,

traktion des Korrektionssignals 23 (Fig. 4e) vom 45 die nahezu zufallsverteilt ist. Um die ursprünglichen empfangenen Signal 45 das in der Fig. 4 f dargestellte Daten zurückzugewinnen, kann das korrigierte Digitalsignal aus dem Digitalentscheidungskreis 57 durch ein umgekehrt kodierendes Schaltwerk geleitet werden. Linear kodierende Schaltwerke, die für die

signal des Übertragungskanals entspricht, wie in der So beschriebene Korrektureinrichtung von Nutzen sind. Fi c. 4a oder 4 b dargestellt. Ferner sind die Amplitu- sind beschrieben in dem Aufsatz »The Synthesis of

Linear .Sequential Coding Networks« von D. A. II uffman, abgedruckt indem Buch »InformationTheory«. Colin Cherry (Ed) Academic Press, New York (1956). Bei der Verwendung von linearen kodierenden Schaltwerken brauchen die Pseudozufallsgeneratoren am Sender und am Empfänger nicht miteinander synchronisiert zu werden.

Um den Übertragungskanal weitestgehend aus-

um eine binäre »1« zu erzeugen, wenn das Signal 23 60 nutzen zu können, können zwei orthogonale Unterpositiv ist, und eine binäre »0«, wenn das Signal 23 kanäle mit einer Mehrpegelamplitudenmodulation in

pg g

korrigierte Nutzsignal erzeugt (24). Es wird darauf hingewiesen, daß bei dickem idealisierten Beispiel das korricierte Nutzsignal 24 genau dem Datencingangsil d Übkl i

den aller empfangenen Datenimpulse einander gleich (Fi g. 4e). d. h.. die mit dem empfangenen Signal 45 bisher verbundene Mehrdeutigkeit wurde vollständie beseitigt.

Während des Abtastens des empfangenen Impulses kann iedoch das Signal 23 nicht genau gleich dem Signal 4a oder 4 b sein. Aus diesem Giunde wird der Digitalentscheidungskreis 57 in der F ί g. 1 benutzt,

negativ ist, Das digitale Ausgangssignal des Digitalentscheidungskreises 57 weist dann immer die geeignete Form für die Eingabe in da9 Schieberegister 52 der F i g. 1 auf.

Aus der obenstehetiden Beschreibung geht hervor, daß es für die genaueste Messung der Impulsantwortwerte Zi₁, Ai₂.. .A_n und damit für die günstigste Wirjedem Unterkanal benutzt werden. Bei dieser Anordnung kann in jedem Nyquist-Intervall mehr als ein tnformationsbit übertragen werden (ein Nyquist-lntervall ist diejenige Zeitperiode, in der aufeinanderfolgende Impulse von einem Kanal übertragen werden können, ohne daß die Spitzen der empfangenen Impulse sich gegenseitig stören, wobei die entsprechende

Id

IS 16

Nyquist-Geschwindigkeii in Bits pro Sekunde gejv.es- ersehen, daß ein ziemlich langes Ausschwingen vor-

§en wird, die numerisch gleich dem Doppelten der liegt, d. h. i!er Auslauf der Impulskurve 100 weist

verfügbaren Kanalbandbreite in Hertz ist). noch erhebliche Amplituden auf. Durch Vorverzerren

Ein Beispiel für eine solche Modulationsanlage der Eingangsdaten mittels des Formungsfilters 81 ohne Mehrpegelamplitudenmodulation ist als Block- 5 zeigt das wirksame Impulsverhalten desselben Kanals ichaltbild in der Fig. 7 (Sender) und in der Fig. 8 (Kurve 101 in der Fig, 10a) eine wesentlich kür-(Empfänger) dargestellt. Die nachfolgende Beschrei- zere Ausschwingdauer als bei ungefilterten Einbung mit den zugehörigen Fig. 7, 8 dient lediglich gangsdaten. Diese Verbesserung des Impulsverhaltens tier Erläuterung des Einsatzes des beschriebenen Ent- des Übertragungskanals selbst unterstützt die Entzerrers, ίο zerrung der übertragenen Daten.

Diese Anlage sendet ein Vier-Vektor-Signal aus, Nach der F i g. 7 empfängt der phaseng! Ii modudas durch Vereinigen von zwei um 90° phasonver- lierende Modulator 82 einen Trägirr aus ck.;i Oszillapchobenen AM-Wellen erzeugt wird. Die Arbeits- tor 84, dessen Frequenz innerhalb des Duichlaßbanweise geeigneter Modulatoren und Demodulatoren des des Übertragungspfades 15 liegt. Bei Verwendung für eine solche Vier-Vektor-Modulationseinrichtung 15 von gewerblichen Fernsprechleitungen kann die Freist auf den S. 202 und 203 des Buches »Data Trans- qucnz des Oszillators 84 ungefähr 1800 Hz betragen, mission« von William R. Bennett und James R. Das Ausgangssignal des Modulators 82 beste!/ aus Davey, McGraw-Hill Book Company, New York, einem Träger, der phasengleich mit dem Ausgangs-1965, beschrieben. Bei der in den Fig. 7, 8 darge- signal des Oszillators 84 ist, wenn aus dem For- »tcllten Einrichtung wird eine Pscudozufallsfolpe ver- 20 mungsfilter 81 eine binäre »1« empfangen wird, und wendet, um zu sichern, daß die über den Übertra- das in bezug auf das Signal aus dem Oszillator 84 um gungskanal ausgesendeten Daten zufallsvcrteilt sind. 180 ^phasenverschoben ist, wenn das Datenbit aus Weiterhin wird bei dieser Anlage eine zweite Ausfüh- dem Formungsfilter 81 eine binäre »0« Ui. rungsform der Korrekturschaltung verwendet, bei der Der mit einer Phasenverschiebung von 90 modunicht nur eine Kompensation der Impulsantvvort der 25 lierende Modulator 83 empfängt ein Signal aus dem phasengleichen und um 90° pha^enverschobenen Oszillator 84, dessen Phase vom Phasenschieber 85 Übertragungskanäle erfolgt, sondern auch eine Korn- um 90° voreilend in bezug auf das Osziilatorsisnnl pensation der Verzerrung als Folge der gegenseitigen verschoben wird. Wird aus dem Formungsfilter 81' Beeinflussung der Kanäle. eine binäre »1« empfangen, so besteht das Ausgangs-

Die F i g. 7 zeigt als Blockschaltbild den Sendeleil 30 signal des mit einer Phasenverschiebung von 90 einer Digitaklatenübertragungsankigc, bei der eine modulierenden Modvlators 83 ai;s einem Träger, der Vier-Vektor-.* !odulatior! verwendet wird. Dur:': die ~!jiche P¹.:-.se aufweht wie das Au^rg^r._ icp ' Vereinigen in der Modulo^-Addicreinrichtung 78 des Phasen ,chiebtis 85 (d. h. der Träger eilt um 90 mit dem Ausgangssignal des Pscudozufallsgenerators in bezug auf das AuNiian'zssignal ac* Oscillator:. 84 77 werden die auszusendenden Daten zuerst in eine 35 vor). Besteht andererseits der Ausgang aus dem For-Zul'allsordnung gebracht. Diese Schaltungselemente mungsfilter 81'aus einer binären »0«, steht am Auswirken in der gleichen Weise, wie bereits in Verbin- gang des Modulators 83 ein Träger mit einer Phasendung mil der Fig. 1 beschrieben. Die aus der Mo- Verschiebung von 180° in bezug auf das Ausgangsdulo-2-Addiereinrichtung 78 erhaltenen zufallsver- signal 6cs Phasenschiebers 85 (d. h., er eilt um 9D in teilten Eingangsdaten deichen denen, die dem in der 40 bezug auf das Ausgangssigna! de:-; Oszillators 84 Fig. 2 dargestellten Übertraglingskanal 12 zugeführt nach).

werden. Die Formungsfiltcr 81 und 8Γ (Fig. 7) ent- Die Arsgangssignslc der beiden Modulatoren 82

sprechen den Formungsfiltern 14 in der F i g. 2, wäh- und 83 werden in der Summierungsschaltung 86 zu

rend der übrige Teil der F i g. 7 dem Modulator 13 in einem einzelnen Ausgangssigiial vereinigt, das dem

der F i g. 2 entspricht. 45 Übertragungspfad 15 (Fig. 2) zugeführt wird. Die

Wie aus der Fig. 7 zu ersehen ist, werden die zu- Frequenz dieses Ausgangssijmis entspricht der Fre-

fa!l:v.erteilter. Eingangsdaten rliier Aufspaltcinrich- qucnz des Oszillators 84 und weist periodische Plia-

tung 80 zugeführt, die die Eingangsdatenbits abwech- senändcrungcn auf. Im Idealfalle beträgt die reine

selnd zuerst zu einem phasenglcich modulierenden Phasenverschiebung bei diesem Signal entweder

Modulator 82 und dann zu einem mit einer Phasen- 50 ■ 45 . 45 , 13"> oder 135 .

verschiebung von 90 modulierenden Modulator 83 Werden von der Datcnaufspjltungscinrichtung 80

leitet. Das heißt, da? erste aus der Datcnaufspaltunsis- zwei aufeinanderfolgende binäre »1«-cn empfangen,

einrichtung 80 empfangene Datenbit wird zum Modu- so besteht der Ausgang des Modulators 82 aus einen

ktor 82. das zweite Datcnhit /um Modulator 83, das NF-Signal, dessen Ph;re dem Ausgangssignal des

dritte Datenbit wieder zum Modulator 82, das vierte 55 Modulators 83 um 90 nacheilt. Die Gcsamtphasen-

Da'.cnbi! /um Modulator 83 geleitet usw. Die Di- verschiebung des Ausgangssigrials aus der Summie-

gitalschaltung, die zum Durchführen dieser Funktion rungsschaltung 86 beträgt daher · 45 . Wie aus dem

erforderlich ist, ist an sich bekannt. Die den Modu- idealisierten Phasendiagramm in der Fig. 7a zu er-

latoren 82 und 83 zugeführten Datenbits werden sehen ist, wird eine Gcsamtphascnverschiebung von

durch die Formungsfilter 81 bzw. 81' geleitet. Die 60 —135° erzeugt, wenn von der Datcnaufspaltungs-

Vorfonnung der Eingangsdaten führt zn einem gcrin- einrichtung 80 zwei aufeinanderfolgende binäre

geren Ausschwingen bei den empfangenen Daten- »0«-en empfangen werden. Sollten aufeinander-

impulsen. Zum Beispiel zeigt die graphische Darstel- folgende Bits aus einer »0« und einer »1« bestehen,

hing in der Fig. 9a die Impiilsantwoil des phasen- so erfolgt eine Phasenverschiebung um +135°.

gleichen Kanals bei einer typischen Fernsprcchleitung 65 Ebenso erfolgt eine Phasenverschiebung von —135°,

des US-Typs 4B unter Verwendung einer Träger- wenn zwei aus binären »0«-en bestehende Datenbits

frequenz von 1800 Hz, jedoch ohne Verwendung auftreten,

eines Trnpulsformungsfilters. Aus der F i g. 9 a ist zu Die F i g. 8 zeigt als Blockschaltbild den Empfangs-

teil einer Datenübertragungsanlage, der zusammen mit dem in der F i g. 7 dargestellten Senderteil verwendet werden kann. Ein aus dem Ubertragungspfad ankommendes Signal wird gleichzeitig dem phasengleich detnodulierenden Produktdetektor 91 und dem um 90" phasenverschoben demodulierenden Produktdetektor 92 im Demodulator 16' zugeführt. Der Produktdetektor 91 erhält ferner einen Hilfsträger aus dem Oszillator 93, dessen Frequenz der des Oszillators 84 (Fig. 7) gleicht. Ebenso erhält der Produktdetektor 92 einen vom Oszillator 93 erzeugten Hilfsträger, dessen Phase der Phasenschieber 94 um +90" verschiebt. Die Arbeitsweise des Demodulators 16' ist an sich bekannt und z. B. in dem Buch »Data Transmission« (a. a. O.) ab S. 203 beschrieben.

Am Ausgang des phasengleichwirkenden Produktdetektors 91 steht ein Signal, nicht unähnlich dem von der Kurve 45 =n der Fig.4d dargestellten Signal, tlas abwechselnd Bits der ursprünglichen Eingangsdaten enthält. Die Verzerrung dieses phascngleithen Signals wirkt sich zum Teil auf die Impulsantwort /1, des benutzten Übcrtragungskanals aus. Das Impulsverhaltcn dieses phascngleichen Kanals kann den typischen Kurven in der F i g. 9 a entsprechen (kein Vorformungsfiilcr) oder den Kurven in der Fig. 10a (bei Verwendung von Formungsfiltern 81). Das Ausgangssignal des phasengleichen ⁿroduktdetektors 91 zeigt gleichfalls Verzerrungseffektc, dic eine Folge der Kanalverkopplung und der gleichzeitigen Übertragung von mi.einancjr abwechselnden Datenbits im QuadraturkanaS sind. Diese Kopplungs-Verzerrung kann a!s Impulsverzerrung zwischen dem Quadraiiirkanal und dem phasengleichen Kanal dargestellt werden und kann das Aussehen der Kurvp

102 in der Fig. 9b (wenn im Übcrtragungskanal kcinr Formungsfilter benutzt werden) oder der Kurve

103 in der Fi u. 10b (wenn keine COS'-Filterung verwendet wird) aufweisen. Es wird hierbei darauf hingewiesen, daß ein COS²-Filter die durch Kanalkopplung verursachten Verzerrungen wesentlich vermindert.

Der Ausgang des Quadraturkanal-Produktdetcktors92 besteht aus einem Signal ähnlich der Kurve 45 in Ut Fig. 4d, das die anderen Datenbits enthält, die aus dem phascngleichen Kanal nicht zurückgewonnen worden sind. Dieses Quadraturkanalsignal selbst wird verzerrt als Folge des lmpulsverhaltcns des Übcrtragungskanals und der KanalkopplungscfTekte aus dem phasengleichen Kanal.

Bei dem in der F i g. 8 dargestellten Datenempfänger werden für die beiden genannten Kanäle gesonderte Untereinrichtungen 95 und 96 für die Korrektur der empfangenen Impulse verwendet. Weiterhin ist jede Korrckturuntereinrichtung so eingerichtet, daß sie sowohl die Qucrkanal-Impuhantwort als auch die Impulsantwort des phasengleichcn Kanals ableitet, Es. wird ein kombiniertes Korrektur- signal abgeleitet, das die Verzerrung aus beiden Ouellen kompensiert und zum Korrigieren des empfangenen Signals im zugehörigen phasenglcichen oder Otiadraturkanal benutzt wird.

Die Korrekturuntereinrichtung 95 (F i g. 8) weist auf einen Abtastkreis 51 /. einen Digitalentscheidungskreis57/, ein Schieberegister 52/ und die Korrelatoren53/, von denen in der Fig. 8 nur ein Korrelator dargestellt ist, welche Schaltungselemente den in der F i g. I dargestellten und entsprechend numerierten Schaltungselemente!! gleichen. Diese Schaltungselemente weisen Mittel auf zum Bestimmen der Impi.'bantwort des phasengleichen Kanals selbst, wobei über die Digitalmultiplikatoren 71 / (nur ein Multiplikator dargestellt) und über den Summierungsverstärker72/ ein Koirektursignal erzeugt wird, das die Verzerrungen kompensiert.

Ebenso weist die Korrekturuntereinrichtung 96 (Fig. 8) auf einen Abiastkreis 51 q, einen Digitalentscheidungskreis57i/, ein Schieberegister 52 q und die Korrelatoren 53 <y (von denen in der Fig. 8 nur ein Korrelator dargestellt ist), und ferner sind Mittel vorgesehen zum Bestimmen der Impulsantwort des Quadraturkanals selbst. Die Digitalmultiplikatoren 71 q (nur einer dargestellt) und der Summierungsvcrstärker 72 q erzeugen dann ein geeignetes Korrektursignal zum Kompensieren der Kanalverzerrungen.

Die Korrekturuntereinrichtung; 9* weist ferner einen zweiten Satz von Korrelatoren 113/ auf (in der F i g. S nur ein Korrelator dargestellt), die den betreffenden Stufen der Quadraturkanal-Schieberegister 52<7 zugeordnet sind. Die Korrelatoren 113/ können aus der gleichen Ausführung bestehen, die in Verbindung mit der F i g. 6 beschrieben wurde. Die Korrelatoren 113/ korrelieren das empfangene Signal im phasengleichen Kanal digital mit den Datenbits, die zuvor über den Quadraturkanal empfangen und im Schieberegister 52 q gespeichert worden sind. Die Ausgangssignalc der Korrelatoren 113/ stellen daher die wirksame Impulsantwort des phasengleichen Kanals dar, die eine Folge der gleichzeitigen Übertragung von Daten im Quadraturkanal ist. Diese Querkanal-lmpulsantwort entspricht der Kurve 102 in der Fig. 9b oder der Kurve 103 in der Fig. 10b.

Der Ausgang der Korrelatoren 113/ wird einem zugehörigen Digitalmultiplikator 114/ zugeführt (in der Fig. 8 ist nur ein MukiplikrKr dargestellt), der auch den Inhalt der betreffenden Zelle des Schieberecisters 52 c/ empfängt. Die Digitalmultiplikatoren 114/ ermöglichen daher die Multiplikation der Querkanalimpulse mit den Datenbits, die zuvor über den Quadraturkanal empfangen und im Schieberegister 52q gespeichert worden sind. Die Ausgänge der Digitalmultiplikatorcn 114/ werden ferner zum Summicrungsverstärkcr 72/ geleitet.

Das Ausgangssignal des Summierungsverstärkers 72/ stellt ein kombiniertes Korrektursignal dar, das sowohl die Verzerrung des phasengieichen Kanals ah ai'ch die des Quadraturkanals kompensiert. Dieses kombinierte Korrcktursignal wird von dem aus dem Phasengleichheits-Produktdctektor 91 empfangenen Signal in der Subtraktionsschaltung 73/ subtrahiert. Der Ausgang der Subtraktionsschaltung stellt daher das korrigierte Signal des phasenglcichen Kanals dar und enthält diejenigen Dateneingangsbits, die über den phascncicichcn Modulator 82 übertragen wurden (vgl. Fig. 7).

Ebenso ist die Korrekturuntereinrichtung 96 mit einem zweiten Satz von Korrelatoren 113 q versehen, die das über den Quadraturkanal empfangene Signal (das vom Abtastkreis 51 q abgegriffen wurde) mit den Datenbits korrelicrt, die zuvor im phasengleichen Kanal empfangen und im Schieberegister 52/ gespsichert worden sind. Die Ausgänge der Korrelatoren 113 g bestehen daher aus Signalen, die dem Kopplungsimpulsverhalten entsprechen. Diese Werte werden dann von den Digitalmultiplikatoren 114^ (in der F i g. 8 nur ein Multiplikator dargestellt) mit den zuvor aus dem Schieberegister 52/ des phasengleichen

i 762

Kanals empfangenen Daten multipliziert. Die Ausgänge; der Digilitlmulliplikalorcn WAq werden gleichfalls zum Summierungsverstärker 72q geleitet. Das Ausgangssignal des Summierungsverstürkers 72 i/ besteht daher aus einem Korrektursignal, das die Verzerrung kompensiert, die eine Folge der Impulsantwüit des Quadraturübertragungskanals und auch der Kanulkopplung ist und aus der gleichzeitigen Übertragung von Daten über den phasengleichen Kanal herrührt.

Das Korrektursignal aus dem Summierungsverstärker 72(7 wird von der Subtraktionsschaltung 73q mit den empfangenen Quadraturkanalsignalen (aus dem Quadraturproduktdtuektor 92) vereint. Der Ausgang der Subtraktionschaltung 73 q besteht daher aus dem korrigierten empfangenen Quadraturkanalsignal, d. h. das Signal enthält diejenigen Eingangsdatenbits, die ursprünglich über den Quadraturmodulator 83 (F i g. 7) ausgesendet wurden.

Schließlich wird eine Datenkom'.ünierungseinrichlung 97 benutzt, die die korrigierten empfangenen Signale aus dem Fiiastngleichheitskanal und dem Quadraturkanal zu einem einzigen Datenstrom vereinigt, der gleich den zufallsverteilten Eingangsdaten ist, die am Eingang der Datenaufspaltungseinrichtung 80 vorliegen (F i g. 7). Die ursprünglichen Daten können dann zurückgewonnen werden durch Benutzung des Pseudozufallsgenerators 75' und der Modulo-2-Addiereinrichtung 76'. Sollte der Generator 75 eine Zufaüsfolge erzeugen, die gleich der vom Pseudozufallsgenerator 77 erzeugten Zufallsfolge ist, so wird der Ausgang der lVlodulo-2-Addiereinrichtung 76' gleich denjenigen Daten, die der Modulo-2-Addicreinrichtung 78 ;n der Übertragungsanlage nach der F i g. 7 ursprünglich zugeführt wurden.

Der beschriebene Impulsentzerrer kann selbstverständlich auch zusammen mit Mehrpegelmodulationseinrichtungen verwendet werden. In diesem Falle kann die Impulsantwort des Überiragungskanals dadurch erhalten werden, daß das abgetastete cmpfangene Signal nur mit den zuvor empfangenen höchstwertigen Bits korreliert wird. Ein geeignetes Korrektursignal kann dann dadurch erhalten werden, daß zuerst die Impulsantwort mit den zuvor empfangenen höchstwertigen Datenbits und mit den zuvor empfangenen geringwertigen Datenbits multipliziert wird, wonach die Produkte summiert werden. Um eine größere Genauigkeit zu erhalten, können die aus den höchstwertigen Bits abgeleiteten Produkte bei der Summierung höher bewertet werden als die aus den wenigerwertigen Datenbits abgeleiteten Produkte.

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Adaptiver Entzerrer für einen digitalen Datenübertragungskunal mit einem Schieberegister, mit Korrelatoren und mit einem Subtraktionskreis, dadurch gekennzeichnet-, daß das zuletzt empfangene, korrigierte, digitale Datensignal (24) dem Schieberegister (52) zugeführt des vom Übertragungskanal empfangenen Signals (45) den Korrelatoren (53) zwecks Korrelation mit dem korrigierten Signal zugeführt wird, um ein korrigiertes Signal (23) zu erzeugen, das im Subtraktionskreis (73) vom empfangenen Signal abgezogen wird, um das korrigierte empfangene Signal herzuleiten.

2. Adaptiver Entzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Schieberegister (52) /7 Stufen (54) zur Speicherung der zuletzt empfangenen digitalst Datenbits und einen jeder entsprechenden Stufe dws Schieberegisters zugeordneten Korrelator besitzt, wobei jeder Korrelator einen Multiplikator (55) zm Vervielfältigung des vom Übertragungskanal empfangenen Signals mit der in der entsprechenden Stufe enthaltenen Größe und einen Integrator (56) für die Integration der Ausgangssignale des Multiplikators aufweist.

3. Adaptiver Entzerrer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kreis (51) periodisch das vom Übertragungskanal empfangene Signal abtastet und ein Ausgangssignal liefert, das eine Amplitude besitzt, die gleich der des Signals des vorhergehenden Abtastzeitpunktes ist, wobei der Multiplikator das Ausgangssignal digital mit der in der entsprechenden Stufe enthaltenen Größe multipliziert.

4. Adaptiver Entzerrer nach den Ansprüchen 2 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß η mindestens ebenso groß ist wie die Zahl der während des Abklingens der Impulsantwort übertragenen Bits.

5. Adaptiver Entzerrer nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Multiplikator ein Ausgangssignal liefert, dessen Amplitude gleich der des Ausgangssignals des Kreises (51) ist und dessen Vorzeichen entweder dem des Ausgangssignals des Kreises (51) entspricht, falls in der entsprechenden Stufe des Schieberegisters eine binäre »1« gespeichert ist, oder vom entgegengesetzten Vorzeichen des Ausgangssignals des Kreises (51) ist, falls in der entsprechenden Stufe eine binäre »0« enthalten ist.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen