DE3111729A1

DE3111729A1 - Anordnung zum verstaerken eines modulierten traegersignals

Info

Publication number: DE3111729A1
Application number: DE3111729A
Authority: DE
Inventors: Frank De Eindhoven Jager
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1980-04-01
Filing date: 1981-03-25
Publication date: 1982-03-18
Also published as: GB2073516A; US4420723A; DE3111729C2; NL8001903A; FR2479603B1; GB2073516B; JPS6331131B2; JPS56152335A; FR2479603A1

Description

3111729 1Λ Philips' Bloeüanp.psnfabrekEn, Eindhoven

o 9722 -*— C", 20.1.81

"Anordnung zum Verstärken eines modulierten Trägersignals".

Ao Hintergrund der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung, zum Verstärken eines modulierten Trägersignals _} dessen

Amplitudenschwankungen kleiner sind als die Amplitude 5

des nicht modulierten Trägers.

In den vergangenen fünfsehn Jahren sind viele Modulationsmethoden für wirksame Datenübertragung über Fernsprechleitungen entwickelt und eingeführt worden. In fast allen Fällen führeia diese Methoden zu einem modulierten Trägersignal, das Amplitudenschwankungen aufweist, und dabei werden lineare Modulatoren und Verstärker benutzte

Diese Modulationsmethoden eignen sich jedoch

weniger gut für Datenübertragung über Funkverbindungen,

weil in Funkübertragungssystemen ein hoher Leistungswirkungsgrad die Verwendung von Elementen mit einer nicht linearen Amplitudenübertragungsfunktion erfordert und das Spektrum am Ausgang eines derartigen Elementes, beispielsweise eines Klasse-C-Verstärkers, breiter ist

als das an dem Eingang, wenn das Signal an dem Eingang Amplitudenschwankungen aufweist„ In Funkübertragungssystemen werden daher vorzugsweise Modulationsmethoden benutzt j die zu einem modulierten Trägersignal nahezu konstanter Amplitude {Umhüllende) füliren, vas die Anwendung

von Phasenmodulation bedeutet. Siehe beispielsweise das Bezugsmaterial D(1)„

B. Zusammenfa s sung der Erf~ndiing·

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine Anordnung ₃q der eingangs erwähnten Art zu schaffen, mit der ein moduliertes Träger signal«, das Amplitudenschwankungen aufweist, verstärkt wird und die die Verwendung von Elementen mit einer nicht linearen Amplitudenübertragungs—

BAD

PHN. 9722 / Λ 21.1.81

funktion - wie Klasse-C-Verstärker - erlaubt, ohne dass das Spektrum an dem ALtsgang der Anordnung nennenswert breiter is als an dem Eingang.

Diese Aufgabe löst die Erfindung dadurch, dass die Anordnung einen ersten und einen zweiten gesteuerten Oszillator mit je einem Steuereingang und einem Ausgang, einen Steuerkreis sowie einen Ausgangskreis enthält, dass die Oszillatoren mit dem Steuereingang an den Steuerkreis angeschlossen sind und mit nahezu konstanter Amplitude auf einer Frequenz schwingen, die der Trägerfrequenz nahezu entspricht, dass der Ausgang jedes der Oszillatoren mit dem Steuerkreis verbunden ist zum Erzeugen von Phasenregelsignalen für die Oszillatoren aus dem Vergleich des modulierten Trägersignals mit dem Oszillatorsignal und dass der Jtusgangskreis zum vektoriellen Zusammensetzen eines Ausgangssignals an die Ausgänge der Oszillatoren angeschlossen ist.

Die Anordnung zum Verstärken eines modulierten Trägersignals nach der Erfindung kann dadurch gekennzeichnet werden, dass der Steuerkreis eine erste und eine zweite Phasenvergleichsanordnung mit je einem ersten tind einem zweiten Eingang und einem Ausgang und weiterhin ein erstes und zweites Tiefpassfilter enthält, dass der Aasgang des ersten Oszillators an den zweiten Eingang der ersten Phasenvergleichsanordnung und der Ausgang der ersten Phasenvergleichsanordnung durch das erste Tiefpassfilter mit dem Steuereingang des ersten Oszillators verbunden ist, dass der Ausgang des zweiten Oszillators an den zweiten Eingang der zweiten Phasenvergleichsanordnung angeschlossen

ist und der Ausgang dieser zweiten Phasenvergleichsanordnung durch das zweite Tiefpassfilter an den Steuereingang des zweiten Oszillators angeschlossen ist, dass der Steuerkreis weiterhin eine erste und eine zweite Summieranordnung mit je einem ersten und einem zweiten

Eingang und einem Ausgang und ein erstes und zweites Verzögerungsglied enthält, dass der erste Eingang der

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beiden Summieranordnungen miteinander und mit einem Eingang der Anordnung verbunden sind, dass der zweite Eingang der ersten Summieranordnung durch das erste Verzögerungsglied mit dem Ausgang des zweiten Oszillators verbunden ist und der Ausgang der ersten Summier anordnung· mit dem ersten Eingang der ersten Phasenvergleichs— anordnung verbunden ist und dass der zweite Eingang der zweiten Summieranordnung durch das zweite Verzögerungsglied mit dem Ausgang des ersten Oszillators verbunden

m ist und der Ausgang der zweiten Summieranordnung mit dem ersten Eingang der zweiten Phasenvergleichsanordnung ve rbunden ist»

An dieser Stelle sei bemerkt, dass ein derartiger Steuerkreis aus der US-Patentschrift 3«873-931 bekannt

^⁵ ist 5 wobei es sich in dem Pall um einen FM-Demodulator handelt zum Trennen des ursprünglich ausgestrahlten Nutzsignals vom Störsignal.
C. Kurze Bescheibung der Zeichnungen.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der

Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschreiben. Es zeigen?

Figur 1a das Blockschaltbild einer bekannten Modulationsstufe,

Figur 1b den Verlauf eines Signalvektors in der

Phasenebene,

Figur 2a das Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemässen Anordnung,

Figur 2b ein Phasendiagramm zur Erläuterung der Figur 2a,

Figur 2c den Ausgangskreis zum Gebrauch in dem ersten Ausführungsbeispiel nach Figur 2a,

Figur 3a das Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemässen Anordnung,

Figur 3t> den Ausgangskreis zum Gebrauch in dem

zweiten Ausführungsbeispiel,

Figur 3c ein Rückkopplungsnetzwerk zum Gebrauch in dem zweiten Ausführungsbeispiel,

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PHN. 9722 Jf ft 20.1.81

Figur K das Blockschaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemässen Anordnung.

Entsprechende Elemente sind in den Figuren mit denselben Bezugszeichen angegeben.

D. Bezugsmaterial

1. F. de Jager, C.B. Dekker, "Tamed Frequency Modulation, A novel method to achieve spectrum economy in digital transmission" IEEE Trans. Comm.

Heft CDM-26, Mr. 5, Mai 1978, Seiten 534-542.

2. S,A, Rhodes j "Effect of noisy phase reference

on coherent detection of offset QPSK signals", IEEE Trans. Comm., Heft CDM-22, Nr. 8, Aug. 1974, Seiten 1046-1055.

3. S.A. Gronemeyer. A.L. McBride, "MSK and Offset

QPSK modulation" IEEE Trans, on Comm." Heft CDM-24, Nr. 8, Aug. I976, Seiten 809-820.

E. Beschreibung der Ausführungsbeispiele

e(1) Allgemeine Beschreibung

In Figur 1a ist ein Blockschaltbild einer

bekannten Modulationsstufe dargestellt für eine Modulation, die in der Literatur bekannt 1st unter dem Namen "Offset Quadrature Phase Shift Keying", weiterhin als OQPSK

bezeichnet (siehe Bezugsmaterial T)(2.) , D(3)). Diese 25

Modulationsmethode unterscheidet sich von Vierphasenmodulation dadurch, dass das Datensignal des Y-Kanals um eine Zeit T/2 gegenüber dem Datensignal des X-Kanals verschoben ist. In diesem Fall müssen in dem Empfänger die

X- und Y—Kanäle zu unterschiedlichen Zeitpunkten abgetastet 30

werden, beispielsweise zu den Zeitpunkten, die durch die Pfeile in den Datensignalen X und Y aus Figur 1a angegeben sind. Die Modulationsstufe enthält einen Eingang 1 für Datensignale Xund einen Eingang 2 für Datensignale Y. Das Signal X wird nach Filterung durch das Tiefpassfilter 3 einem Eingang des Modulators 4 zugeführt. Das Signal Y wird nach Filterung durch das Tiefpassfilter 5 einem Eingang des Modulators 6 zugeführt. Einem weiteren Eingang des

PHfT. 9722 5*-_ Q 20 „1.81

Modulators 4 beziehungsweise 6 wird ein Signal von dem Trägeroszillator 7 zugeführt, wobei die Signale eine Phase von 0 beziehungsweise 90 aufweisen. Die Ausgangssignale ^;der Modulatoren k und 5 werden in der Summieranordnung 8 addiert und dein Ausgang 9 zugeführt.

Der Signalvektor des modulierten Trägersignals, das an dem Ausgang 9 verfügbar ist, weist die Eigenschaft auf, dass die Amplitudenschwankungen kleiner sind als der nicht modulierte Träger. Zur Erläuterung ist in Figur 1b in der Phasenebene ein Teil einer Strecke 10 des Signalvektors 4 aargescelis. Es sxeilu sicii iiej.aus, \*w -ϊζ ciL-~ Amplitude des Signalvektors ν immer in dem Bereich zwischen den Kreisen 11 beziehungsweise 12 mit dem Radius R1 beziehungsweise R2 liegt, wobei R2 } R1 > 0 ist.

In der Praxis stellt es sich heraus, dass für OQPSK der Radius RI dem ¥ert O,5 R und der Radius R2 etwa dem Wert 1,5 R entspricht, wobei R der Abstand des Ursprunges von den charakteristischen Phasenstellen bei Vierphasenmodulation ist„ ¥enn die Eingangssignale X und Y zu den Abtastzeitpunkten den Wert -i- 1 oder - 1 aufweisen, ist R gleich \* 2„

Die Eigenschaft, dass der Endpunkt des Signalvektors ν in einem gewissen Abstand von dem Ursprung bleibt (bei OQPSK sogar einen wesentlichen Abstand, w±e obenstehend angegeben), wird bei der Anordnung nach der Erfindung benutzt.

Es sei bemerkt, dass die Erfindung ausser bei OQPSK auch bei anderen auf digitale Signale angewandten Modulationsmethoden Anwendung findet_s wenn nur die angegebene Eigenschaft vorha.nder.ist,, Weiterhin stallt ss sich heraus, dass das untenstehend näher beschriebenen Prinzip auch auf analoge Signale angewandt werden kann, insbesondere auf Einseitenbandsignale_o Die Erfindung wird an Hand des in Figur 1 angegebenen Beispiels von OQPSK näher erläutert, obwohl sich die Erfindung darauf nicht beschränkt.

. Wie in Figur 1 angegeben, kann ein beliebiger· Endpunkt des Signalvektors ν dadurch dargestellt werden,

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dass für zwei Vektoren vg und v, - die je eine konstante Amplitude aufweisen und daher ein festes Amplitudenverhältnis zueinander haben - die gewünschten Phasenwinkel gewählt werden. Wird bespielsweise für V₁ ein Wert ö,6 ν

κ g

gewählt, so kann die Amplitude des sich daraus ergebenden Vektors ν in dem Verhältnis 4:1 geändert werden, was daher durchaus ausreicht, um dem Verhältnis 1,5 R : 0,5 R zu entsprechen, wie dies bei OQPSK erforderlich ist.

E(2) Spezifische Beschreibung
10

in Figur 2a ist ein Blockschaltbild eines

ersten Ausführungsbeispiels der Anordnung nach der Erfindung dargestellt. Die Anordnung enthält einen ersten spannungsgesteuerten Oszillator 16 "und einem zweiten spannungsgesteuerten Oszillator 17, die je einen Teil

einer Schleife bilden, und die an einen Steuerkreis 22 angeschlossen sind. Die Oszillatoren 1fc und 17 schwingen mit einer Frequenz, die der Trägerfrequenz des Eingangssignals nahezu entspricht. Ein Eingangsanschluss 13 des

„-. Steuerkreises 22 zum Zuführen des OS.PSK— Eingangs signals ist mit einem ersten Eingang einer ersten Summieranordnung 14 sowie einer zweiten Summieranordnung 15 verbunden. Einem zweiten Eingang der ersten Summieranordnung 14 wird das von einem ersten Verzögerungsglied 18 um 90 ver-

„₅ zögerte Oszillatorsignal des zweiten Oszillators 17 zugeführt« Die Summe der den beiden Eingängen der ersten Summieranordnung lk zugeführten Signale wird einem ersten Eingang einer ersten Phasenvergleichsanordnung 20 zugeführt und zwar zum Vergleichen mit dem Ausgangssignal des

„_n Oszillators 16, das einem zweiten Eingang der ersten Phasenvergleichsanordnung 20 zugeführt wird. Das Ausgangssignal der ersten Phasenvergleichsanordnung 20, das ein Mass für den Phasenunterschied zwischen den Eingangssignalen ist, wird durch ein erstes Tiefpassfilter 21 gefiltert und einem Steuereingang 23 des ersten Oszillators 16 zugeführt. Auf gleiche Weise wird dem zweiten Eingang der zweiten Summieranordnung 15 das von einem zweiten Verzögerungsglied 19 um 90 verzögerte Oszillatorsignal

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PHNo9722 ^~Λ4- 20.1.81

vom ersten Oszillator 16 zugeführ-t„ Die Summe der den beiden Eingängen der zweiten Summieranordnung 15 zügeführten Signale wird einem ersten Eingang der zweiten Phasenvergleichsanordnung 2k zum Vergleich mit dem Ausgangssignal des zweiten Oszillators 17 zugeführt, das einem zweiten Eingang der zweiten Phasenvergleichs— anordnung 2k zugeführt wird. Das Ausgangssignal der zweiten Phasenvergleichsanordnung 2k, das ebenfalls ein Mass für den Phasenunterschied zwischen den beiden EingangsSignalen bildet, wird durch ein zweites Tiefpassfilter 2 5 gefiltert und einem Steuereingang 26 des zweiten Oszillators 17' zugeführt» Die Ausgänge der beiden Oszillatoren 16 und sind weiterhin mit einer Kombinieranordnung 2" verbunden, die mit einer Impedanz 28 belastet wird. Die Impedanz kann beispielsweise eine Sendeantenne oder die Eingangsimpedanz einer an die Ausgangsklemme 29 anzuschliessenden, in der Figur micht dargestellten Ausgangsschaltung sein, in der nötigenfalls eine weitere Leistungsverstärkung und Übersetzung in das gegebenenfalls erwünschte Funkfrequenzband erfolgt.

Die Wirkungsweise der Anordnung nach Figur 2a wird auch an Hand des Vektordiagramms nach Figur 2b näher erläutert. Das Ausgangssignal des Oszillators i6 wird mit V₁ ' und das Ausgangssignal des Oszillators 17 mit ν ' bezeichnet» Weiterhin wird vorausgesetzt, dass dem Eingangsanschluss 13 der gewünschte Signalvektor ν mit geringer Leistung, entsprechend der O-QPSK-Modulation, zugeführt wird. Das Signal an dem Ausgang der Summier-

i -ή •TE'

anordnung Ik entspricht nun dem Wert ν + ν 'c ° -r- .

Das Signal ν ^! hat infolge der Phasenregelung in der Regelschleif6 17, 2k, 25 eine Phasenverschiebung entsprechend 90 gegenüber dem Signal'ν erfahren, also ν · = ν exp(-j Tt/2) ο Daher gilts

ge ^

v-fv'e~=v-v=v, g 2 g k

Auf dieselbe Art und Weise gilts

-i Tl

v + v'e TT = ν - v. =v

k 2 kg

PHN. 9722 &^ /Jg _ 20.1.81

¥erden die Spannungen ν. und ν also aus ν, ν, ' und ν '

kg ' k g

erzeugt, so wird mit Hilfe der beiden Pliasenschleifen bewirkt, dass die Ausgangsspannungen ν ' beziehungsweise v, ' gegenüber den Eingangsspannungen ν beziehungsweise v,

ο g k

nach wie vor einen Finkel von 90 bilden.

Zum Erzeugen einer grossen Leistung wird das

Eingangssignal ν, auf geringem Pegel, zugeführt, und damit werden die beiden Oszillatoren grosser Leistung (oder beispielsweise ein Oszillator mit einem nachfolgenden Klasse-C-Verstärker) gesteuert.

Sin Vorteil ist, dass durch. Zusammenarbeit der beiden Oszillatoren die Möglichkeit geboten Xirird, in das Ausgangssignal ausser Fhasenänderungen auch Ampiitudenänderungen einzuführen, während die Amplituden der zu verstärkenden Signale konstant sind, wodurch die nichtlineare Amplituden-Ubertragungsfunktion der Elemente, beispielsweise Klasse—C-Verstärker, nicht mehr von Bedeutung ist.

Bei der Bemessung der Schaltungsanordnung, die als Blockschaltbild in Figur 2a dargestellt ist, sollen die untenstehenden Punkte beachtet werden. Pur ein einwandfreies Funktionieren ist es notwendig, dass die Phasenschleifen auf Änderungen in dem Eingangssignal schnell reagieren können. Daher muss die Bandbreite der Tiefpassfilter 21 und 25 relativ gross sein.

Weiterhin muss auch die?Schleifenverstärkung vorzugsweise gross sein, um Abweichungen der gewünschten Phasenwinkel von 90 minimal zu halten. Yird diese Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer grossen Leistung benutzt, so sollen die Verzögerungselernente18 und 19 ausserdem Dämpfungselemente enthalten. Es hat sich weiterhin herausgestellt, dass ein Verhältnis der Amplituden von ν und v, entsprechend 5:3 günstig ist. In diesem Fall werden im Durchschnitt etwa T5°^!o der Gesamtleistung von dem Oszillator 17 und

^⁵ etwa 25^ von dem Oszillator 16 geliefert.

Die AusgangsSpannungen ν ' und ν ' sollen durch den Ausgangskreis 27 in einem festen Verhältnis addiert werden. Dies wird beispielsweise dadurch verwirklicht,

PHN. 9722 ⁹^ ή 3- 20.1.81

dass, wie in Figur 2c dargestellt, der Ausgang des Oszillators 16 über eine Koppelimpedanz 30 mit dem Anschlusspunkt 32 verbunden wird und der Ausgang des

Oszillators 17 über eine Koppelimpedanz 31 ebenfalls mit g

dem Anschlusspunkt 32, Um zu gewährleisten, dass die Anteile ν ^! und v, ' in dem gewünschten Verhältnis zu dem Ausgangssignal beitragen, müssen die Koppelimpedanzen 30 und 31 einander genau entsprechen.

Ein Nachteil der Anordnung nach Figur 2a ist,

dass die Genauigkeit, die in bezug auf die Gleichheit -Jor Xoppa:.i ■ :p-=;i-iiiE-cr. "0 ;.^;vid 7"! ir'O^d^rt .-«"ire: , 1- '■ "-Bereich schwer verwirklichbar ist. Eine Folge davon ist, dass Störanteile in das Spektrum des Ausgangssignals eingeführt werden. Ein weiterer Nachteil ist, dass auch

bei einer 100%—igen Gleichheit der Koppelimpedanzen 30 und 31 dennoch Schwierigkeiten entstehen können, und zivar infolge des sogenannten Wechselwirkungseffektes der zwei Oszillatoren 16 und 17o Dies ist ein Folge der Tatsache, dass die von einem Oszillator abgegebene Ausgangsspannung

im allgemeinen von der Impedanz, mit der er belastet ist, abhängig ist. Daher ist in Figur 2a die Impedanz, mit der der Oszillator 16 belastet wird, von der Spannung, die der Oszillator I7 liefert, abhängig» Eine Phasenregelung des Oszilltors 17 wird deswegen eine Spannungsänderung im

Oszillator 16 herbeiführen, Dieser Effekt wird zwar durch die vorhandene Rückkopplung verringert, aber bei der Bemessung der darin vorzusehenden Schleifenverstärkuiig muss die Grosse dieses Wechselwirkungseffektes berücksichtigt werden, damit die erforderliche Genauigkeit

erzielt werden kann.

Das aweite Aasxühirun.gsbex&pxel uy:r Anordnung zum Verstärken eines modulierten Trägersignals ist in Figur 3a dargestellt. Wurde bei dem Ausführungsbeispiel

nach Figur 2a die für die zwei Phasenregelungen erforder-35

liehe Information unmittelbar den Ausgangsspannungen der einzelnen Oszillatoren entnommen, so wird in dem zweiten Ausführungsbeispiel die Information einem Punkt entnommen,

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PHN.9722 >θ- . 20.1.81

wo die zwei Anteile bereits zusammengefügt sind, d.h. nach dem Zusammensetzen in dem Ausgangssignal 33 ^an dem Ausgang 29. Aus dem zusammengesetzten Signal muss dann die relevante Information für jeden der beiden Oszillatoren gewählt werden. Dazu wird die Phase des von dem Oszillator 16 abgegebenen Ausgangssigna1 v, ' derart geregelt, dass die Amplitude des Ausgangssignals r der Amplitude des Eingangssignals ν gleich ist und die Phase des von dem Oszillator 17 abgegebenen Ausgangssignals ν ' derart geregelt _? dass d±e Phase des Ausgangssignals r gegenüber

-„ο ώ ·ν ντ.ι \?^

Ersteres wird dadurch erreicht, dass das Ausgangssignal r nach Detektion durch einen ersten Amplitudendetektor Jk (beispielsweise eine Gleichrichterschaltung) einer Amplitudenvergleichsanordnung 35 zugeführt wird zum Vergleich mit dem von dem Amplitudendetektor 36 verarbeiteten Eingangssignal v. Mit dem von dem Tiefpassfilter 21 gefilterten Differenzsignal der Amplitudenvergleichsanordnung 35 wird der Oszillator 16 auf den richtigen Wert geregelt. Gleichzeitig wird das Ausgangssignal r in der Phasenvergleichsanordnung 2k mit dem Eingangssignal ν verglichen und bei Abxv^reichungen des gewünschten Wertes von 90 wird der Oszillator 17 dadurch nachgeregelt, dass das Ausgangssignal der Phasenvergleichsanordnung 2k nach Filterung im Tiefpassfilter 25 dem Regeleingang des Oszillators 17 zugeführt wird. Auf diese Weise wird daher mit Hilfe einer Phasen- und einer Amplitudenregelung aus der Endstufe die Resultierende ν dem bei OQPSK-Modulation gewünschten Signalvektor ν gleich gemacht.

In Figur Jh ist ein Ausführungsbeispiel des Ausgangskreises 33 der Anordnung nach Figur Ja dargestellt. Das in der Amplitude konstante Ausgangssignal v, ' des Oszillators 16 wird durch einen Klasse-C-Verstärker verstärkt und zu dem von dem Klasse—C-Verstärker 38 verstärkten Ausgangssignal ν ' des Oszillators 17 über Koppelimpedanzen 39 und kO addiert»

Wie obenstehend bereits angegeben wurde, werden im Takte der Informationsfrequenzen in den

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PHN.97²² V^ 4 C 20.1.81

Oszillator 17 Phasenänderungen eingeführt, die über den Klasse-C-Verstärker 38 zu der Koppelimpedanz 40 weitergeleitet werden. Dadurch ändert sich die Ausgangsimpedanz des Klasse-C-Verstärkers 37 und dabei die Zusammensetzung der höheren Harmonischen» Dies bedeutet, dass die Form des AusgangssignaIs geändert ist, wodurch nicht ohne weiteres die Amplitude und die Phase des resultierenden Signals r auf die gewünschte Weise bei der Rückkopplung berücksichtigt werden kann. Dadurch entstehen zusätzliche Seitenbänder in der Nähe der "~ntralen Frequenz, d.h.,, eine unex¹ wünschte "verbreiterung ues auszustraiilenden Spektrums, Um dies zu vermeiden, kann in die Rückführungsleitungen 42, 43 je ein Tiefpassfilter aufgenommen werden mit einer Grenzfrequenz von beispielsweise dem 1,5-fachen der Trägerfrequenz, Wie aus Figur 3d hervorgeht, reicht nur ein Tiefpassfilter 41, und zwar dadurch, dass dies zwischen den gemeinsamen Anschlusspunkt der Koppelimpedanzen 39 und 4O und die Belastungsimpedanz 28 aufgenommen wird. Ein Vorteil dabei ist, dass zugleich die

²^ höheren Harmonischen in dem Ausgangssignal unterdrückt werden.

In die Rückführungsleitungen der Anordnung nach Figur 3a können auch noch Trennetzwerke 44 und aufgenommen werden, im i-resentlichen mit der Absicht ₉ keine nichtlinearen Impedanzen parallel zu der Ausgangs— impedanz 2 8 zu erzeugen. Die Trennetzwerke 44 und 45 enthalten je, wie in Figur Jc dargestellt, einen Trennverstärker 46 und ein Ankopplungsnetzwerk, das aus einem Kondensator 47 in Reihe mit der Rückführungsleitung und

³^ einem Widerstand 48 zwischen dem Eingang des Trenn-Tsrsrärkers 46 und Brds Descent,

Was die Bemessung der Anordnung nach Figur anbelangt, sei folgendes noch erwähnt» Die Anordnung nach Figur 3 beruht auf einer

^5 gleichzeitigen Modulation der Amplitude und der Phase. An den Gleichlauf der Phasen- und Amplitudenmodulation sollen Anforderungen gestellt werden; sind die gewünschte

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ΡΗλ^Γ.9722 V^Z-4b . 20.1,81

Amplitude a(t) und die gewünschte Phase 9(t), so ist entsprechend dem Eingangssignal v(t):

v(t) = a(t)e^J ^{θ (t)}

g ¥enn es zwischen a(t) und Q(t) einen Zeitunterschied L geben würde, wird das Ausgangssignal bestimmt durch:

v(t) = a(t- £ )e^{J θ} (*)

wodurch unerwünschte Seitenbänder in dem ausgestrahlten Spektrum entstehen. Aus einer "worst-case"-Analyse geht hervor, dass f,_ L £*, 10 " sein muss, um die Anrold tuä-3 des

-■.:..!-2 , der auco-:-i-hüIb des ^evuiicnsjn C-:'^^''^·⁵ liegt, um etwa 80 dB unterhalb der 2tfennamplitude zu halten. Für f = 16 kb/s bedeutet dies: <T <C 60· ns,

wobei f die Bitfrequenz des digitalen Informationssignals ->•

ist. In der Praxis ist; die Verzögerungszeit Cq beziehungsweise c · der Tiefpassfilter 2 7 beziehungsweise 25} die beide eine Grenzfrequenz von etwa 5 x fV aufweisen, von Bedeutung.

Die zu berücksichtigende Verzögerungszeit ~£. ^ '

beziehungsweise L ₁' ist jedoch durch die Rückkopplung

1 ' 1
— beziehungsweise ;—^- kleiner, wenn A₁ die

Verstärkung in der Schleife aus den Elementen 21, 16, 42, 3k, 35, 21 und A„ die Verstärkung in der Schleife aus 25, 17, 43, 14, 25 ist.

Wenn i- = C ist, gibt es nur eine konstante Verzögerung zwischen den Signalen r und v. Gibt es zwischen

^₁ und <-„ einen Unterschied, so soll entsprechend dem Obenstehenden zum Erhalten einer Unterdrückung von 80 dB die nachfolgende Forderung erfüllt werden:

+ 1 A₀ + 1

f, b

Fird die Grenzfrequenz der Tiefpassfilter 21 und 25 gleich dem Fünffachen der Bitrate gex^ählt, so wird die Bedingung

1 1

A + 1 A₂ + 1
welche Forderung übrigens leicht erfüllbar ist,

<. 0,03.

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PHNo 9722 «^-47- 20.1.81

¥ie bei der Anordnung nach Figur 2 angegeben, ist das Verhältnis zwischen der Amplitude von ν ' und v, ' gleich 5 " 3 ein günstiges Verhältnis. Dies gilt auch für Figur 3· Aber gewünschtenfalls ist die Stabilität der Schleife, von der der Oszillator 16 einen Teil bildet, dadurch zu vergrössern, dass die Amplitude von V₁ ' grosser

ic

gewählt wird, ¥ie aus dem Vektordiagramm von Figur 1b hervorgeht, wird dadurch die erforderliche Änderung des ¥inkels zwischen ν und V₁ kleiner. Die Stabilität

g k

^⁰ der Schleife, von der der Oszillator 17 einen Teil bildet, vxirci rv.nr *-Γοζ'ίϋΐ3Γί5Θ'^ -. ^T^xyzx ~] * ^w~~- ^^ρή·! i_'tp_i'lv5 o^r Ί?-~- τι^^χι--" ι.' ~i~i Trials zu klein wird₀ Wie ebenfalls aus Figur 1b hervorgeht, wird dies dadurch vermieden, dass sich der Signalvektor immer in einem Bereich befindet, für den gilt; I ν / .> R₁

¹^ Das Wählen eines grösseren Wertes von v,„ hat also auf die erstgenannte Schleife einen günstigen Einfluss, während die Stabilität der letztgenannten nicht gefährdet wn rd.

Gegebenfalls kann v, ^! gleich ν ' gewählt werden,

on ^

obschon dies wegen der Tatsache, dass dann zwei Oszillatoren grosser Leistung erforderlich sind, weniger erwünscht sein wird.

In Figur h ist eine Abwandlung des Ausführungsbeispiels aus Figur 3 dargestellt und insbesondere wird

^⁵ nach Figur k der Amplitudenunterschied zwischen den Vektoren ν und r nicht mit Hilfe der zwei Amplitudendetektoren (3^3 36)5 sondern mit einem Modulator h6 gemessen. Die Vektoren ν und r weisen fast dieselben Phase auf, und daher kann der Unterschied zwischen den beiden (hochfrequenten) Anteilen, der an dem Ausgang der Amplitudenvergleiclisanordnung 35 verfügbar ist, dem Modulator 46 zugeführt werden, dem weiterhin ein Träger zugeführt wird, der nahezu dieselbe Phase hat wie ν oder r„ Durch die Wirkung des rückgekoppelten VCO weicht die Trägerphase von r um etwa 90 von der von ν ab. Durch Verwendung eines 90 -drehenden Netzwerkes hj wird di,e gewünschte Phase des Trägers für den Modulator h-6

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PNN. 9722 yx J 9 20.1.81

erhalten. Die durch den Modulator detektierte Differenzspannung wird dem Tiefpassfilter 21 zugeführt und auf die bereits beschriebene Art und ¥eise in der Phasenschleife verarbeitet.

Es sei bemerkt, dass das Zusammenfügen der AusgangssignaIe der Oszillatoren 16 und 17 ausser auf die Art und ¥eise, wie beispielswiese in Figur 2c dargestellt, auch mit einer Gabelschaltung erfolgen kann. Dies ergibt jedoch einen Verlust um etwa 3 dB.

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Claims

PHNo9722 X^ 20.1«81

PATENTANSPRÜCHE

1 / Anordnung- zum Verstärken eines modulierten Trägersignals, dessen Amplitudenänderungen kleiner sind als die Amplitude des nicht modulierten Trägers, dadurch. gekennzeichnet, dass die Anordnung einen ersten und einen zweiten gesteuerten Oszillator mit je einem Steuereingang und einem Ausgang, einen Steuerkreis und einen Ausgangskreis enxhältj dass der Steuerkreis einen Eingang aufweist zum Zuführen des modulierten Trägersignals, dass die Oszillatoren mit dem Steuereingang an den Steuerkreis angeschlossen sind und mit nahezu konstanter Amplitude auf einer Frequenz schwingen, die der Trägerfrequenz nahezu entspricht, dass der Ausgang jedes der Oszillatoren mit dem Steuerkreis gekoppelt ist zum Erzeugen von Phasenregelsignalen für die Oszillatoren aus dem Vergleich des modulierten Trägersignals und dem Oszillatorsignal und dass der Ausgangskreis an die Ausgänge der Oszillatoren zum vektoriellen Zusammensetzen eines AusgangsSignaIs angeschlossen ist«
Z„ Anordnung nach Anspruch 1₉ dadurch gekennzeichnet, dass der Steuerkreis eine erste und eine zweite Phasenvergleichsanordnung mit je einem ersten und einem zweiten Eingang und einem Ausgang und weiterhin ein erstes und zweites Tiefpassfilter enthält, dass der Ausgang des ersten Oszillator an den zweiten Eingang der ersten Phasenvergleichsanordnung und der Ausgang der ersten Phasenvergleiehsanordnung durch das erste Tiefpassfilter mit dem Steuereingang des ersten Oszillators verbunden ist, dass der Ausgang des zweiten Oszillators an den zweiten Eingang der zweiten Phasenvergleiehsanordnung angeschlossen ist und der Ausgang dieser zweiten Phasenvergleichs™ anordnung durch das zweite Tiefpassfilter an den Steuereingang des zweiten Oszillators angeschlossen ist, dass der Steuerkreis weiterhin eine erste und eine zweite

PHN. 9722 >^c2- 20.1.81

Summieranordnung mit je einem ersten und einem zweiten Eingang und einem Ausgang und ein erstes und zweites Verzögerungsglied enthält, dass der erste Eingang der beiden Summieranordnungen miteinander und mit einem Eingang der Anordnung verbunden sind, dass der zweite Eingang der ersten Summieranordnung durch das erste Verzögerungsglied mit dem Ausgang des zweiten Oszillators verbunden ist und der Ausgang der ersten Smnmieranordnung mit dem ersten Eingang der ersten Phasenvergleichsanordnung verbunden ist und dass der zweite Eingang der zweiten Summieranordnung durch, das zweite yerzJgsruxigsglied mit dem Ausgang des ersten Oszillators verbunden ist und der Ausgang der zweiten Summieranordnung mit dem ersten Eingang der zweiten Phasenvergleichsanordnung verbunden ist.

3ο Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Steuerkreis eine Phasen— und Amplituden— Vergleichsanordnung mit je einem ersten und einem zweiten Eingang und einem Ausgang, ein erstes und ein zweites Tiefpassfilter, einen ersten und einen zxireiten Amplitudendetektor und eine erste und eine zweite Rückführungsleitung enthält_s dass der Ausgangskreis durch die zweite Rückführungsleitung an den zweiten Eingang der Phasenvergleichsanordnung angeschlossen ist und der Ausgang der Phasen— Vergleichsanordnung durch das zweite Tiefpassfilter mit dem Steuereingang des zweiten Oszillators verbunden ist, dass der Ausgangskreis durch die erste Rückführungsleitung und über den ersten Amplitudendetektor mit dem zweiten Eingang der Amplitudenvergleichsanordnung verbunden ist, dass der Ausgang der Amplitudenvergleichsanordnung durch das erste Tiefpassfilter mit dem Steuereingang des ersten Oszillators verbunden ist, dass der Eingang des zweiten Amplitudendetektors mit dem ersten Eingang der Phasenvergleichsanordnung und mit einem Eingang der Anordnung verbunden ist und dass der Ausgang des zweiten Amplitudendetektors mit dem ersten Eingang der Amplitudenvergleichsanordnung verbunden ist.

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hο Anordnung nach Anspruch 1_S dadurch gekennzeichnet₅ dass der Steuerkreis eine Phasen- und Amplitudenvergleichsanordnung mit je einem ersten und einem zweiten Eingang und einem Ausgang, ein erstes und ein zweites Tiefpassfilter und eine erste und eine zweite Rückführungsieitung aufweist,, dass der Ausgangskreis durch die zweite Rück— · führungsleitung an den zxireiten Eingang der Phasenvergleichsanordnung angeschlossen ist und der Ausgang der Phasenvergleichsanordnung durch das zweite Tiefpassfilter mit dem Steuereingang des zweiten Oszillators ■verbunden ist, dass der Ausgang elir ei j iiu^ci ^ι-ϊ a.^~~ -.'ze Rückführungsleitung mit dem zweiten Eingang der Amplitudenvergleichsanordnung verbunden ist und der erste Eingang dieser Amplitudenvergleichsanordnung mit einem Eingang der Anordnung und mit dem ersten Eingang der Phasenvergleichsanordnung· verbunden ist_s dass die Anordnung weiterhin einen Modulator und ein phasendrehendes Netzwerk enthält, wobei der Modulator einen ersten und einen zweiten Eingang und einen Ausgang enthält_s dass ein Ausgang der Amplitudenvergleichsanordnung an den ersten Eingang des Modulators angeschlossen ist und der Ausgangs— kreis über das phasendrehende Netzwerk an den zweiten Eingang des Modulators angeschlossen ist und dass der Ausgang des Modulators durch das erste Tiefpassfilter mit dem Steuereingang des ersten Oszillators verbunden ist. 5 ο Anordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgangskreis einen ersten und einen zweiten Klasse—C-Verstärker_s eine erste und eine zweite Koppelimpedanz und ein drittes Tiefpassfilter enthält, dass der erste Verstärker an den ersten oder der zweite Verstärker an den zweiten Oszillator angeschlossen ist und das dritte Tiefpassfilter durch die erste Koppelimpedanz an den ersten Verstärker und durch die zweite Koppelimpedanz an den zweiten Verstärker angeschlossen

3$ ist und ein Ausgang des dritten Tiefpassfilters mit dem Ausgang des Ausgangskreises verbunden ist»

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6. Anordnung nach einem der Ansprüche 3» ^ oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass die erste und die zweite Rückführungsleitung mit je einem Trennverstärker und einem Ankopplungsnetzwerk versehen ist.

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