DE3110602A1

DE3110602A1 - Interferenz-kompensationssystem

Info

Publication number: DE3110602A1
Application number: DE19813110602
Authority: DE
Inventors: Toshiyuki Yokosuka Kanagawa Kaitsuka
Original assignee: Nippon Telegraph And Telephone Public Corp Tokyo; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1980-03-28
Filing date: 1981-03-18
Publication date: 1982-02-25
Also published as: US4384366A; FR2479619B1; FR2479619A1; DE3110602C2; CA1167158A; GB2072995A; GB2072995B

Description

Beschreibung

Die Erfindung betrifft ein Interferenz-Kompensationssystem nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 und insbesondere ein Interferenz-Kompensationssystem, daß das unerwünschte Interferenz- oder Störsignal in einem drahtlosen Nachrichtenempfänger löscht. Die Erfindung ist vorzugsweise in der Erdstation für ein Satelliten-Nachrichtensystem verwendbar, auf das ein herkömmliches Nachrichtensystem ein unerwünschtes Interferenzsignal überträgt; selbstverständlich ist die Erfindung allgemein für ein drahtloses Nachrichtensystem vorteilhaft einsetzbar, und ihre Verwendung ist nicht auf ein Satelliten-Nachrichtensystem beschränkt.

Ein herkömmliches System zum Löschen eines Interferenzsignales ist in der Fig. 1 gezeigt. Weiterhin ist ein typisches System in der britischen Zeitschrift "Systems Technology", Nr. 32, September 1979, Seiten 38 - 47, von T.A. Bristow, beschrieben. In Fig. 1 sind gezeigt eine Hauptantenne 1, die das gewünschte Signal und das unerwünschte Interferenzsignal empfängt, eine Hilfsantenne 2, die lediglich ein unerwünschtes Interferenzsignal empfängt, eine Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 3, ein Mischer bzw. eine Weiche 4, ein Korrelationsdetektor 5, Frequenzumsetzer 100 und 101, deren jeder einen Verstärker aufweist, ein Tiefpassfilter 102 und ein Ausgangsanschluß 15, der das Ausgangssignal liefert, das frei von einem Interferenzsignal ist. In Fig. 1 ist die Hauptantenne 1 auf ein gewünschtes Signal gerichtet; sie empfängt jedoch das gewünschte Signal und das unerwünschte Interferenzsignal. Die Hilfsantenne 2 ist auf das unerwünschte Interferenzsignal gerichtet und empfängt lediglich das Interferenzsignal. Das durch die Hilfsantenne 2 empfangene Interferenzsignal liegt an der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 3, die die Amplitude und die Phase des Interferenzsignales so einstellt, daß das Ausgangssignal der Steuer-

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schaltung 3 die gleiche Amplitude und die entgegengesetzte Phase bzw. Gegenphase wie das durch die Hauptantenne 1 empfangene Interferenzsignal aufweist. Wenn so der Mischer 4 das Interferenzsignal von der Hauptantenne mit dem Ausgangssignal von der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 3 mischt, wird das Interferenzsignal ausgelöscht, und das gewünschte Signal wird am Ausgang des Mischers erhalten. Das Steuersignal zum Steuern der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 3 wird durch den Korrelationsdtektor 5 erhalten, der die Korrelation zwischen dem durch die Hauptantenne 1 empfangenen unerwünschten Signal und dem durch die Hilfsantenne 2 empfangenen unerwünschten Interferenzsignal herstellt. In einem praktischen Ausführungsbeispiel sind die Freqzenzumsetzer 100 und 101 zwischen dem Korrelationsdetektor 5 und jeder Antenne vorgesehen, und das Tiefpassfilter 102 liegt zwischen dem Korrelationsdetektor 5 und der Steuerschaltung 3. Gewöhnlich umfassen die Frequenzumsetzer einen Verstärker. Der Korrelationsdetektor 5 ist in üblicher Weise durch einen Phasendetektor oder einen Frequenzmischer ausgeführt. Es sei darauf hingewiesen, daß das herkömmliche System der Fig. 1 direkt die Korrelation zwischen der Rest-Interferenz-Komponente am Ausgang des Mischers 4 und dem durch die Hilfsantenne 2 empfangenen Interferenzsignal aus der Amplitude und der Phase des Trägersignales erhält. Wenn demgemäß ein PSK-Signal (PSK = Phasenumtastung) betrachtet wird, in dem sich die Phase des Signales rasch mit dem Modulationssignal ändert, dann muß die Differenz zwischen den Stricken oder Wegen der Signale zu den beiden Antennen kleiner als ein vorbestimmter Wert sein, da sich das Aüsgangssignal des Phasendetektors diskontinuierlich ändert, wenn die Wegdifferenz groß ist.

Wenn jedoch aufgrund der Phasenschwankung der vorhergehenden Stufen des Korrelationsdetektors 5 und der Wegschwankung in einem übertragungsweg zu jeder Antenne eine plötzliche große Änderung der Phasendifferenz zwischen Haupt- und Hilfskanal

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auftritt, dann ist die Interferenz-Kompensation nahezu unmöglich/ wenn ein PSK-Signal betroffen ist. Was weiterhin ein FM-Signal (FM = Frequenzmodulation) anbelangt, so ist der Kompensationseffekt nicht groß, da keine Korrelation zwischen Phasenabweichungen jedes Signales vorliegt, wenn die Differenz groß ist, und die genaue Korrelation wird nicht erhalten.

Weiterhin sei zu Fig. 1 darauf hingewiesen,,daß bisher zwei Frequenzumsetzer 100 und 101 vorgesehen werden müssen, und die Eigenschaften oder Kennlinien einschließlich der Amplitudenkennlinien und der Phasenkennlinien dieser Frequenzumsetzer müssen genau gleich zueinander sein. Jedoch ist die exakte Übereinstimmung von zwei Frequenzumsetzern in jeder Umgebungstemperatur nahezu unmöglich.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, ein Interferenz-Kompensationssystem anzugeben, das die Nachteile und Einschränkungen bestehender Interferenz-Kompensationssystem überwindet und einen verbesserten Kompensationseffekt liefert..

Diese Aufgabe wird bei einem Interferenz-Kompensationssystem nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 erfindungsgemäß durch die in dessen kennzeichnendem Teil angegebenen Merkmale gelöst.

Die Erfindung sieht also ein Interferenz-Kompensationssystem vor, das aufweist:

(a) eine Hauptantenne zum Empfangen eines gewünschten Signales und eines Interferenzsignales I_M,

(b) eine Hilfsantenne zum Empfangen lediglich eines Interferenzsignales I-,

(c) eine Amplituden-Phasen-Steuerschaltung, die das Interferenzsignal Jl empfängt und dieses ändert, um das Ausgangssignal Γ_νΜ zu erzeugen, so daß die mittlere Länge und die

mittlere Richtung des Ausgangsvektors 1L._M durch die Werte A und B festgelegt werden und die Spitze des Ausgangsvektors 3L,_M periodisch entsprechend Werten a und O) umlaufen, wobei A und B sich mit der Differenz zwischen I und I ändern und a und 6) durch die auf die Werte A und B überlagerten Niederfrequenzsignale gegeben sind,

(d) einen Mischer zum Mischen der Vektoren X„ von der Hauptantenne und des Vektors I^ von der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung, um das gemischte Signal 3L-, zu erzeugen, das die Information Leos (cot-θ) enthält, wobei L die Länge der Differenz der Vektoren zwischen dem Vektor des vorliegenden 3L^. und dem gewünschten I_M zum Löschen von T_M bedeutet und θ die Richtung der Differenz der beiden Vektoren ist,

(e) einen Niederfrequenz-Oszillator zum Erzeugen der Niederfrequenzsignale a-cos cut und a · sin ω t,

(f) einen Hüllkurvendetektor, der mit dem Ausgang des Mischers verbunden ist, um den Hüllpegel des Signales Ip, oder die Information Lcos(<^t-0) zu erzeugen,

(g) eine Phasen-Detektor-Einrichtung, die das Ausgangssignal des Hüllkurvendetektors empfängt, um die phasenerfaßten Signale Lcose und Lsine zu erzeugen,

(h) eine Spannungsintegratoreinrichtung zum Integrieren der Ausgangssignale der Phasen-Detektor-Einrichtung, um die Werte A und B zu erzeugen, und

(i) eine Addiereinrichtung, um die Summen A+a » cos £ju t und B+a · sin COt als die Steuersignale der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung zu erzeugen.

Die Erfindung ermöglicht so ein Interferenz-Kompensationssystem, das ein Interferenzsignal in einem PSK-Nachrichtensystem oder in einem FM-Nachrichtensystem auslöschen kann. Weiterhin hat das erfindungsgemäße Interferenz-Kompensations-

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system lediglich einen Frequenzumsetzer.

Das erfindungsgemäße Interferenz-Kompensationssystem hat somit eine Hauptantenne, die das gewünschte Signal und das unerwünschte Interferenzsignal T_M empfängt, eine Hilfsantenne, die lediglich das Interferenzsignal J empfängt, eine Amplituden-Phasen-Steuerschaltung, die die Amplitude und die Phase des Interferenzsignales I von der Hilfsantenne gemäß Steuersignalen A+a-cosuJt und B+a-sinu)b abwandelt, um ein Ausgangssignal Iy₁₄ zu erzeugen, und einen Mischer, der die Signale 3L^ und 1L.J4 mischt, um das Ausgangssignal ΙΓ_ zu liefern, das als frei von dem Interferenzsignal mit Ausnahme einer sehr kleinen Restkomponente des Interferenzsignales angesehen wird, wobei sich A und B gemäß der Differenz zwischen !„ und I, ändern und a sowie ω die Amplitude bzw. Winkelfrequenz des Ausgangssignales des Niederfrequenz-Oszillators sind. Somit werden die mittlere Länge und die Richtung des Ausgangsvektors ]L-_M der Amplituden-Phasen-Steuerschaitung durch die Werte A und B bestimmt, und die Spitze des Vektors I™, läuft mit einem Radius proportional zu a und der Winkelgeschwindigkeit CJ um. Die Hüllkurve des Ausgangssignales des Mischers weist die Information proportional zu Leos (iüt-θ) auf, wobei L die Länge der Differenz der Vektoren zwischen dem Vektor des vorliegenden 2Γ und des gewünschten J „ zum Löschen von UL. ist und θ die Richtung der Differenz der beiden Vektoren bedeutet. Daher wird die Hüllkurve des gemischten Signales durch den Hüllkurvendetektor erfaßt, um die Information Lcos(u)t-ö) zu erfassen, die an zwei Phasendetektoren liegt, deren jeder ein AUsgangssignal Leos© bzw. Lsinö liefert. Die Sammlung oder Integration von Leos© und LsinG führt zum Wert A bzw. B, und zwei Addierer liefern die Werte A+a^-cosU)t und B+a^psintut als Steuersignale zum Steuern der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung, wobei a-costüt und a-sinwt durch den Niederfrequenz-Oszillator entweder direkt oder durch einen 90°-Phasenschieber erhalten werden.

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Die Erfindung ist insbesondere dann vorteilhaft anwendbar, wenn ein Interferenzsignal und/oder ein gewünschtes Signal ein PSK-Signal und/oder ein FM-Signal sind, und es ist ein erstes Merkmal der Erfindung, daß die Phasenerfassung mit dem Ausgangssignal des Hüllkurvendetektors durchgeführt wird, der nicht durch die Phasenänderung aufgrund einer Phasenmodulation oder Frequenzmodulation beeinflußt wird. Ein zweites Merkmal der Erfindung liegt darin,· daß lediglich ein einziger Hochfrequenzverstärker oder ein Frequenzumsetzer für die Erfindung ausreichend ist, während herkömmliche Interferenz-Kompensationssysteme zwei Hochfrequenzverstärker oder einen Frequenzumsetzer mit exakt den gleichen Kennlinien verwenden.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der beigefügten Zeichnung beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Interferenz-Kompensationssystems;

Fig.2A ein knappes Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Interferenz-Kompensationssystems;

Fig.2B ein ausführliches Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Interferenz-Kompensationssystems;

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Vektormodulators, der in der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 3 in Fig„ 2 oder 3 verwendet wird;

Fig. 4a und Fig. 4b das Vektordiagramm des Ausgangssignales des Vektormodulators der Fig. 3;

Fig. 5a und 5b die Vektoren der Signale im vorliegenden Interferenz-Kompensationssystem zur Erläuterung des Betriebsprinzips der Erfindung;

Fig. 6 ein ausführliches Blockschaltbild des vorliegenden Interferenz-Kompensationssystems ;

Pig. 7 ein Blockschaltbild des Meß-Systems zum Messen der Kennlinien oder Eigenschaften des vorliegenden Interferenz-Kompensationssystems ;

Fig. 8a und 8b Kurven zur Darstellung des Kompensationseffektes für ein Interferenzsignal;

Fig. 9 Kurven, die die experimentelle Verbesserung der Fehlerraten des PSK-Signales bei der Erfindung zeigen;

Fig. 10a bis 1Od experimentelle Spektren, die den Kompensationseffekt bei der Erfindung unter der Bedingung zeigen, daß das gewünschte Signal und das Interferenzsignal im gleichen Kanal vorliegen;

Fig. 11 Kurven, die die Beziehung zwischen der Amplitude des auf die Steuersignale überlagerten Niederfrequenz-Signales und dem Kompensationseffekt zeigen;

Fig. 12a bis 12d Versuchsergebnisse des Kompensationseffektes im tatsächlichen Übertragungstest;

Fig. 13 ein Blockschaltbild einer anderen Amplituden-Phasen-Steuer schaltung ;

Fig. 14 ein Blockschaltbild einer weiteren Amplituden-Phasen-Steuerschaltung ;

Fig. 15 ein Blockschaltbild eines anderen Interferenz-Kompensationssystems nach der Erfindung; und

Fig. 16 ein Blockschaltbild einer Abwandlung des Interferenz-Kompensationssystems der Fig. 15.

Fig. 2A ist ein knappes Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Interferenz-Kompensationssystems, und Fig. 2B zeigt ein praktisches Ausführungsbeispiel des vorliegenden Interferenz-Kompensationssystems. In diesen Figuren sind vorgesehen eine

Hauptantenne 1, die das gewünschte Signal und das unerwünschte Interferenzsignal empfängt, eine Hilfsantenne 2, die auf die Interferenzsignalquelle gerichtet ist und lediglich das Interferenzsignal empfängt, eine Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 3, die das Interferenzsignal von der Hilfsantenne 2 empfängt und die Amplitude sowie die Phase dieses Interferenzsignales so einstellt, daß die Amplitude des Interferenzsignales von der Hilfsantenne gleich ist mit derjenigen von der Hauptantenne, und daß die Phase des Interferenzsignales von der Hilfsantenne 2 entgegengesetzt ist zu derjenigen des Interferenzsignales von der Hauptantenne 1. Weiterhin sind vorgesehen ein Mischer 4, der die Ausgangssignale der Amplituden-Phasen-Steuer schaltung 3 und der Hauptantenne 1 mischt, ein Spannungs-Akkumulator oder Spannungs-Integrator 6 (6a, 6b), ein Niederfrequenz-Oszillator 7, ein Addierer 8 (8a, 8b), ein Verstärker 9, der einen Frequenzumsetzer aufweist, ein Hüllkurvendetektor 10, ein Verstärker 11, der ein Bandpassfilter mit einer Mittenfrequenz gleich der Ausgangsfrequenz des Oszillators 7 aufweist, ein 9O°-Phasenschieber 12, ein Phasendetektor 13 (13a, 13b), Gleichstromverstärker 14a und 14b mit einer Tiefpass-Filterfunktion, ein Ausgangssignal 15 nach der Interferenz-Kompensation und ein Frequenzumsetzer 100.

Es sei darauf hingewiesen, daß lediglich ein einziger Frequenzumsetzer (100 oder 9) vorgesehen ist, und daß die Phasendetektoren (13, 13a, 13b) auf das Ausgangssignal des Hüllkurvendetektors 10 einwirken, der das Signal liefert, das nicht durch die Phasenänderung aufgrund der Phasenmodulation oder Frequenzmodulation beeinflußt ist.

Das Betriebsprinzip der Erfindung wird im folgenden näher erläutert. Das Interferenzsignal 3L. von der Hilfsantenne 2 wird etwas mit der Amplitude a und der Winkelfrequenz Cu moduliert, um das Signal 1^ durch die Amplituden-Phasen-Steuerschaltung

3 zu erzeugen. Vom Signal 3L wird angenommen, daß es die gleiche Amplitude und die Gegenphäse wie das Interferenzsignal 3L. von der Hauptantenne 1 aufweist. Das Signal I von der Hauptantenne 1 und das Signal I von der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung werden gemischt. Das gemischte Signal hat tatsächlich die Modulations-Signalkomponente (mit der Amplitude a und der Winkelfrequenz ω ) und dieses gemischte Signal hat die Amplitudenänderung bezüglich der Phasendifferenz (O) zwischen dem vorliegenden Signal IL₇.. und dem gewünschten Signal nr_vM zum Löschen des zweiten Signales I_M und das Amplitudenverhältnis zwischen dem vorliegenden Signal I™. und dem gewünschten Signal 3L^. zum Löschen des zweiten Signales I_M· Dann wird die Hüllkurve des gemischten Signales erfaßt, um die Amplitudenänderung des gemischten Signales zu erzeugen- Anschließend wird die Phasendifferenz zwischen der Hüllkurve des gemischten Signales und dem ursprünglichen Modulationssignal (mit der Amplitude a und der Winkelfrequenz ω ) durch den Phasenerfassungsbetrieb erhalten, um zwei Spannungen Lcosö und Lsin© zu erzeugen, wobei L und θ durch das Amplitudenverhältnis und die Phasendifferenz zwischen dem gesteuerten ersten Interferenzsignal IyJ₁ und dem gewünschten Signal I™ festgelegt sind. Demgemäß wird das erste Interferenzsignal T^ gemäß diesen Spannungsinformationen L und θ eingestellt, so daß das eingestellte Signal I^ die gleiche Phase und die Gegenphase wie das zweite Interferenzsignal besitzt.

Da das Signal Έ^^ durch ein kleines Modulationssignal mit der Amplitude a und der Winkelfrequenz W moduliert wird, weist die Erfindung entfernte Berührungspunkte mit einer herkömmlichen Abtasttechnik auf. Jedoch ist die Erfindung grundsätzlich von der herkömmlichen Abtasttechnik verschieden. D.h., die herkömmliche Abtasttechnik ändert entweder lediglich die Amplitude oder die Phase des Steuersignales, und das Abtast- oder Fühlersignal zeigt lediglich die Richtung der Amplitudenänderung oder der Phasenänderung an (die Richtung, ob die Ampli-

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tude groß oder klein wird bzw. die Richtung, ob die Phasendifferenz groß oder klein wird). Dagegen werden bei der, Erfindung die Amplitude und die Phase des Steuersignales beide gleichzeitig verändert, und nicht nur die Richtung der Änderung des Steuersignales,. sondern auch der Betrag der Änderung des Steuersignales werden gleichzeitig erhalten.

Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Vektormodulators, der als eine Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 3 arbeitet. In Fig. 3 sind vorgesehen ein Eingangsanschluß 16, ein Signaldividierer oder -teiler 17, feste Phasenschieber 18a, T8b, 18c und 18d, Dämpfungsglieder 19a, 19b, 19c und 19d mit jeweils einer PIN-Diode, ein Signalmischer 20, Eingangsanschlüsse 21a und 21b der Steuersignale und ein Ausgangsanschluß

In Fig. 3 wird das Eingangssignal für vier Pfade durch den Signalteiler 17 geteilt, und jedem geteilten Signal wird die Phasenverschiebung O bzw. ^/2 bzw. ^bzw. 3 ^cIT/2 Radian durch die festen Phasenschieber 18a, 18b, 18c und 18d vermittelt. Wenn demgemäß das Eingangssignal durch I_fte ' ausgedrückt wird, wobei I₇. die Amplitude und -Q. die Winkel frequenz des Eingangssignales bedeuten und β die Anfangsphase ist, dann sind die Ausgangssignale des Phasenschieber 18a, 18b, 18c und 18d gegeben durch:

O-Phasenausgang (1/4) exp j (-TLt +/δ) (1)

«Jf/2-Phaseiiausgang (^χ _Α/⁴) ^exP j (At +/β"+ T/2)

= jI_A/4 exp J(At +ß) (2)

f-Phasenausgang ^a^⁴^ ^exp

= -I_A/4 exp J(XLt + |8) ' (3) -Phasenausgang (I*/⁴) ^exP j(-ß-t +ß+ 3 %/2)

=-jI_A/4 exp J(At +/3) (4)

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Die Ausgangssignale der Phasenschieber liegen an den Dämpfungsgliedern 19a, 19b, 19c und 19d, wo die Amplituden der Signale entsprechend dem Strom in den PIN-Dioden gedämpft werden. Die Ausgangssignale dieser Dämpfungsglieder werden durch den Mischer 20 gemischt, der das Ausgangssignal zum Ausgangsanschluß 22 speist.

Die Fig. 4a und 4b zeigen die Vektoren der Ausgangssignale der PIN-Dämpfungsglieder 19a, 19b, 19c und 19d. Fig. 4a zeigt den Fall, in dem kein Strom in den PIN-Dioden erzeugt wird und so die Dämpfung in jedem Dämpfungsglied den Wert Null hat, wodurch das Ausgangssignal des Vektormodulators den Wert Null aufweist, wie dies aus der Summe der Gleichungen (1) bis (4) folgt. Wenn dagegen das Steuersignal A am Steuereingangsanschluß 21a liegt, der mit den Dämpfungsgliedern 19a und 19c über Dioden oder Gleichrichter verbunden ist, fließt ein zur Steuerspannung A proportionaler Strom in dem Dämpfungsglied 19a oder 19c abhängig von der Polarität der Steuerspannung, die eine gewisse Dämpfung liefert. Somit nimmt das Ausgangssignal des Dämpfungsgliedes 19a bezüglich der Steuerspannung A ab, und der O-Phasen-Ausgangsvektor ^. ist unten angegeben:

V₁ = (1/4) I_A(1-K_VA) exp j (JZ.t + ß) (T)

wobei K„ eine Steuerverstärkung eines Vektormudulators bedeutet. In diesem Fall hat der gemischte Vektor die Komponente in der «Jf-Phase, wie dies aus der Summe der Gleichungen (T), (2), (3) und (4) folgt, und dieser Ausgangsvektor ist gegeben durch:

exp j (.at + β)

Somit stellt das Steuersignal in den Dämpfungsgliedern 19a und 19c die Vektoren in der O- und «fp-Phase ein, und das Steuersignal am Steueranschluß 21b, der mit den Dämpfungs-

J i IUDUZ

gliedern 19b und 19d verbunden ist, stellt den. Vektor in den <J/2- und 3 ⁰If/2-Phasen-Komponenten ein. Als Ergebnis werden die Amplitude und die Phase des Signales am Ausgangsanschluß 22 beliebig durch die Steuereingangssignale A und B an den Anschlüssen 21a und 21b gesteuert.

Im folgenden wird der Betrieb des erfindungsgemäßen Interferenz-Kompensationssystems näher erläutert.

Es wird angenommen, daß das von der Hilfsantenne 2 erhaltene Interferenzsignal der folgenden Beziehung genügt:

¹A ⁼

Das Interferenzsignal 3L· liegt an der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 3. Die Komponenten dieses Interferenzsignales I, in der O-Phase und der ^-Phase werden durch die Ausgangsspannung (A+a · cos (COt)) des Addierers 8a modifiziert oder abgeändert, wobei A die Ausgangsspannung des Spannungs-Akkumulators 6a, a · cos (CxJt) das Ausgangssignal des Niederfrequenz-Oszillators 7, a die Amplitude des Ausgangssignales des Niederfrequenz-Oszillators 7 und U) die Winkelfrequenz des Nie derfrequenz-Oszillators 7 bedeuten. In ähnlicher Weise werden die Komponenten des Interferenzsignales X, in der ^<=Tf/2-Phase und der 3 ^cn/2-Phase durch die Ausgangsspannung (B + a · sin (CJt)) des Addierers 8b abgewandelt oder geändert.

Damit hat das Ausgangssignal IL^ der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 3 den unten angegebenen Verlauf:

¹VM ⁼ -K_vI_A((A+a-cos0)t) + j (B+a-sinCt) t) ) exp J(JLt +ß) = I_A'" exp j(At +/3+0) (6)

¹A =

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31

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(A+a.coscot)²+(B+a-Sin£il t)² (8)

0 = tan"¹ ((B+a· sin cot)/ (A+a· cos Wt).)- (9)

Demgemäß läuft der Vektor J^. auf dem Kreis mit dem Radius K_vaI_A und der Mitte P (-K_VI_A, -jK_yBI_A) um, wie dies in Fig. 5a gezeigt ist, wobei die Winkelgeschwindigkeit durch die Winkelfrequenz ω festgelegt wird und A die Ausgangsspannung des Spannungsakkumulators 6a, B die Ausgangsspannung des Spannungsakkumulators 6b, a-coswt das Ausgangssignal des Niederfrequenz-Oszillators 7 und a«sini*)t das Ausgangssignal des Phasenschiebers 12 bedeuten. I_Ä beträgt auch 1/4 der Amplitude des Interferenzsignales X_Ä, und K ist der Verstärkungsfaktor der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 3. Es sei darauf hingewiesen, daß die Mitte P des Kreises durch die Werte A und B festgelegt ist, und der Wert A bestimmt die Komponente, die In-Phase oder Gegen-Phase mit dem Interferenzsignal I

ist, während der Wert B die Komponente darstellt, die senkrecht zum Interferenzsignal-Vektor 3T_Ä ist.

Dagegen hat das andere Interferenzsignal HL., das durch die auf die gewünschte Signalquelle gerichtete Hauptantenne 1 erhalten wird, den unten angegebenen Verlauf:

¹M ^{= 1}M ^eXp

Der Mischer 4 mischt das Ausgangssignal J_v„ der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 3 und das zweite Interferenzsignal 1_M und liefert das gemischte Ausgangssignal 3Γ_ entsprechend der folgenden Beziehung:

⁼ ¹U ^{+ 1}VM

= l_M exp j(Üt-Htf) + I_A'exp j (ILt+β + 0)

- I₀ exp j(jnLt+0_o) (11)

Jl \ϋΌΌ2

_ 2

+ (I_A'sin(ß+0)+I_Msin<l)² (12)

• 0_O = tan"¹((I_A'sin(|3+0)+I_MsinoC)/(I_A ^lcos(^+0)

I)) (13)

Der gemischte Vektor Ί^, läuft auf dem Kreis mit dem Radius K_vaI_A und der Mitte R um, wobei die Koordinaten der Mitte R gegeben sind durch:

A₀=COs (<* - /3 ) , und B₀= sin (cC - # ) .

Fig. 5b zeigt die Drehung des Vektors I„. Es sei. betont, daß in Fig. 5b die Drehmitte des Vektors I^ _{±n einem punkt Q} liegen muß, wobei der Vektor OQi=IlJ₁) die gleiche Amplitude wie der Vektor T und die Gegenphase zum Vektor I"_M besitzt, so daß das Interferenzsignal IL. durch das Signal X™ gelöscht wird. Wenn die Drehmitte des Vektors 31... im Punkt Q liegt, läuft das gemischte Signal I_ um den Ursprung O um, und wenn der Radius (K al ) dieser Drehung oder die durch den Radius des Kreises der Drehung festgelegte Potenz ausreichend klein ist, wird angenommen, daß das Interferenzsignal vollständig gelöscht oder kompensiert wird.

Damit die Mitte des Vektors 3L^ mit dem Punkt Q zusammenfällt, müssen erhalten werden die Länge L zwischen dem Punkt Q und dem Punkt P, der die Mitte des Vektors I^_M ist, und die Richtung Θ, die die Richtung vom Punkt P zum Punkt Q festlegt. Wie in Fig. 5b gezeigt ist, ist der Winkel θ der Winkel zwischen

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der Richtung parallel zum Vektor Έ_Α, der das Interferenzsignal von der Hilfsantenne 2 darstellt, und dem Vektor PQ. Die Spannungsinformation bezüglich der Werte L und θ wird zu jedem der vorhergehenden Werte angesammelt oder aufsummiert.

Um diese Werte L und θ zu erhalten, kann die Gleichung (12) wie folgt umgeschrieben werden:

12 = (K_vI_Aa) ²+L²+2 (KyI^a) Leos (U) t-θ) (14)

" W^{2 + (K}V^BIA - ^BO^IM^{) 2}

θ « tan ((K_VBI_A - B₀I₁₄),

Anhand der Gleichung (14)sei darauf hingewiesen, daß die Amplitude des gemischten Signales J„ die Information bezüglich der Werte L und θ enthält. Die Spannung entsprechend der Gleichung (14) kann durch Erfassen der Hüllkurve des gemischten Signales JL· durch den Hüllkurvendetektor 10 erhalten werden, nachdem das gemischte Signal 3L, auf dem geeigneten

hi

Wege durch den Verstärker 9 verstärkt wurde. Sodann tilgt der

2 2 Verstärker 11 die Gleichstromkomponenten (K_vI_Aa) und L , die

sich nicht mit der Zeit t ändern, und liefert die Spannung: 2K₁ (K_vI_Aa)Lcos(OL> t - Θ)

wobei K₁ den Verstärkungsfaktor der Verstärker 9 und 11 sowie des Hüllkurvendetektors 10 bedeutet.

Das Ausgangssignal des Verstärkers 11 liegt an den Eingängen der Phasendetektoren 13a und 13b, die jeweils die Niederfrequenzsignale a «cos wt und a· sin cot als Bezugsphasen empfangen. Es sei darauf hingewiesen, daß der erste Phasendetektor zwei Komponenten Leos(2 CJ t-θ) und Lcose liefert, während der zweite

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Phasendetektor 13b zwei Komponenten Lsin(2wt-6) und Lsin© abgibt. Die Verstärker 14a und 14b haben die Funktion eines Tiefpassfilters und liefern jeweils die Ausgangssignale Leos© und Lsine. Es sei angenommen, daß die Verstärker 14a und 14b diese Ausgangssignale Leos© und Lsin© mit dem geeigneten oder richtigen Pegel liefern. Die Spannungsakkumulatoren 6a und 6b addieren jeweils diese Werte zum Ausgangssignal A¹ bzw. B¹, um A=A'+Lcosö und B=B'+Lsin0 zu erhalten, wobei A¹ und B^! die vorhergehenden Ausgangssignale der Akkumulatoren 6a und 6b sind. Die Addierer 8a und 8b liefern jeweils die Summen A+a-costüt und B+a-sin OJt, und diese Ausgangesignale der Addierer 8a und ib liegen an den Steuereingängen der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 3. Es sei anhand der Fig. 5b betont, daß der Wert Lcose proportional zur horizontalen Länge zwischen den Punkten P und Q ist, während der Wert Lsinö proportional zur vertikalen Länge zwischen den Punkten P und Q ist. Daher läßt die Ansammlung dieser Werte den Punkt P mit dem Punkt Q zusammenfallen. Zusätzlich läuft aufgrund der Addition von a'coswt bzw. a-sin cot zu A bzw. B der Vektor X_VM auf dem Kreis mit der Mitte P und dem Radius KIa um."

Gemäß dem obigen Betrieb wird das kompensierte Ausgangssignal, das frei von einem Interferenzsignal ist, am Ausgang 15 erhalten. Die Restinterferenz-Signalleistung P im gemischten Signal 15 wird durch die Gleichung (15) erhalten, die aus der Gleichung (14)' mit der Bedingungen L=0 entsteht:

P_r = lg/2 = (K_vI_Aa)²/2 (15)

Es sei zu den obigen Erläuterungen betont, daß die Phasendetektoren 13a und 13b auf das Ausgangssignal des Hüllkurvendetektors 10 einwirken, das frei von der Phasenänderung aufgrund der Phasenmodulation und/oder der Frequenzmodulation ist. Daher bestehen wichtige Merkmale der Erfindung im Vorliegen des Hüllkurvendetektors 10 und der Phasendetektoren

13a und 13b. Auch sei darauf hingewiesen, daß ein einzelner Frequenzumsetzer oder ein einzelner Verstärker 9 für die Erfindung ausreichend ist, was ebenfalls von Bedeutung ist.

Fig. 6 zeigt ein praktisches Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Interferenz-Kompensationssystems in Einzelheiten, in Fig. 6 sind vorgesehen ein erster Eingangsanschluß 23, der mit der Hauptantenne verbunden ist und das gewünschte Signal sowie das unerwünschte Interferenzsignal empfängt, und ein zweiter Eingangsanschluß 24, der mit der Hilfsantenne verbunden ist und lediglich das Interferenzsignal empfängt. Weiterhin ist eine Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 3 vorgesehen, die durch einen Vektormodulator ausgeführt ist, bei dem der Signalteiler 17 in Fig. 3 mit Hybridschaltungen H₁, H und H₃ aufgebaut ist, und der Mischer 20 in Fig. 3 ist durch andere Hybridschaltungen H₄, H₅ und H_ß gebildet. Jede Hybridschaltung besitzt zwei Eingangsöffnungen oder -klemmen und zwei Ausgangsöffnungen oder -klemmen, und die Phase der Ausgangssignale an den Ausgangsöffnungen betragen 0° und 90° im Vergleich mit der Eingangsphase an den Eingangsöffnungen. Auch verdoppelt die Kombination des 9O°-Phasenschiebers und des O°-Phasenschiebers Hg, der die beiden Signale mit dem Inphasen-Zustand mischt, wie ein fester Phasenschieber. Die PIN-Dioden 19a bis 19d werden durch die Steuersignale an den Steuereingängen 21a und 21b über die Dioden (d- bis d₄) und Pufferverstärker BUF gesteuert, von denen angenommen wird, daß sie eine Vorspannungsschaltung B besitzen. Die Pufferverstärker BUF und die Vorspannungsschaltungen B arbeiten so, daß - wenn das Steuersignal am Anschluß 21a oder 21b den Wert Null hat - der Vorstrom in die PIN-Dioden 19a, 19b, 19c oder 19d fließt, um die größte Dämpfung in diesen PIN-Dioden zu erhalten, und daß - wenn das Steuersignal am Anschluß 21a oder 21b auftritt - die Dämpfung in den PIN-Dioden herabgesetzt ist. Gemäß der obigen Anordnung der PIN-Dioden werden die Abweichung oder der Fehler der Amplitude und der Phase,

die im Vektormodulator gesteuert sind, verbessert, und die unabgeglichenen Kennlinien oder Eigenschaften jeder PIN-Diode werden kompensiert, so daß ein großer dynamischer Betriebsbereich des Vektormodulators erhalten wird. Im Fall der Fig. 6 muß die Polarität der Steuersignale an den Anschlüssen 21a und 21b in Fig. 6 entgegengesetzt zu derjenigen von Fig. 3 sein, so daß die Polarität der Steuersignale an den Anschlüssen 21a und 21b in Fig. 6 so vorgesehen werden kann, daß sie mit dem Vektormodulator 3 in Fig. 6 in Übereinstimmung ist. Es sei betont, daß Zirkulatoren C₁ und C₂ t ein Dämpfungsglied ATT, ein Leitungsstrecker LS und ein Zirkulator C₃ an den Eingangs- und Ausgangsschaltungen dieses Vektormodulators 3 für dessen stabilen Betrieb vorgesehen sind.

Der Mischer 4 mischt das Ausgangssignal des Vektormodulators 3 über den Zirkulator C₃ mit dem Ausgangssignal des Hauptantennen-Anschlusses 23 über den Zirkulator C₄. Ein Ausgangsanschluß 25 liefert das kompensierte Signal. Dieser Ausgangsanschluß 25 ist mit dem Ausgang des Mischers 4 über die Hybridschaltung 26 verbunden, die auch den Ausgang des Mischers 4 an den Frequenzumsetzer 27 anschließt. Dieser Ausgangsanschluß 25 kann an der Ausgangsseite des Frequenzumsetzers 27 anstelle der Eingangsseite des Frequenzumsetzers 27 vorgesehen werden. Der Frequenzumsetzer 27 setzt die Eingangsfrequenz in die Zwischenfrequenz um, so daß der Hüllkurvendetektor arbeiten kann. Wenn daher die Eingangsfrequenz am Anschluß 23 ausreichend niedrig ist, um den Hüllkurvendetektor 10 zu betreiben, so kann dieser Frequenzumsetzer weggelassen werden. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Eingangsfrequenz am Anschluß 23 ein 4 GH -Band, während die Zwischenfrequenz ein 140 MH -Band ist und der Verstärkungsfaktor des Frequenzum-Setzers 27 etwa 50 dB beträgt/Der Verstärkungsfaktor dieses Frequenzumsetzers 27 wird durch das Dämpfungsglied 28 eingestellt, das -mit dem Ausgang des Frequenzumsetzers 27 verbunden ist.

Der Zwischenfrequenz-Verstärker 9 hat ein Bandpassfilter BPF, so daß der gewünschte Rauschabstand am Eingang des Hüllkurvendetektors 10 erhalten wird. Die Bandbreite dieses Bandpassfilters beträgt +2,5 MHz. Weiterhin ist ein Verstärker 11 vorgesehen, der ein Filter mit einem Kondensator C und einem Widerstand R aufweist, um die Gleichstromkomponente zu verhindern. Kein Bandpassfilter wird am Ausgang des Hüllkurvendetektors 9 verwendet, da die Frequenzdifferenz zwischen der Trägerfrequenz und der niedrigen Steuerfrequenz groß ist, und die Phasenverschiebung durch das Bandpassfilter sollte verhindert werden. Weiterhin sind Phasendetektoren 13a und 13b, Gleichstromverstärker 14a und 14b, die als Tiefpassfilter einen doppelten Zweck erfüllen, und Integratoren oder Spannungsakkumulatoren 6a und 6b vorgesehen. Weiterhin ist der Niederfrequenzoszillator 7 vorgesehen, der ein Zweiphasengenerator ist, der zwei Ausgangssignale mit der Phasendifferenz 90° liefert. Daher wird kein Phasenschieber in Fig. 6 verwendet. Die Ausgangsfrequenz des Niederfrequenz-Oszillators 7 liegt im vorliegenden Ausführungsbeispiel im Bereich von 170 bis 180 Hz. Je höher diese Frequenz ist, desto rascher ist das Ansprechen des Kompensationssystems. Wenn jedoch diese Frequenz nahe bei 300 Hz liegt, so streut das Rauschen in das Steuersignal von einem Fernsprechkanal oder einem Telephonkanal aus. Weiterhin sind Rechteckwellenumsetzer 7A und 7B vorgesehen, die die Sinuswellensignale in Rechteckwellensignale umsetzen. Diese Umsetzer 7A und 7B können weggelassen werden, wenn die Phasendetektoren 13a und 13b richtig ausgelegt sind. Addierer 8a und 8b arbeiten auch als Verstärker.

Fig. 7 zeigt ein Blockschaltbild des Meß-Systems zum Messen der Kennlinien oder Eigenschaften des vorliegenden Interferenz-Kompensationssystems. In dieser Figur ist eine Signalquelle 29 eines Interferenzsignales vorgesehen, die ein CW-Signal (ungedämpftes Zeichen bzw. kontinuierliche Welle), ein FM-Signal (frequenzmoduliertes Signal) oder ein PSK-Sig-

nal (Phasenumtastsignal) als ein Interferenzsignal erzeugt. Ein Kipp-Oszillator 30 mißt die Kennlinien oder Eigenschaften des Interferenzsignal-Auslöschungseffektes gegenüber der Frequenz. Weiterhin sind vorgesehen ein Mischer 31 , ein Dämpfungsglied 32 zum Erzeugen des gewünschten Pegels des Signales, ein Signaldividierer oder -teiler 33, ein Amplitudenmodulator oder ein Phasenmodulator 34, der die Schwankung des Amplitudenverhältnisses oder der Phasendifferenz zwischen dem Hauptkanal-Interferenzsignal und dem Hilfskanal-Interferenzsignal simuliert. Außerdem sind Dämpfungsglieder 35a und 35b sowie Verstärker 36a und 36b vorgesehen. Das Ausgangssignal des Verstärkers 36a entspricht dem Ausgangssignal der Hauptantenne 1 von Fig. 2B, und das Ausgangssignal des Verstärkers 36b entspricht dem Ausgangssignal der Hilfsantenne 2 der Fig. 2B. Die Dämpfungsglieder 35a und 35b und die Verstärker 36a und 36b liefern die gewünschten Pegel der Interferenzsignale für das vorliegende Interferenz-Kompensationssystem. Außerdem ist das zu testende vorliegende Interferenz-Kopensationssystem 37 gezeigt, und das Blockschaltbild des Systems 37 ist in Fig. 2A, 2B oder 6 dargestellt. Weiterhin sind gezeigt ein Ausgang 38 des Systems 37, und dieser Ausgang 38 entspricht dem Ausgang 15 in den Fig. 2A und 2B oder dem Ausgang 25 in Fig. 6. Der Modulator 34 liefert die relative Amplitude oder die relative Phase zwischen dem Hauptantennensignal und dem Hilfsantennensignal, um das Ansprechen der vorliegenden Steuerschleife zu messen.

Im folgenden werden anhand der Fig. 8 und 11 die Versuchsergebnisse näher erläutert, bei denen die Anordnung der Fig. 7 verwendet wird.

Die Fig. 8a und 8b zeigen die Interferenzsignal-Auslöschung, wenn lediglich das Interferenzsignal am vorliegenden System anliegt und kein gewünschtes Signal in das vorliegende System eingespeist ist. In diesen Figuren sind auf der Abszisse die

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Frequenz und auf der Ordinate der Pegel am Ausgangsanschluß 25 in Fig. 6 aufgetragen, und jede Unterteilung in der Ordinate gibt 10 dB an. In Fig. 8a liegt die FM-Welle, die gleichwertig zu den 3600 Fernsprechkanälen ist (die Trägermittenfrequenz beträgt 3950 Milz) , am vorliegenden System als ein Interferenzsignal. Eine Kurve (a) zeigt das Spektrum des Ausgangssignales am Anschluß 25 von Fig. 6, wenn keine Kompensation bewirkt wird (ein Kompensationseffekt kann entfernt werden, indem beispielsweise das Ausgangssignal des Vektormodulators getrennt wird). Eine Kurve (b) zeigt das Ausgangsspektrum des Ausgangssignales am Anschluß 25, wenn das Kompensationssystem arbeitet. Durch Vergleichen der Kurve (a) mit der Kurve (b) wird bemerkt, daß das Pegelverhältnis der Interferenzsignale oder das Löschverhältnis etwa 44 dB beträgt.

Fig. 8b zeigt den Fall, daß das Interferenzsignal ein 8-Phasen-PSK-Signal ist (die Trägermittenfrequenz beträgt 3950 MHz, und die Taktfrequenz mißt 30,302 Mb/s; Mb/s = Megabit/Sekunde) Die Kurve (a) ist das Kennlinienspektrum, wenn kein Kompensationssystem verwendet wird, und die Kurve (b) ist das Spektrum mit dem Kompensationssystem. Im Fall der Fig. 8b beträgt das Löschverhältnis etwa 36 dB, da der obere Pegel des Eingangssignales durch den Sättigungspegel der Verstärker 36a und 36b beschränkt ist, und es sei bemerkt, daß das Interferenzsignal auf den thermischen Rauschpegel gepreßt ist.

Aus den obigen Ergebnissen ist zu ersehen, daß das vorliegende Interferenz-Preßsystem hinsichtlich des Interferenzsignales eines FM-Signales und eines PSK-Signales wirksam ist, und das' Preßverhältnis beträgt etwa 40 dB mit einer Bandbreite größer als 50 MHz. Selbstverständlich ist das vorliegende Preßsystem für das CW-Signal wirksam. Weiterhin haben Versuche gezeigt, daß das wirksame Ansprechen möglich ist für die Amplitudenänderung des Interferenzsignales zwischen den zwei Eingängen bis diese Amplitudenänderung 90 dB/s beträgt (was der Ände-

rung von 10 dB in 3 Hz entspricht), und daß weiterhin das wirksame Ansprechen möglich ist für die Phasenänderung von 37O°/s (was der Änderung von 10° in 12 Hz entspricht) der ' Interferenzsignale zwischen den zwei Eingängen.

Fig. 9 zeigt das Versuchsergebnis, wenn das gewünschte Signal und das Interferenzsignal beide vorliegen. In den Versuchen der Fig. 9 und 10 liegt das gewünschte Signal weiterhin am Hauptantennenanschluß in Fig. 7. In Fig. 9 ist das gewünschte Signal das 2-Phasen-PSK-Signal mit der Trägermittenfrequenz von 3850 MHz und der Taktfrequenz von 1,568 Mb/s, und das Interferenzsignal ist das FM-Signal mit der Trägermittenfrequenz von 3850 MHz und äquivaltent zu 1800 Fernsprechkanälen. Die Abszisse von Fig. 9 zeigt die Leistung C des gewünschten Signales und die thermische RauschIeistung N (Verhältnis C/N), während auf der Ordinate die Bit-Fehlerrate BER des gewünschten Signales (PSK) aufgetragen ist. Kurven (a), (b) und (c) zeigen die Kennlinien, wenn keine Kompensation durchgeführt wird, wobei die Kurve (a) den Fall zeigt, daß das Verhältnis D/U der gewünschten Signalleistung D zur Interferenzsignalleistung ü den Wert 3 dB besitzt, die Kurve (b) den Fall angibt, daß das Verhältnis D/U den Wert 5 dB besitzt und die Kurve (c) für den Fall gilt, daß dieses Verhältnis D/U den Wert 10 dB annimmt. Die schwarzen Punkte auf der Kurve (d) zeigen das Versuchsergebnis, wenn kein Interferenzsignal am vorliegenden System anliegt, und die weißen Punkte auf der Kurve (d) zeigen das Versuchsergebnis, wenn die vorliegende Kompensationsoperation vorgenommen wird und das D/U-Verhältnis im Bereich von -10 dB bis +15 dB liegt.

Aus Fig. 9 ist zu ersehen, daß die Bit-Fehlerrate bzw» -häufigkeit BER eines PSK-Signales selbst dann verbessert wird, wenn das gewünschte Signal und das unerwünschte Signal zusammen in dem gleichen Kanal mit dem D/U-Verhältnis von -10 dB bis +15 dB vorliegen, und daß die Bit-Fehlerhäufigkeit

106

BER mit der Kompensation nahezu gleich ist wie wenn kein Interferenzsignal vorhanden ist.

Die Fig. 10a bis 1Od zeigen die Spektren jedes Signales_f wenn der Versuch von Fig. 9 ausgeführt wird. Fig. 10a zeigt das
gewünschte Signal, das das 2-Phasen-PSK-Signal mit der Taktfrequenz von 1,568 Mb/s ist; Fig. 1Ob zeigt das Spektrum des unerwünschten Interferenzsignales, daß das FM-Signal gleichwertig zu 1800 Fernsprechkanälen ist; Fig. 10c ist das Spektrum der Summe des Spektrums von FIg. 10a und des Spektrums
von Fig. 10b_r wobei D/U den Wert 0 dB besitzt und keine Kompensation vorliegt; schließlich ist Fig. 1Od das Spektrum,
wenn die Kompensation für das Spektrum der Fig. 10c vorgenommen wird. Die Spektren der Fig. 10a bis 1Od werden am Ausgangsanschluß 25 von Fig. 6 gemessen.

Fig. 11 zeigt die berechnete Kurve und das Versuchsergebnis
der Beziehungen zwischen der Amplitude des Niederfrequenzsignales an den Eingängen des Vektormodulators und dem Löschverhältnis des Interferenzsignales, wobei auf der Ordinate die
Amplitude a des Niederfrequenzsignales an den Eingängen des
Vektormodulators und auf der Ordinate das Löschverhältnis
aufgetragen sind. Der Bezugspegel 0 dB des Niederfrequenzsignales ist gleichwertig zu 60 mV. Das berechnete Löschverhältnis wird erhalten aus der Beziehung:

(K_vI_Aa)²/l2

wobei (K_vI_Aa) aus der Gleichung (15) nach der Messung des
Steuerverstärkungsfaktors K_v des Vektormodulators 3, der
Leisung I^ des Interferenzsignales, der Amplitude a des Niederfrequenzsignales und des Signalverlustes im Vektormodulator erhalten wird und iR durch Messen der Interferenzsignalleistung in der Hauptantenne bestimmt wird.

In Fig. 11 zeigt eine Kurve (a) den Fall, daß die Interferenzsignalleistung in der Hilfsantenne 2 dBm beträgt; eine Kurve (b) zeigt den Fall, daß die Interferenzsignalleistung in der Hilfsantenne -8 dBm beträgt; eine Kurve (c) zeigt den Fall, daß die Interferenzsignalleistung in der Hilfsantenne -18 dBm beträgt; für alle Fälle (a, b, c) beträgt dabei die Interferenzsignalleistung in der Hauptantenne -46 dBm. Die VoIl-Linien (a, b, c) zeigen die berechneten Ergebnisse, während Punkte (ο,^Δ,*) die Versuchsergebnisse angeben;

Aus Fig. 11 ist zu ersehen, daß das Löschverhältnis der Interferenzsignale umgekehrt proportional zur Amplitude a des Niederfrequenzsignales ist, und daß die Gleichung (15) die Restinterferenzleistung genau angibt. Es sei betont, daß in Gleichung (15) der Wert P auch proportional zur Amplitude (I_A) des Interferenzsignales in der Hilfsantenne ist, wobei diese drei Werte jedoch nicht genau proportional zueinander in Fig. 11 sind. Dies beruht darauf, daß sich auch der Steuerverstärkungsfaktor K_v des Vektormodulators mit der Änderung von I ändert. .

Die Fig. 12a bis 12d zeigen die experimentellen Spektren am Ausgangsanschluß 25 im tatsächlichen Übertragungstest (so wird die Vorrichtung der Fig. 7 nicht verwendet). Das Versuchssystem hat als Hauptantenne eine Cassegrain-Antenne mit einem Durchmesser von 1,5 m, während die Hilfsantenne ein elektromagnetischer Hornstrahler mit einem Durchmesser von 0,15 m ist. Das gewünschte Signal ist das CS-Baken-Signal, das durch den geostationären Satelliten SAKURA auf 135° . östlicher Länge gegeben ist, und das Interferenzsignal ist die CW-Welle (ungedämpfte Welle), die bei 1,6 km von den Antennen liegt. Die Mittenfrequenz des gewünschten Signales und des Interferenzsignales beträgt 3950 MHz. Die Abszisse zeigt die Frequenz mit einer Unterteilung von 0,5 MHz, während auf der Ordinate der Pegel mit einer Unterteilung von

311G602

10 dB angegeben ist.

Die Fig. 12a zeigt das Spektrum, wenn lediglich das Interferenzsignal empfangen und keine Kompensation durchgeführt wird, während in Fig. 12b das Spektrum dargestellt ist, wenn lediglich das Interferenzsignal empfangen und kompensiert wird. Es sei anhand von Fig. 12b darauf verwiesen, daß das Interferenzsignal auf etwa -114 dBm gepreßt wird, was nahezu der thermische Rauschpegel ist. Fig. 12c zeigt das Spektrum, wenn das gewünschte Signal (CS-Baken-Welle) und das Interferenzsignal empfangen werden und keine Kompensation durchgeführt wird. Fig. 12c gibt das Spektrum wieder, wenn die Kompensation für das Spektrum der Fig. 12c erfolgt. Anhand von Fig. 12b sei betont, daß das Interferenzsignal vollständig gepreßt und lediglich das gewünschte Signal (CS-Baken-Signal) beobachtet wird. Aus den Fig. 12a bis 12d ist zu ersehen, daß das vorliegende System vollständig das Interferenzsignal kompensieren kann und ausreichend auf die Amplitudenschwankung und die Phasenschwankung der Signale antwortet. Das vorliegende System ist insbesondere vorteilhaft, wenn die Übertragungsweglänge des Interferenzsignales etwa 1,6 km beträgt. Es sei jedoch betont, daß das vorliegende System auch dann vorteilhaft anwendbar ist, wenn die Weglänge größer als 1,6 km ist, obwohl die Versuche mit der Weglänge von 1,6 km durchgeführt wurden.

Fig. 13 ist ein Blockschaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 3. In dieser Figur sind gezeigt ein Eingangsanschluß 16 eines Interferenzsighales, Eingangsanschlüsse 21a und 21b der Steuersignale, ein Signalteiler oder -dividierer 39, abgeglichene Modulatoren oder Mischer 40a und 40b, ein 90°-Phasenschieber 41, ein Signalmischer 42 und ein Ausgangsanschluß 22. Das durch die HiIfsantenne empfangene Interferenzsignal 3L. liegt am Ein-

J ί I übUZ

gangsanschluß 16 und wird auf die beiden Wege durch den Signalteiler 39 geteilt. Das erste Ausgangssignal des Signalteilers 39 liegt am abgeglichenen Modulator oder Mischer 40a, und das zweite Ausgangssignal des Signalteilers 39 liegt am anderen abgeglichenen Modulator oder Mischer 40b über den 90°-Phasenschieber 41, der die Phase des Eingangssignales um 90 verschiebt- Die Eingangssignale in die abgeglichenen Modulatoren 40a und 40b sind jeweils:

(I_0A/2) exp j(-£t+/3) und j(I_QA/2) exp J(JLt +ß).

Die abgeglichenen Modulatoren 40a und 40b empfangen also die Steuersignale:

(A+a-coscot) bzw. (B+a-sinCJt)

jeweils vom Steuereingangsanschluß 21a bzw. 21b. Demgemäß beträgt das Ausgangssignal· des abgeglichenen Modulators 40a:

(K_MI_0A/2)(A+a-cos&Jt) exp j(lt+ß) (16)

wobei Κ., die Empfindlichkeit des abgeglichenen Modulators 40a bedeutet und das Ausgangssignal des abgeglichenen Modulators 40b gegeben ist durch:

j(K_MI_QA/2) (B+a-sinwt) exp j (JLt +β) (17)

Diese Ausgangssignale der abgeglichenen Modulatoren werden durch den Mischer 42 gemischt, der das gemischte Ausgangssignal an den Ausgangsanschluß 22 abgibt. Das gemischte Ausgangssignal am Anschluß 22 ist gegeben durch:

1^₁ = (K_MI_0A/2) ((A+a-cos Wt) + j (B+a.sinCJt))exp J(JLt +ß )

(18)

Es sei darauf hingewiesen, daß in der Gleichung (18) die Werte

ί O

Κ_Μ und I_QA konstant sind und somit die Gleichung (18) der Gleichung (6) entspricht, so daß die Anordnung der Fig. 13 in der gleichen Weise wie der Vektormodulator der Fig. 3 arbeitet. Der Signalteiler 39 und der 90°-Phasenschieber 41 in Fig. 13 kann durch die Kombination von 90°-Hybridschaltungen ausgeführt werden, wie diese in Fig. 6 gezeigt sind, und der Signalmischer 42 kann ebenfalls durch Hybridschaltungen aufgebaut sein, sofern die Polarität der Steuersignale an den Anschlüssen 21a und 21b richtig oder geeignet ausgelegt ist.

Fig. 14 zeigt das Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Amplituden-Phasen-Steuerschaltung. Das Ausführungsbeispiel der Fig. 14 verwendet ein veränderliches Dämpfungsglied (oder einen Verstärker). In dieser Figur sind gezeigt der Eingangsanschluß 16 des Interferenzsignales, Eingangsanschlüsse 21a und 21b der Steuersignale, ein veränderlicher Phasenschieber 43, ein veränderliches Dämpfungsglied bzw. ein veränderlicher Verstärker 44, ein Signalumsetzer 45 und ein Ausgangsanschluß 22. Das durch die Hilfsantenne empfangene Interferenzsignal liegt am Eingangsanschluß 16 und wird dem veränderlichen Phasenschieber 43 zugeführt, der die Phase des Eingangssignales lenkt. Das Ausgangssignal des Phasenschiebers 43 liegt am veränderlichen Dämpfungsglied (oder Verstärker) 44, um die Amplitude des Signales zu lenken. Lenksignale S₁ und S„ zum Lenken der Schaltungen 44 und 43 werden durch den Signalumsetzer 45 erzeugt, der die Steuersignale (A+a-cos UIt) vom Steuereingangsanschluß 21a und (B+a-sinCJt) vom Steuereingangsanschluß 21b empfängt und die Steuersignale S₁ und S₂ entsprechend den folgenden Gleichungen erzeugt:

/\j

(A+a-cos Wt)² + (B+a.sinU)t)² (19)

S₂ = tan"¹ ((B+a· sin Wt) /(A+a-cos ω t)) = 0 (20)

1 IUbUZ

Das veränderliche Dämpfungsglied (oder der Verstärker) 44 liefert das Ausgangssignal, dessen Amplitude proportional zum Lenksignal S- ist, und der veränderliche Phasenschieber 43 erzeugt das Ausgangssignal, dessen Phasenverschiebung proportional zum Lenksignal S₂ ist. Als Ergebnis beträgt das Ausgangssignal I₂ ^am Ausgangsanschluß 22:

J₂ = I_0A^V (A+a-cosGJ t)² + (B+a-sincut)² exp j.ifLt+ß+0) (21)

Das Ausgangssignal I- ist auch proportional zu I„_M der Gleichung (6), und somit arbeitet die Schaltung der Fig„ 14 ähnlich wie der Vektormodulator 3 in Fig. 3, sofern die Polarität der Steuereingangssignale richtig ausgelegt ist oder der Mischer 4 als ein Addierer oder ein Subtrahierer entsprechend dieser Polarität aufgebaut wird.

Fig. 15 zeigt das Blockschaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Interferenz-Kompensationssystems, In dieser Fig. sind gezeigt eine Hauptantenne 1, die auf das gewünschte Signal gerichtet ist, eine Hilfsantenne 2, die auf das Interferenzsignal gerichtet ist, eine Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 3, ein Mischer 4, SpannungsIntegratoren 6a und 6b, ein Niederfrequenzoszillator 7, Addierer 8a und 8b, ein Verstärker 9 mit veränderlichem Verstärkungsfaktor, ein Hüllkurvendetektor 10, ein Verstärker 11, ein 90 -Phasenschieber, Phasendetektoren 13a und 13b, Gleichstromverstärker 14a und 14b, ein das kompensierte gewünschte Signal liefernder Ausgangsanschluß 15, Quadratschaltungen 46a und 46b, ein Addierer 47, Verstärker 48a und 48b, ein Leistungsdetektor 49, ein Gleichrichter 50 und ein Multiplizierer 51. Der Verstärker 9 mit veränderlichem Verstärkungsfaktor ist in eine Hochfrequenzstufe im Ausführungsbeispiel der Fig. 15 eingefügt; jedoch kann dieser Verstärker 9. nicht nur in einer Hochfrequenzstufe, sondern auch in einer Gleichstromstufe vorgesehen

1 1

ο ι

10602

sein, die auf dem Weg vom Ausgang des Hüllkurvendetektors 10 zu den Ausgängen der Addierer 8a und 8b über die Spannungsintegratoren 6a und 6b, die Verstärker 14a und 14b und die Phasendetektoren 13a und 13b liegt. Auch kann dieser Verstärker 9 mit veränderlichem Verstärkungsfaktor durch ein Dämpfungsglied mit veränderlichem Verlust ersetzt werden, wenn ein Signalpegel zu hoch ist, d.h., der Verstärker mit veränderlichem Verstärkungsfaktor kann eine Steuereinrichtung mit veränderlichem Verstärkungsfaktor sein.

Im Vergleich mit dem Ausführungsbeispiel der Fig. 2B sind die Merkmale des Ausführungsbeispiels der Fig. 15: (1) Die Amplitude a eines an den Addierern 8a und 8b liegenden Niederfrequenzsignales wird gemäß der Leistung am Ausgang des Hüllkurvendetektors 10 oder an den Ausgängen der Phasendetektoren 13a und 13b gesteuert, und (2) die Schleifenverstärkung der Regelschleife aus dem Mischer 4, dem Hüllkurvendetektor 10, den Phasendetektoren 13a und 13b, den Spannungsintegratoren 6a und 6b, den Addierern 8a und 8b sowie der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 3 wird durch den Verstärker (oder das Dämpfungsglied) 9 mit veränderlichem Verstärkungsfaktor entsprechend entweder der Interferenzsignalleistung von der Hilfsantenne 2 oder der Leistung des Niederfrequenzsignales vom Oszillator 7 eingestellt.

Es sei zur Gleichung (15) darauf verwiesen, daß die Restinterferenz-Signalleistung P , die nicht durch das vorliegende System kompensiert wird, proportional zur Amplitude a der Niederfrequenzsignale ist, die zu den Ausgangssignalen (A, B) der Spannungsintegratoren 6a und 6b addiert werden, sofern der Steuer-Verstärkungsfaktor K_v der Amplituden-Phasen-Steuer schaltung 3 und der Interferenzsignalpegel I von der Hilfsantenne konstant sind. Wenn demgemäß diese Amplitude a des Niederfrequenzoszillators abnimmt, nachdem die Kompensations-Steuerschleife konvergiert oder zusammenläuft und der

Wert L Null wird, kann die Restinterferenzleistung P herabgesetzt werden. Entsprechend ist im Ausführungsbeispiel der Fig. 15 die Amplitude a des Niederfrequenzsignales gemäß dem Wert L eingestellt (vgl. Fig. 5B).

Die Au s gangs spannung i .. am Ausgang des Phasendetektors 13a und die Ausgangsspannung i ₂ am Ausgang des Phasendetektors 13b haben den folgenden Verlauf:

i_p1 = K₁KyI^a) (b)Lcose (22)

i_p2 = K.,K_vI_A(a) (b)Lsine (23)

Dabei bedeuten K₁ den Verstärkungsfaktor vom Ausgang des Mischers 4 zum Phasendetektor 13a oder 13b und (b) die Amplitude des Niederfrequenzsignales an den Eingängen der Phasendetektoren 13a und 13b.

2 2

Demgemäß wird die Spannung entsprechend (K-K-JD ab) L am Ausgang des Addierers 47 erhalten, der die Summe der Ausgangssignale (ip?/ i~p~>) ^der Quadratschaltungen 46a und 46 liefert. Dann wird der Verstärkungsfaktor der Verstärker 48a und 48b entsprechend der Ausgangsspannung des Addierers 47 gesteuert; anschließend wird die Amplitude des an den Addierern 8a und

2 8b liegenden Niederfrequenzsignales gemäß dem Wert L ge-

steuert, so daß bei großem L die Amplitude des Niederfrequenzsignales groß ist und umgekehrt. Sodann wird das Restinterferenzsignal verringert, und das Kompensationsverhalten ist verbessert. Die Quadratschaltungen 46a und 46b werden durch eine Vollweg-Gleichrichtungsschaltung ausgeführt, die eine Diode mit Quadratkennlinien oder einen Quadratdetektor verwendet, und der Addierer 47 wird aufgebaut, indem ein Gleichstromverstärker benutzt wird. Die Verstärker 48a und 48b werden durch das Ausgangssignal des Addierers 47 gesteuert, und es sei darauf hingewiesen, daß diese Verstärker 48a und

T106Q2

48b durch Dämpfungsglieder ersetzbar sind, wenn der Ausgangspegel des Niederfrequenzoszillators 7 zu hoch ist.

Fig. 16 ist eine Abwandlung der Anordnung von Fig. 15„ In Fig. 16 ist die Steuerung der Amplitude des an den Addierern 8a und 8b liegenden Niederfrequenzsignales von Bedeutung. In Fig. 16 liegt das Ausgangssignal des Hüllkurvendetektors 10 am Verstärker 11, der das Signal verstärkt und die Gleichstromkomponente tilgt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 11 wird ausgehend von Gleichung (14) wie folgt ausgedrückt:

2K₁ (K_vI_Aa)Lcos(ü)t-e)

Demgemäß wird durch Gleichrichten dieses Ausgangssignales des Verstärkers 11 oder des Eingangssignales der Phasendetektoren 13a und 13b durch den Gleichrichter oder die Diode 52 das Signal proportional zu 4K²(K_yl_Aa)²L² oder 2K₁(KyI A)L erhalten. Entsprechend kann das Ausgangssignal des Gleichrichters oder der Diode 52 den Verstärkungsfaktor der Verstärker 8a und 8b gemäß diesem Prinzip steuern, um die Amplitude des Niederfrequenzsignales einzustellen und das Restinterferenzsignal zu verringern.

Die Amplitude I_n des Restinterferenzsignales ist nach der Kompensation nebenbei gegeben durch die Gleichung (15). In diesem Fall können die zu den vorhergehenden Spannungen an den Ausgängen der Spannungsintegratoren 6a und 6b addierten Spannungen jeweils wie folgt ausgedrückt werden;

K_QK_vI_A(a)(b)Lcose = G_LLcos6 (24)

dabei bedeutet K_Q den Verstärkungsfaktor vom Ausgang des Mischers 4 zum Ausgang des Spannungsintegrators (6a, 6b) und

1 inc

ι ι υϋ

G_ den Schleifenverstärkungsfaktor der Steuerschleife mit dem Mischer 4, dem Hüllkurvendetektor 10, dem Phasendetektor 13a oder 13b, dem Spannungsintegrator 14a oder 14b, dem Addierer 8a oder 8b und der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 3.

Wenn sich entsprechend der Pegel I₂. des Interferenzsignales von der Hilfsantenne und/oder die Amplitude a des an den Spannungsintegratoren liegenden Niederfrequenzsignales ändern, verändert sich der Schleifenverstärkungsfaktor G_T, und die Änderung dieses Schleifenverstärkungsfaktors bedingt eine Änderung der Ansprechkennlinien der Interferenz-Kompensationsschleife.

Um die Änderung der Ansprechkennlinien aufgrund der Änderung von I zu beseitigen, sind der Leistungsdetektor 49 und der Verstärker 9 mit veränderlichem Verstärkungsfaktor vorgesehen. Der Leistungsdetektor erfaßt die Leistung von I oder die absolute Spannung von I, am Eingang der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung 3 und steuert den Schleifenverstärkungsfaktor durch Ändern des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 9 derart, daß bei großer erfaßter Leistung der Schleifenverstärkungsfaktor klein und bei kleiner erfaßter Leistung der Schleifenverstärkungsfaktor groß ist. Der Leistungsdetektor 49 wird durch einen Hüllkurvendetektor oder einen Kristallgleichrichter ausgeführt, und ein Bandpassfilter, ein Verstärker und/oder ein Frequenzumsetzer werden dem Leistungsdetektor 49 abhängig von der Situation der Frequenz, der Leistung und/oder des Rauschens beigefügt. Die Steuerung des Schleifenverstärkungsfaktors bzw. der Schleifenverstärkung erfolqt nicht nur durch Ändern des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 9, sondern auch durch Ändern des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 11 oder der Verstärker 14a und 14b. Alternativ kann der Verstärkungsfaktor von mehr als zwei Verstärkern gesteuert werden.

Um sodann die Änderung der Ansprechkennlinien aufgrund der Änderung der Amplitude a des Niederfrequenzsignales zu beseitigen, ist der Gleichrichter 50 vorgesehen. In diesem Fall liegt die Eingangsspannung des Addierers 8a oder 8b am Gleichrichter 50, der die Gleichspannung proportional zur Amplitude a des Niederfrequenzsignales erzeugt, und die Ausgangsspannung des Gleichrichters 50 steuert den Schleifenverstärkungsfaktor durch Steuern des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 9 und/ oder 11 und/oder 14a und 14b, so daß bei großer Ausgangsspannung des Gleichrichters 50 der Schleifenverstärkungsfaktor klein und bei kleiner Ausgangsspannung des Gleichrichters der Schleifenverstärkungsfaktor groß ist.

Weiterhin kann die Änderung der Ansprechkennlinien aufgrund der Änderung von I und der Amplitude a kompensiert werden, indem der Multiplizierer 51 vorgesehen wird, der das Produkt der Ausgangsspannung des Leistungsdetektors 49 und des Gleichrichters 50 liefert, und die Schleifenverstärkung wird durch das Ausgangsprodukt des Multiplizierers 51 gesteuert.

Wie oben in Einzelheiten erläutert wurde, unterliegt bei der Erfindung das Steuersignal lediglich der Amplitudenänderung oder der Leistungsänderung des eingespeisten Hochfrequenzsignales, und dieses Steuersignal wird erhalten, nachdem die Hüllkurvenerfassung abgeschlossen ist. Daher wird die Interferenzkompensation befriedigend unabhängig von der Modulationsmethode des gewünschten Signales und des unerwünschten Interferenzsignales durchgeführt. Somit werden das PSK-Signal und das FM-Signal, die beim Stand der Technik nicht ausreichend kompensiert werden, bei der Erfindung hervorragend kompensiert.

Da weiterhin bei der Erfindung die Amplituden-Phasen-Steuerschaltung vorhanden ist, die die Amplitude und die Phase des Interferenzsignales steuert und nicht nur die Richtung der

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zu steuernden Veränderlichen, sondern auch den Betrag der zu steuernden Veränderlichen gleichzeitig bestimmt, wird die Kompensationssteuerung mit hervorragenden Ansprechkennlinien bzw. -eigenschaften erreicht.

Weiterhin ist der Aufbau des erfindungsgemäßen Systems äußerst einfach, da ein einziger Frequenzumsetzer ausreichend ist, obwohl beim Stand der Technik zwei Frequenzumsetzer mit gleichen Kennlinien unverzichtbar sind.

Daraus folgt, daß die Erfindung ein vollkommen neuartiges Interferenz-Signal-Kompensationssystem ermöglicht, das sich durch hervorragende Eigenschaften auszeichnet.

L e e r s θ i t e

Claims

PATENTANWÄLTE KLAUS D. KIRSCHNER WOLFGANG GROSSE

DIPL.-PH YSlKER D I I ' I..-1 N Γ. Γ N I I U R

^UGELASSt NE VEKI KlITER VOR DEM EUROPAISCHENPATtNiAMT

NIPPON TELEGRAPH & n|^RMniSrMPM^Eo^LM'^{STR 1?}

,TELEPHONE PUBLIC CORPORATION

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Tokyo / Japan

' ^J ■ ' ■■-**'. YOUKREItRbNCE:

UNSERZEicHEN: γ 4071 K/dp

OUR REFERENCE.

datum: 18. März 1981

Interferenz-Kompensationssystem

Ansprüche

Interferenz-Kompensationssystem mit einem ersten Eingangsanschluß zum Empfangen eines Interferenzsignales ΠΕ , einem zweiten Eingangsanschluß zum Empfangen eines gewünschten Signales und eines Interferenzsignales 3^, einer Amplituden-Phasen-Steuerschaltung zum Einstellen von Amplitude und Phase eines Interferenzsignales 3^ vom ersten Eingangsanschluß, so da,ß die Amplitude und die Phase des Ausgangssignales I™. der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung die gleiche Amplitude und die entgegengesetzte Phase im Vergleich mit dem Interferenzsignal H_M vom zweiten Eingangsanschlüß aufweisen, und einem Mischer zum Mischen des Ausgangssignales 3"_VM der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung und des Signales 1Γ vom zweiten Ein-

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gangsanschluß, um ein kompensiertes Ausgangssignal 3Γ-, das im wesentlichen frei von einem Interferenzsignal ist, am Ausgangsanschluß zu erzeugen,

dadurch gekennzeichnet, daß das Interferenz-Kompensationssystem aufweist:

(a) die Amplituden-Phasen-Steuerschaltung (3), die zwei Steuersignal-Eingangsanschlüsse hat, deren jeder die Steuersignale A+a*cosuJt bzw. B+a-sinC0t empfängt, und die das Eingangsinterferenzsiganl 3L. so steuert, daß die mittlere Länge und die mittlere Richtung des Ausgangsvektors TL. durch die Werte A und B festgelegt sind und die Spitze des Ausgangsvektors HL₇₁- periodisch entsprechend den Werten a und U) umläuft, wobei .sich A und B abhängig von der Differenz zwischen JL. und I ändern und a und ^J die Amplitude •bzw. die Winkelfrequenz des den Werten A und B überlagerten Niederfrequenzsignales bedeuten,

(b) einen Niederfrequenzoszillator (7, 12) zum Erzeugen von zwei Ausgangssignalen a'coscüt und a-sinitit mit einer Phasendifferenz von 90 zueinander,

(c) einen mit dem Ausgang des Mischers (4) verbundenen Hüllkurvendetektor (10), um den Hüllkurvenpegel des gemischten Signales 3Lg zu erzeugen,

(d) eine mit dem Ausgang des Hüllkurvendetektors (10) verbundene Einrichtung (11),.um die Niederfrequenzkomponente des Hüllkurvensignales zu erzeugen,

(e) zwei Phasendetektoren (13a, 13b), deren jeder zwei Eingänge besitzt, wobei der erste Eingang jedes Phasendetektors (13a, 13b) das Ausgangssignal der Einrichtung (11) in Abschnitt (d) empfängt und in den zweiten Eingang jedes Phasendetektors (13a, 13b) das Signal mit der Frequenz UJ mit der Phasenverschiebung von 90° zueinander vom Niederfrcquenzoszillator (7, 12) in Abschnitt (b) eingespeist ist,

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(f) zwei Tiefpassfiltereinrichtungen (14a, 14b), deren jede mit den Ausgängen des betreffenden Phasendetektors (13a, 13b) verbunden ist, um doppelte Frequenzkomponenten (2O)) zu vermeiden,

(g) zwei SpannungsIntegratoren (6a, 6b), deren jeder mit dem Ausgang der betreffenden Tiefpassfiltereinrichtung (14a, 14b) verbunden ist, um das Ausgangssignal der Tiefpassfiltereinrichtung (14a, 14b) zu integrieren, so daß jeweils die Werte A und B erzeugt werden,

(h) zwei Addierer (8a, 8b) zum Addieren der Ausgangssignale Ä und B der Spannungsintegratoren (6a, 6b) und der Ausgangssignale a-cosu/t, a* sin tut des Niederfrequenzoszillators (7, 12) um A+a-coswt bzw. B+a*sinu>t zu erzeugen, die jeweils an den Steuereingangsanschlüssen der Amplituden-Phasen-Steuerschaltung (3) liegen, und

(i) eine geschlossene Steuerschleife zum Erzeugen der Werte A+a-cosOüt und B+a-sincüt durch den Mischer (4), den Hüllkurvendetektor (10), die Einrichtung (11), die Phasendetektoren (13a, 13b), die Tiefpassfiltereinrichtung (14a, 14b), die SpannungsIntegratoren (6a, 6b), die Addierer (8a, 8b) und die Amplituden-Phasen-Steuerschaltung (3).
2. Interferenz-Kompensationssystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine zweite Einrichtung (49) zum Erfassen der Leistung oder Amplitude des ersten Interferenzsignales ]L und eine Steuereinrichtung mit veränderlicher Verstärkung zum Einstellen der Verstärkung der geschlossenen Steuerschleife, so daß mit höherem Ausgangssignal der zweiten Einrichtung (49) die Verstärkung der Steuerschleife geringer wird.
3. Interferenz-Kompensationssystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einstelleinrichtung zum Einstellen der Amplitude des Niederfrequenzoszillators (7, 12) und eine Steuereinrichtung zum Steuern der Einstelleinrichtung ent-

sprechend der Leistung an den Ausgängen der Phasendetektoren (13a, 13b) oder der Leistung oder Amplitude des Eingangssignales der Phasendetektoren (13a, 13b). ' ' '
4. Interferenz-Kompensationssystem nach Anspruch 2 > gekennzeichnet durch einen Gleichrichter (50) zum Gleichrichten des an einem der Addierer (8a, 8b) liegenden Niederfrequenzsignales, einen Multiplizierer (51) zum Erzeugen des Produktes des Ausgangssignales des Gleichrichters (50) und des Ausgangssignales der zweiten Einrichtung (49), wobei die Verstärkung der Steuereinrichtung mit veränderlicher Verstärkung durch das Ausgangssignal des Multiplizierers (51) einstellbar ist.
5. Interferenz-Kompensationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,, daß die Amplituden-Phasen-Steuerschaltung (3) aufweist:

(a) einen Eingangsanschluß (16),

(b) einen Signalteiler oder -dividierer (17), der mit dem Ein-! gangsanschluß (16) verbunden ist,

(c) mehrere feste Phasenschieber (18a, 18b, 18c, 18d) zum Verschieben der Phase jedes Ausgangssignales des Spannungsteilers (17),

(d) mehrere veränderliche Dämpfungsglieder, deren jedes mit dem Ausgang des betreffenden Phasenschiebers (18a, 18b, 18c, 18d) verbunden ist,

(e) einen Mischer (20) zum Mischen der Ausgangssignale der veränderlichen Dämpfungsglieder, und

(f) einen Ausgangsanschluß, der mit dem Ausgang des Mischers (20) und zwei Steuereingangsanschlüssen verbunden ist, um die Steuersignale zu den veränderlichen Dämpfungsgliedern zu liefern.
6:'. Interferenz-Kompensationssystem nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß die Amplituden-Phasen-Steuerschaltung (3) aufweist:

(a) einen Eingangsanschluß (16),

(b) einen Signalteiler oder -dividierer (39) zum Teilen eines Eingangssignales auf zwei Ausgänge,

(c) einen mit dem einen Ausgang des Signalteilers (39) verbundenen 9 (^-Phasenschieber,

(&).- zwei Modulatoren (40a, 4Ob), deren jeder mit den Ausgängen des anderen Ausganges des Signalteilers (39) und dem Ausgang des 9O°-Phasenschiebers (41) verbunden ist,

(e) einen Mischer (42) zum Mischen der Ausgangssignale der Modulatoren (40a, 40b),

(f) einen mit dem Ausgang des Mischers (42) verbundenen Ausgangsanschluß,

(g) zwei Steuereingangsanschlüsse (21a, 21b), die jeweils mit den Eingängen der Modulatoren (40a, 40b) verbunden sind.
7. Interferenz-Kompensationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplituden-Phasen-Steuerschaltung (3) aufweist:

Ca)..-einen Eingangsanschluß (16),

(b) einen veränderlichen Phasenschieber (43) und eine Steuereinrichtung (44) mit veränderlichem Verstärkungsfaktor, die jeweils mit dem Eingangsanschluß (1.6) verbunden sind,

(c) einen Ausgangsanschluß (22), der mit dem Ausgang der Steuereinrichtung (44) mit veränderlicher Verstärkung verbunden ist,

(d) zwei Steuereingangsanschlüsse (21a, 21b), und

(e) einen Signalumsetzer zum Abgeben des Signales S. und S₂ an die Steuereinrichtung (44) mit veränderlicher Verstär-

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kung und den veränderlichen Phasenschieber (43) mit

(A+a -cos Ut.)² + (B+a-sinüJt) ^:

S₂ = tan ((B+a· sin OJt)/(A+a-cos (Ut)) wobei (A+a'cosuit) und (B+a-sinüJt) Signale sind, die an den Steuereingangsanschliissen (21a, 21b) liegen.
8. Amplituden-Phasen-Steuerschaltung zur Verwendung in einem Interferenz-Kompensationssystem, gekennzeichnet durch einene Eingangsanschluß zum Empfangen eines Hochfrequenzsignales I₂. , einen Ausgangsanschluß zum Erzeugen des Ausgangssignales I™ und zwei Steuereingangsanschliissen zum Empfangen von zwei Steuersignalen, um das Ausgangssignal ]L^ zu bilden, wobei die Steuersignale Gleichstromsignale A und B sind, die jeweils Niederfrequenzsignalen a«coswt und a-sinOJt mit einer 9O°-Phasendifferenz zueinander überlagert sind, während die mittlere Amplitude und die Richtung des Ausgangssignales 3L,_M gemäß den Werten A und B bestimmt sind und die Spitze des Ausgangsvektors IL_7M periodisch entsprechend den Werten a und Cj umläuft.