DE1114550B - Schaltungsanordnung zur Amplitudenmodulation - Google Patents
Schaltungsanordnung zur AmplitudenmodulationInfo
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- DE1114550B DE1114550B DER25318A DER0025318A DE1114550B DE 1114550 B DE1114550 B DE 1114550B DE R25318 A DER25318 A DE R25318A DE R0025318 A DER0025318 A DE R0025318A DE 1114550 B DE1114550 B DE 1114550B
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- H03C1/52—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed
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Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Amplitudenmodulation für einen Sender und insbesondere
eine Schaltungsanordnung zur Amplituden-Phasen-Quadratur-Modulation.
Es ist bekannt, daß man das ausgestrahlte Spektrum auf die Hälfte der bei symmetrischer Amplitudenmodulation
benötigten Breite dadurch verringern kann, daß man den Träger sowohl in der Amplitude
als auch in der Phase moduliert. Es ist dazu eine Phasenverschiebung von 90° zwischen den Seitenbändern
erforderlich, was entweder dadurch erreicht werden kann, daß der Träger zuerst eine Phasenmodulationsstufe
durchläuft und dann im Leistungsverstärker in der Amplitude moduliert wird, wobei
das Modulationssignal dem Phasenmodulator über einen Phasenschieber von 90° zugeführt wird. Als
Alternative kann man auch mit einem Gegentaktmodulator arbeiten. Die Trägerfrequenz wird mit
Hilfe eines Phasenschiebers um 90° gedreht und phasenmoduliert. Der Steuergenerator speist den Gegentaktmodulator,
der direkt von der Modulationsschwingung beaufschlagt wird. Die Zusammensetzung der beiden Spektren erfolgt in einem gemeinsamen
Schwingkreis, auf den in Richtung der Antenne der Leistungsverstärker folgt.
Durch die Erfindung soll eine Schaltungsanordnung zur Amplituden-Phasen-Quadratur-Modulation angegeben
werden, die sich durch besondere Einfachheit und Betriebssicherheit auszeichnet. Eine Schaltungsanordnung
zur Amplitudenmodulation für einen Sender mit einer Phasenspalterschaltung zur Erzeugung
zweier gegeneinander in der Phase um 90° verschobener Signale aus einem Modulationssignal, ferner
mit einem Phasenmodulator zur Modulation einer Trägerschwingung mit dem einen Signal und mit
einem Amplitudenmodulator zur Modulation des Ausgangssignals des Phasenmodulators mit dem anderen
der phasenverschobenen Signale ist gemäß der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltungsanordnung
mit logarithmischer Übertragungsfunktion, die zwischen die Quelle des Modulationssignals und die dem Phasenmodulator vorgeschaltete
90°-Phasenschieberschaltung geschaltet ist, und durch eine zwischen die Quelle des Modulationssignals und
den Amplitudenmodulator geschaltete Verzögerangsschaltung.
Durch eine Amplituden- und Phasenmodulation kann ein Signal erzeugt werden, dessen augenblickliche
Amplitude entsprechend der zu übertragenen Information schwankt und dessen Frequenzkomponenten
auf nur einer Seite der Trägerfrequenz liegen, wenn bestimmte Beziehungen zwischen der Ampli-Schaltungsanordnung
zur Amplitudenmodulation
zur Amplitudenmodulation
Anmelder:
Radio Corporation of America,
New York, N. Y. (V. St. A.)
New York, N. Y. (V. St. A.)
Vertreter: Dr.-Ing. E. Sommerfeld, Patentanwalt,
München 23, Dunantstr. 6
München 23, Dunantstr. 6
Beanspruchte Priorität:
V. St. v. Amerika vom 28. April 1958 (Nr. 731 304/58)
V. St. v. Amerika vom 28. April 1958 (Nr. 731 304/58)
Kerns Harrington Powers, Trenton, N. J. (V. St. Α.), ist als Erfinder genannt worden
tude bzw. Hüllkurve und der Phase eingehalten werden. Die Hüllkurve muß jedoch gewisse Erfordernisse
erfüllen. Die erste Bedingung besteht darin, daß die Hüllkurve nicht negativ werden darf, da eine
Hüllkurve definitionsgemäß eine nicht negative Funktion ist. Eine zweite Bedingung, zusätzlich zum nicht
Negativwerden, besteht darin, daß die Hüllkurve so beschaffen ist, daß ihr Logarithmus zu einer Klasse
von Funktionen gehört, für die ein harmonisch konjugiertes oder Phasenquadratursignal (um 90° in der
Phase verschobenes Signal) existiert. Es genügt hier zu bemerken, daß man diese Bedingungen bei jedem
reellen, d. h. praktisch verwirklichbaren Signal so gut erfüllen kann, wie es wünschenswert erscheint.
Kurz gesagt, wird der Zweck der Erfindung bei einer ersten Ausführungsform dadurch erreicht, daß
das die zu übertragende Nachricht (Ton, Bild usw.) darstellende Signal in ein nicht negatives Signal oder
eine Hüllkurve verwandelt wird. Das Hüllkurvensignal wird dann zur Erzeugung des Logarithmus der Hüllkurve
durch eine nicht lineare Schaltung mit der Übertragungsfunktion y = log χ geleitet. Das logarithmierte
Hüllkurvensignal wird dann einem breitbandigen 90°-Phasenschiebernetzwerk zugeführt, das ein
gegenüber einem veuzögerten logarithmierten Hüllkurvensignal um 90° in der Phase verschobenes Ausgangssignal
liefert. Das Ausgangssignal des Phasen-
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Schiebernetzwerkes wird in einem Phasenmodulator vorliegende Erfindung kann ohne Schwierigkeiten für
einem Träger einer gegebenen Frequenz auf moduliert. Ton- oder Bildübertragungen oder andere bekannte
Gleichzeitig mit den oben beschriebenen Vorgän- Nachrichtenübertragungsanlagen Verwendung finden,
gen wird das Hüllkurvensignal um eine Zeitdauer Die Erfindung soll nun an Hand der Zeichnungen
verzögert, die der durch das Phasenschiebernetzwerk 5 näher beschrieben werden; dabei bedeutet
eingeführten Verzögerung entspricht. Das verzögerte Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Senders, der gemäß
Hüllkurvensignal wird dann zur Amplitudenmodu- einer ersten Ausführungsform der Erfindung aufge-
lation des Trägers verwendet, der schon durch das baut ist,
Ausgangssignal des Phasenschiebernetzwerkes in der Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Anordnung zur
Phase moduliert worden war. Die Energie des resul- io Erzeugung eines nicht negativen Signals oder Hülltierenden
Signals befindet sich auf nur einer Seite des kurve aus einem tonfrequenten Eingangsignal, die
Trägers. Durch Inversion des Ausgangssignals des sich für die Ausführungsform nach Fig. 1 eignet,
Phasenschiebernetzwerkes kann man das obere oder Fig. 3 a und 3 b Diagramme zur Erläuterung der das untere Seitenband erhalten. Die erforderliche Wirkungsweise der Anordnung nach Fig. 2,
Bandbreite ist jedoch wie bei der üblichen Ampli- 15 Fig. 4 ein Schaltbild einer nichtlinearen, logarithtudenmodulation das Doppelte der Modulations- mischen Schaltung, wie sie bei der Anordnung nach frequenz. Die Signale können dann durch ein ge- Fig. 1 Verwendung finden kann,
eignetes Filter auf eine Bandbreite verringert werden, Fig. 5 eine Schaltbild einer nichtlinearen Exponendie der höchsten Modulationsfrequenz entspricht. Bei tialschaltung, wie sie sich für die Anordnungen nach einer Eintonmodulation hat das Filter keinen Einfluß 20 Fig. 1 und 7 eignet,
Phasenschiebernetzwerkes kann man das obere oder Fig. 3 a und 3 b Diagramme zur Erläuterung der das untere Seitenband erhalten. Die erforderliche Wirkungsweise der Anordnung nach Fig. 2,
Bandbreite ist jedoch wie bei der üblichen Ampli- 15 Fig. 4 ein Schaltbild einer nichtlinearen, logarithtudenmodulation das Doppelte der Modulations- mischen Schaltung, wie sie bei der Anordnung nach frequenz. Die Signale können dann durch ein ge- Fig. 1 Verwendung finden kann,
eignetes Filter auf eine Bandbreite verringert werden, Fig. 5 eine Schaltbild einer nichtlinearen Exponendie der höchsten Modulationsfrequenz entspricht. Bei tialschaltung, wie sie sich für die Anordnungen nach einer Eintonmodulation hat das Filter keinen Einfluß 20 Fig. 1 und 7 eignet,
bei Modulationsfrequenzen, die kleiner sind als die Fig. 6 ein Blockschaltbild eines Senders gemäß
Hälfte der obersten Modulationsfrequenz, und be- einer anderen Ausführungsform der Erfindung,
wirkt keine Veränderung oder Verzerrung der Hüll- Fig. 7 ein Blockschaltbild einer gegenüber Fig. 6
kurve. etwas abgewandelten Ausführungsform derErfindung,
Bei einer zweiten Ausführungsform ist zur Erzeu- 25 Fig. 8 ein Schaltbild eines breitbandigen 90°-Phagung
des endgültigen Ausgangssignals kein Filter er- senspalternetzwerkes gemäß der Erfindung,
forderlich, hier wird an Stelle der Amplitude selbst Fig. 9 ein Schaltbild einer anderen Ausführungsdas Quadrat der Hüllkurve übertragen. Die Band- form eines breitbandigen Phasenspalternetzwerkes gebreite des sich ergebenden modulierten Signals ist maß der Erfindung und
forderlich, hier wird an Stelle der Amplitude selbst Fig. 9 ein Schaltbild einer anderen Ausführungsdas Quadrat der Hüllkurve übertragen. Die Band- form eines breitbandigen Phasenspalternetzwerkes gebreite des sich ergebenden modulierten Signals ist maß der Erfindung und
genau gleich derBandbreite derModulationsfrequenz, 30 Fig. 10 eine Kurvenschar zur Erläuterung der Wirvorausgesetzt,
daß die Anlage mit einer Kanalaus- kungsweise der Schaltung nach Fig. 8.
nutzung arbeitet, die der üblicher Einseitenband- Eine gemischte, hybride amplituden- und phasenanlagen entspricht. Eine verzerrungsfreie Demudu- modulierte Schwingung kann in folgender Form gelation im Empfänger kann durch einen quadratisch schrieben werden:
nutzung arbeitet, die der üblicher Einseitenband- Eine gemischte, hybride amplituden- und phasenanlagen entspricht. Eine verzerrungsfreie Demudu- modulierte Schwingung kann in folgender Form gelation im Empfänger kann durch einen quadratisch schrieben werden:
arbeitenden Amplitudenmodulator erfolgen; hier ent- 35 ω r ., ^y1 m
fällt also die Notwendigkeit einer genauen Frequenz- a w LCt)° ^ φ WJ- w
steuerung im Empfänger, die bei Einseitenbandüber- t bedeutet die Zeit. Dieser Ausdruck entspricht
tragung und Synchrondemodulation üblicherweise er- einer gleichzeitigen Amplitudenmodulation (AM)
forderlich ist. durch a(f) und Phosenmodulation (PM) des Träger-
Ein Merkmal dieser Anordnung besteht in einem 40 signals cos ωο(ί) durch φ(t). Wenn eine solcheSchwin-
breitbandigen 90°-Phasenspalternetzwerk, das sich gung richtig erzeugt und übertragen wird, kann die
für die hier beschriebene Senderanordnung eignet und Nachricht sowohl durch die momentane Phase φ (ί)
ganz allgemein von Nutzen sein kann, wo bei der oder ihre Ableitung, die momentane Frequenz φ' (t),
Übertragung einer Nachricht eine exakte Erhaltung als auch durch die momentane Amplitude α (ί) über-
der Form des Eingangssignals von Wichtigkeit ist. 45 tragen werden. Im Fall der Phase φ (ί) und der Fre-
Das Phasenspalternetzwerk hat die Form einer Ver- quenz ψ (f) kann die Nachricht auf der Empf änger-
zögerungsleitung, wobei das Eingangssignal in zwei seite mittels einer Begrenzer-Diskriminatoranordnung
Komponenten aufgeteilt wird, deren Fourierkoeffi- wie bei üblichen FM- und PM-Empfängern wieder-
zienten gleiche Amplituden besitzen, im Frequenz- gewonnen werden oder im Fall der Amplitude α (ί)
bereich des Eingangssignals jedoch phasenmäßig um 50 durch einen Amplitudendemodulator. Die vorliegende
90° gegeneinander verschoben sind. Es wird also ein Anordnung bezieht sich auf die zweite der genannten
Netzwerk angegeben, das sich für viele Anwendungs- Möglichkeiten, bei der die Nachricht durch die
bereiche eignet, wo es erforderlich oder wünschens- momentane Amplitude α (t) übertragen wird,
wert ist, einen Phasenunterschied von 90° zu er- Wenn eine hybride amplituden- und phasenmoduzeugen,
ohne daß Verzerrungen auftreten und ohne 55 lierte Schwingung der beschriebenen Art nur auf
daß man mit Modulationsverfahren arbeiten muß. einer Seite des Trägers Seitenbandkomponenten
Es wird ein Sender angegeben, bei welchem die haben soll, müssen zwischen der Hüllkurve bzw. Am-Nachricht
durch die Hüllkurve einer hybriden ampli- plitude a(f) und der Phase φ (f) bestimmte Beziehuntuden-
und phasenmoduliertenSchwingung übertragen gen eingehalten werden. Für eine gegebene Ampliwird.
Das Signal kann mittels eines gewöhnlichen 60 tude ist die erforderliche Phase jedoch nicht ein-AM-Empfängers
in bekannter Weise empfangen wer- deutig, bei einem Signal mit Einseiteribandspektrum
den, dabei kann bei einer Ausführungsform der Er- gibt es vielmehr eine unendliche Anzahl von Phasenfindung
ein gewönhliches AM-System lediglich durch möglichkeiten. Jedoch nur eine der möglichen Phasen,
Änderungen auf der Senderseite in ein vergleichbares die sogenannte »Minimumphase«, liefert die geringst-Einseitenbandsystem
umgewandelt werden, während 65 mögliche Bandbreite auf einer Seite des Trägers. Es
bei einer anderen Ausführungsform außer der Ände- ist mathematisch beweisbar, daß der Zusammenhang
rung auf der Senderseite noch eine geringfügige An- zwischen der Hüllkurven- und der Minimumphasenderung
auf der Empfängerseite erforderlich ist. Die funktion eindeutig ist und insbesondere daß die Mi-
nimumphasenfunktion in Phasenquadratur zum Logarithmus der Hüllkurve bzw. Amplitude stehen muß.
Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines Senders zur Erzeugung einer gemischt amplituden- und phasenmodulierten
Schwingung, deren Frequenzkomponenten auf nur einer Seite des Trägers liegen und deren
momentane Amplitude α(ί) ist. Beim Erzeugen eines
Signals, dessen Hüllkurve die Nachricht übertragen soll, muß man sowohl die Bedingungen bezüglich der
praktischen Realisierbarkeit der Hüllkurve als auch bezüglich der Mehrdeutigkeit der Phasenfunktion beachten.
Da die Hüllkurve defmitionsgemäß eine nicht negative Funktion ist, müssen Maßnahmen ergriffen
werden, eine der Nachricht entsprechende, nicht negative Funktion zu erzeugen, bevor irgendwelche
Maßnahmen zur Ableitung der Phasenfunktion ergriffen werden. Mit 11 ist eine Modulationssignalquelle
bezeichnet, die ein Ton-, Bild- oder anderweitiges Signal liefert. Ein einfaches Verfahren, das von der
Quelle 11 gelieferte Signal in ein nicht negatives Signal zu verwandeln, besteht darin, zu dem Signal
mittels einer Batterie 12 oder einer anderen, entsprechenden Spannungsquelle eine positive Spannung
zu addieren, deren Größe M gleich der größten negativen Amplitudenspitze ist. Es soll angenommen werden,
daß das Nachrichten- oder Modulationssignal m(t) nach unten durch — M begrenzt ist. Für jeden
Zeitpunkt, ist dann m(t) + M> 0 erfüllt. Durch Addition
der konstanten Spannung M wird ein nicht negatives Signal α (f) erzeugt, welches die Hüllkurve
des endgültig zu erzeugenden Signals darstellt.
Das Hüllkurvensignal α (O wird einem ersten Kanal zugeführt, der eine nichtlineare Schaltung 13 mit der
Übertragungsfunktion y = log χ enthält, wobei y das
Ausgangssignal des Eingangssignal χ bedeutet, so daß der Logarithmus der Hüllkurve α (t), d. h. das Signal
loga(i)> entsteht. Ein Beispiel einer als nichtlineare
Einrichtung 13 geeigneten üblichen Schaltung ist in Fig. 4 dargestellt. Diese zeigt eine mit Widerständen
15,16,17 und 18 zusammengeschaltete Triode 14, die immer leitet und dabei Strom durch den Widerstand
15 zieht. Wird der Eingangsklemme 19 der Röhre 14 das nicht negative Hüllkurvensignal α (ί)
zugeführt, so leitet die Röhre noch stärker. Der Gitterstrom steigt, wodurch der Spannungsabfall am
Widerstand 15 wächst. Als Ergebnis steigt die Spannung am Gitter der Röhre 14 um einen kleineren Betrag,
als das Eingangssignal α (f) gestiegen war. Im
Gitterstrombereich ist der Anodenstrom eine logarithmische Funktion des Gitterstromes. Da der Gitterstrom
eine direkte Funktion der Hüllkurve α (ί) ist,
ist der Anodenstrom eine direkte Funktion des Logarithmus der Hüllkurve α (ί), und das Signal loga(i)
erscheint an der Ausgangsklemme 20.
Das loga(i)-Signal wird dem Eingang eines breitbandigen
90°-Phasenschiebernetzwerkes 21 zugeführt. Dieses Netzwerk 21 kann von der in Fig. 8 und 9
dargestellten Art sein und liefert ein Ausgangssignal φ(ί), das gegenüber einer verzögerten Fassung des
Signals α (t) um 90° in der Phase verschoben ist. Das heißt, daß das Netzwerk 21 das harmonisch Konjugierte
des Signals log α (t) liefert, nämlich die Minimumphasenfunktion φ (t). Das Signal φ (t) wird dann
einem üblichen Phasenmodulator 22 zur Modulation eines von einem Trägergenerator 23 gelieferten Trägers
zugeführt.
Gleichzeitig mit den oben beschriebenen Vorgängen wird das Hüllkurvensignal α (ί) einer Verzögerungsschaltung
24 zugeführt. Die Verzögerungsschaltung 24 kann beispielsweise eine homogene Verzögerungsleitung
oder ein übliches LC-Verzögerungsnetzwerk sein und ist so ausgelegt, daß das Hüllkurvensignal
a(t) um eine Zeitdauer verzögert wird, die gleich der durch das Phasenschiebernetzwerk 21 eingeführten
Verzögerung ist. Das verzögerte Signal a (t')
wird einem üblichen Amplitudenmodulator 25 zugeführt, der gleichzeitig mit dem durch das Signal φ (ί)
ίο phasenmodulierten Träger vom Phasenmodulator 22
gespeist wird. Der Amplitudenmodulator 25 kann als gleichstromgekoppelter Modulator betrieben werden,
wenn die später noch zu beschreibende Schaltung nach Fig. 2 verwendet wird, oder als wechselstromgekoppelter
Modulator, wenn die Batterie 12 in Fig. 1 vorhanden ist. Als Alternative kann auch eine gleichzeitige
Gitter-Anoden-Modulation Verwendung finden, wie sie bei trägergesteuerten AM-Sendern üblich ist.
Durch den Amplitudenmodulator 25 wird ein Signal erzeugt, dessen Energiespektrum nur auf der einen
Seite des Trägers liegt. Das obere oder untere Seitenband kann durch einen Schalter 26 am Ausgang des
Phasenschiebernetzwerkes 21 eingestellt werden. Der Schalter 26 steht für irgendeine Phasenumkehrschaltung,
so daß in der unteren oder + 90°-Stellung des Schalters 26 das Signal φ (ί) dem Signal loga(i') um
90° voreilt. In der oberen oder — 90°-Stellung eilt das Signal φ(ί) dagegen dem Signal loga(i') um 90°
nach. In der unteren Stellung des Schalters 26 ist die Energie auf den Bereich unterhalb des Trägers begrenzt,
während in der oberen Stellung des Schalters 26 das Energiespektrum oberhalb des Trägers liegt.
Die Bandbreite des Ausgangssignals g(t) des Amplitudenmodulators
25 beträgt das Doppelte der Modulationsfrequenz wie bei normaler Amplitudenmodulation.
Das Ausgangssignal g(t) wird durch ein übliches Filter 27 geeigneter Bauart geleitet, das das
Frequenzband auf einen Wert entsprechend der maximalen Modulationsfrequenz begrenzt und die Hüllkurve
im Durchlaßbereich nicht verzerrt. Für Frequenzen oberhalb der Hälfte der Modulationsfrequenz
verursacht das Filter 27 harmonische Verzerrungen in der Hüllkurve. Diese Verzerrungen liegen jedoch
außerhalb des interessierenden Bandes und können, falls sie stören, im Empfänger an einem Punkt nach
der Demodulation entfernt werden.
Man erhält also auf diese Weise eine mit Amplitudenmodulation arbeitende Einseitenbandübertragung,
bei welcher die zu übertragende Nachricht durch die Hüllkurve einer gemischt amplituden- und
phasenmodulierten Schwingung übertragen wird. Dieses Signal kann durch einen gewöhnlichen AM-Empfänger,
der mit Amplitudendemodulation arbeitet, empfangen werden. Die vorliegende Anordnung
besitzt also sowohl den Vorzug einer geringen Bandbreite als auch den Vorzug der Verträglichkeit
mit vorhandenen AM-Anlagen, wobei nur senderseitig eine Änderung erforderlich ist.
In Fig. 1 wurde ein Verfahren zur Erzeugung eines nicht negativen Signals beschrieben. Fig. 2 zeigt ein
vom Leistungsstandpunkt aus für den Fall einer Tonübertragung wirtschaftlicheres Verfahren. Das in
Fig. 3 a dargestellte Tonsignal m (i) wird von einer geeigneten Quelle der Eingangsklemme 28 zugeführt.
Das Signal m(t) wird in einem Halbweggleichrichter
29 gleichgerichtet und einem Filter 30 zur Wiedergewinnung der ins Negative gerichteten, sich langsam
ändernden Hüllkurve des Tonsignals zugeführt, die
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negative Hüllkurve ist in Fig. 3 a durch die gestrichelte Gleichzeitig mit den obigen Vorgängen wird das
Linie angedeutet. Diese Hüllkurve wird durch eine Signal a2 (t) einer Quadratwurzelschaltung 45 zuge-Phasenumkehrstufe
31 invertiert und einer Addier- führt. Die Quadratwurzelschaltung 45 kann irgendeine
stufe 32 zugeführt. Das Signal m(t) wird außerdem bekannte Schaltung sein, die am Ausgang ein Signal
einer Verzögerungsschaltung 33 zugeführt, wo es um 5 liefert, das die Quadratwurzel des Eingangssignals
eine Zeitdauer verzögert wird, die gleich der durch darstellt. Ein Beispiel einer solchen Schaltung ist in
den Gleichrichter 29, das Filter 30 und die Phasen- Fig. 6 dargestellt, sie besteht aus einem Widerstand
umkehrstufe 31 bewirkten Verzögerung ist. Das ver- 46 und einer Diode 47, durch die Strom in Richtung
zögerte Signal m (t) wird ebenfalls der Addierstufe 32 des Pfeiles fließt. Die Diode 47, die im quadratischen
zugeführt. Hierdurch wird erreicht, daß ein nicht io Bereich arbeitet, leitet immer, der Strom durch die
negatives Amplitudensignal α (f), wie es in Fig. 3 b Diode 47 ist proportional dem Quadrat der Spannung
dargestellt ist, am Ausgang der Addierstufe 32 auf- an der Diode 47. Der Widerstand 46 wird so gewählt,
tritt, das von der Ausgangsklemme 33 dem Eingang daß er groß im Vergleich zum Durchlaßwiderstand
der Verzögerungsschaltung 24 und der nichtlinearen der Diode 47 ist, so daß der durch die Diode
Schaltung 13 in Fig. 1 zugeführt werden kann. Ein 15 fließende Strom direkt proportional zum Eingangs-Vorteil
dieses Verfahrens besteht darin, daß in Ab- signal a2 (i) ist. Der Ausgang der Quadratwurzelschalwesenheit
eines Eingangssignals m(t) auch a(t) Null tung ist die Spannung an der Diode 47, die gleich
ist, so daß keine Leistung ausgestrahlt wird, wodurch der Quadratwurzel des Stromes durch die Diode 47
die Wirtschaftlichkeit bezüglich des Leistungsver- ist. Der Ausgang ist das gewünschte Hüllkurvenbrauches
verbessert wird. 20 signal α (ί)·
Bei der Ausführungsforni nach Fig. 1 wurde er- Das Signal α (ί) wird durch eine Verzögerungsleiwähnt,
daß die Bandbreite des modulierten Signals tung 48 geleitet, die wie die Verzögerungsleitung 24
im allgemeinen das Doppelte der Bandbreite des Hüll- in Fig. 1 geschaltet sein kann, und wird dadurch um
kurvensignals ist. Die Hüllkurve erscheint im Spek- eine Zeitdauer verzögert, die gleich der Verzögerung
trum in nächster Nachbarschaft auf einer Seite des 25 durch das Phasenschiebernetzwerk 42 ist. Das ver-Trägers,
und zur Reduzierung des Signals g(t) auf zögerte Signal α (f) wird einem Amplitudenmodulator
eine Bandbreite gleich der der Hüllkurve kann ein 49 zugeführt, dem außerdem vom Phasenmodulator
Filter 27 verwendet werden. Eine solche Filterung 43 das Signal cos [cot + φ (ί)] zugeführt wird. Das
verursacht jedoch gewisse Modulationsverzerrungen, Signal cos [ω t + φ (ί)] wird durch das Signal a (t')
die die Ausführungsform nach Fig. 1 für manche 30 amplitudenmoduliert, wobei ein hybrides Signal α (ί)
Zwecke ungeeignet machen. Fig. 6 zeigt eine andere Cos [ω t+φ (ί)] erzeugt wird, das ein Einseitenband-Ausführungsform
der Erfindung, bei der die Fre- signal darstellt, bei welchem die zu übertragende
quenzbeschneidung durch ein Filter entfallen kann. Nachricht in dem Quadrat der Hüllkurve enthalten
Fig. 6 zeigt eine Anordnung, bei welcher die Nach- ist. Die Bandbreite des an der Ausgangsklemme 51
rieht anstatt durch die Hüllkurve selbst durch das 35 liegenden Ausgangssignals ist genau gleich der Band-Quadrat
der Amplitude übertragen wird. Hierbei wird breite des Eingangssignals, so daß kein Filtern oder
die Bandbreite des modulierten Signals genau gleich anderweitiges Behändem des Signals erforderlich ist.
der Bandbreite der Nachricht. Mit der Ausnahme des Durch Betätigung des Schalters 50, der einer geeig-Zusatzes
einer Quadratwurzelschaltung entspricht neten Phasenumkehrstufe im Ausgang des Phasendiese
Ausführungsform nach Fig. 6 im Betrieb der in 40 Schiebernetzwerkes 42 entspricht, kann das obere oder
Fig. 1 dargestellten Schaltung. das untere Seitenband nach Wunsch ausgewählt wer-
Ein Eingangssignal m(t) wird durch irgendein ge- den. Ein Voreilen der Phase um 90° liefert das untere
eignetes Verfahren, beispielsweise durch eines der Seitenband, während ein Nacheilen der Phase um 90°
beiden oben beschriebenen Verfahren, in ein nicht das obere Seitenband ergibt.
negatives Signal verwandelt. Das nicht negative Signal 45 Zur Wiedergewinnung des Signals m(t) aus dem
a2(t) wird einer Eingangsklemme 40 zugeführt. Das am Ausgangsanschluß 51 liegenden Signal kann ein
nicht negative Signal wird als a2 (i) bezeichnet, da es üblicher quadratischer Amplitudendemodulator zur
das Quadrat des Signals darstellt, das die Hüllkurve Erzeugung von a2(t) im Empfänger verwendet werder
gemischt modulierten Welle werden soll. Das den, was gleichbedeutend mit der Wiedergewinnung
Signal or(t) wird einer nichtlinearen Schaltung 41 zu- 50 des ursprünglichen Signals m(t) ist. Für Tonübertrageführt,
etwa der, die in Fig. 4 dargestellt ist, welche gungen kann die Anordnung zusammen mit üblichen
ein Signal log α2 (ί) liefert, das proportional dem Zweiseitenband-AM-Empfängern verwendet werden.
Logarithmus des Einganges ist. In der Praxis kann Normalerweise arbeiten solche Empfänger mit lineader
Eingang der nichtlinearen Schaltung 41 sowohl ren Amplitudendemodulatoren und nicht mit quadrant)
als auch α2 (i) sein, da log α2 (i) einfach das Dop- 55 tischen. Bei einem üblichen AM-Empfanger wird
pelte von loga(i) ist. Das Signal log α2 (t) wird dann daher statt der Nachricht a2(t) die Nachricht a(t)
durch ein breitbandiges 90°-Phasenschiebernetzwerk demoduliert. Die subjektive Wirkung ist dabei die
42 geleitet, das so aufgebaut sein kann, wie in Verbin- gleiche, wie wenn die Sprache durch eine Quadratdung
mit Fig. 8 oder 9 beschrieben werden wird. Das wurzelschaltung geleitet wird, was einen vernach-Netzwerk42
liefert ein Signal φ (t), dessen Fourier- 60 lässigbar kleinen Verlust an Verständlichkeit mit sich
komponenten gegenüber denen des Signals Ioga2(i) bringt. Bei Sprachübertragungsanlagen ist es ganz allum
90° in der Phase verschoben sind. Die Phase von gemein üblich, die n-te Wurzel eines Sprachsignals zu
φ (ί) steht also auf der von log a2 it) senkrecht. Das übertragen, um durch eine Dynamikkompression den
Signal <p(t) (Minimumphasenfunktion) wird zur mittleren Leistungspegel für die Übertragung der
Phasenmodulation des Trägers cos ω0 if), der durch 65 Nachricht zu erhöhen. Eine Quadratwurzelschaltung
einen Trägergenerator 44 geliefert wird, in einem ist die erste Näherung einer solchen Anordnung, und
Phasenmodulator 43 verwendet, der das Signal die Verzerrungen sind gering, verglichen mit den zu-
cos[tut+rp(t)] liefert. lässigen Toleranzen.
Bei der Erläuterung der Arbeitsweise der in Fig. 1 und 6 dargestellten Ausführungsformen wurde ein
breitbandiges 90°-Phasenschiebernetzwerk erwähnt. Dabei kann ein 90°-Phasenschieber- und/oder Phasenspalternetzwerk
Verwendung finden, das gemäß Fig. 8 aufgebaut ist. Im allgemeinen zeigen die bisher
bekannten Phasenspalternetzwerke einen ebenen Amplitudengang und eine angenäherte Phasendifferenz
im Frequenzbereich des Eingangssignals. Die Verwendung solcher Netzwerke bringt Phasenverzerrungsprobleme
mit sich. Da das menschliche Ohr verhältnismäßig unempfindlich gegenüber Phasenverzerrungen
ist, können solche Netzwerke bei Einseitenbandübertragungsanlagen für Sprache verwendet werden.
Bei der übertragung von Bildinformation oder Nachrichten u. dgl. ist die Phasenverzerrung jedoch
ein kritischer Faktor, der die Verwendbarkeit solcher Netzwerke für Einseitenbandübertragungsanlagen erheblich
einschränkt.
Fig. 8 zeigt ein breitbandiges 90°-Phasenschieber- oder Phasenspalternetzwerk, das sich von den bekannten
Schaltungen grundsätzlich dadurch unterscheidet, daß es einen konstanten oder genauen Phasengang
und einen nur angenäherten Amplitudengang im Frequenzbereich des Eingangssignals zeigt. Das
Netzwerk liefert eine Phasendifferenz von 90° ohne Phasenverzerrungen und ohne die Verwendung von
Modulationsverfahren, was dieses Netzwerk von den bekannten Schaltungen unterscheidet. Es liefert ein
Ausgangssignal, dessen Fourierkomponenten im ganzen Frequenzbereich des Eingangssignals gegenüber
denen eines verzögerten Abbildes des Eingangssignals um 90° in der Phase verschoben sind. Das Netzwerk
eignet sich besonders für Fernsehsignale oder andere Signale begrenzter Bandbreite, bei denen die exakte
Erhaltung der Wellenform für die Übertragung der Nachricht von Bedeutung ist.
Wie in Fig. 8 dargestellt ist, wird für eine Näherung rz-ter Ordnung eine Verzögerungsleitung mit (2n —1)
Anzapfungen vorgesehen. Die Verzögerungsleitung kann aus belasteten Elementen, LC-Gruppen oder in
irgendeiner anderen bekannten Weise aufgebaut sein, an ihren beiden Enden ist sie durch Widerstände 55,
56 mit ihrem Wellenwiderstand abgeschlossen. Die Abgriffe sind entsprechend Verzögerungen von
yw Sekunden voneinander beanstandet, wobei W
die in Hertz gemessene obere Grenze des dem Eingangsanschluß 57 zugeführten Nachrichtensignals ist.
In der Mitte der Verzögerungsleitung ist ein zusätzlicher Abgriff vorgesehen, an dem ein verzögertes Abbild
des Eingangssignals an der Klemme 76 abgenommen werden kann, vorausgesetzt, daß ein unterteilter
Leitungsabschnitt 60, 61 in der Mitte der Verzögerungsleitung, wie dargestellt, vorgesehen ist. Wird
ein Eingangssignal der Klemme 57 zugeführt, so stellen die an den Abgriffen zwischen den Leitungsabschnitten 58, 59 und 60 vor dem Mittelabgriff auftretenden
Signale Zukunftsbilder des am Anschluß 76 auftretenden, verzögerten Eingangssignals dar. Die
Signale an den Abgriffen zwischen den Abschnitten 61, 62 und 63 der Verzögerungsleitung, die zwischen
dem Mittelabgriff und dem Ende der Leitung liegen, stellen hingegen Signale dar, die der Vergangenheit
entprechen.
An die Abgriffe zwischen den Abschnitten 58, 59 und 60 der Verzögerungsleitung sind jeweils Abschwächer
64, 65, 66 und 67 angeschlossen, die die Form von Widerständen oder irgendeiner anderen,
geeigneten Abschwächungsvorrichtung haben können. Wie dargestellt, werden die an den einem zukünftigen
Signal entsprechenden Abgriffen auftretenden Signale jeweils um einen Faktor 2/(2k—l)π abgeschwächt; k
ist dabei eine ganze Zahl, entsprechend der Lage des jeweiligen Abgriffes in bezug auf die Mittelanzapfung.
An die Abgriffe zwischen den Abschnitten 61, 62 und 63 der Verzögerungsleitung, an denen Signale auftreten,
die der Vergangenheit entsprechen, sind weitere Abschwächer 68, 69, 70 und 71 angeschlossen,
die in Wert und Aufbau den entsprechenden Abschwächern der ersten Gruppe 64, 65, 66 und 67 entsprechen.
Das heißt also, daß die der Vergangenheit entsprechenden Signale um dieselben Faktoren abgeschwächt
werden wie die der Zukunft entsprechenden Signale. Eine gewisse Dämpfung kann in der Verzögerungsleitung
selbst auftreten. Die Einstellung der Abschwächer 64 bis 71 kann gegenüber den im Hinblick
auf die Signalamplitude am Anschluß 76 berechneten Werten geringfügig verändert werden, um die
Leitungsdämpfung zu kompensieren.
Die Ausgänge der Abschwächer 64, 65, 66 und 67 der ersten Gruppe werden einer Addierstufe 72 zugeführt,
die aus einem den Ausgangskreisen der Abschwächer 64, 65, 66 und 67 gemeinsamen Widerstand
oder einem mit Vakuumröhren arbeitenden Addierkreis od. dgl. bestehen kann. Die Ausgänge der
zweiten Abschwächergruppe 68, 69, 70 und 71 werden einer weiteren Addierstufe 73 zugeführt, wo sie
addiert werden; das resultierende Signal wird einer Phasenumkehrstufe 74 zugeführt. Die Addierstufe 73
kann ebenfalls aus einem den Ausgangskreisen der Abschwächer 68, 69, 70 und 71 gemeinsamen Widerstand
oder aus einer anderen bekannten Addierschaltung bestehen. Der Ausgang der Phasenumkehrstufe
74 wird der Addierstufe 72 zugeführt. In der Addierstufe 72 werden die Ausgänge der Abschwächer 64,
65, 66 und 67 der ersten Gruppe mit den abgeschwächten Ausgängen der Abschwächer 68, 69, 70
und 71 der zweiten Gruppe, die der Addierstufe 72 von der Phasenumkehrstufe 74 zugeführt werden,
vereinigt. Die abgeschwächten Signale werden in der Addierstufe 72 zu einem um 90° in der Phase verschobenen
Ausgangssignal vereinigt, das an der Klemme 75 auftritt. Der abgeschwächte Ausgang des
Abschwächers 67 wird durch den invertierten abgeschwächten Ausgang des Abschwächers 68 ausgeglichen
usw. Die Kombination der abgeschwächten abgegriffenen Signale in der Addierstufe 72 liefert
eine Linearkombination der Werte an allen Abgriffen der Verzögerungsleitung, so daß am Anschluß 75 ein
Signal entsteht, das gegenüber dem verzögerten Abbild des Eingangssignals, das am Mittelabgriff 76 auftritt,
genau um 90° in der Phase verschoben ist.
Beim Aufbau des Phasenschiebernetzwerkes werden die Werte der Abschwächer 64, 71 so bestimmt, daß sich im Frequenzbereich des Eingangssignals die gewünschte Amplitudenkurve ergibt. Auf der Basis der Gleichung (2) wurden für die Abschwächer 64 bis 71 die in Fig. 8 eingetragenen Werte errechnet, die den flachsten Amplitudengang bei gleichzeitig größtmöglicher Bandbreite ergeben. Das würde bedeuten, daß die Ausgangsamplitude an der Klemme 75 des Netzwerkes gleich der Eingangsamplitude für alle Frequenzen innerhalb der Bandbreite des Eingangssignals wäre. Die Spannungsübertragungsfunktion von dem verzögerten Eingangssignal am Anschluß 76 zu dem um 90° phasenverschobenen Ausgangssignal am
Beim Aufbau des Phasenschiebernetzwerkes werden die Werte der Abschwächer 64, 71 so bestimmt, daß sich im Frequenzbereich des Eingangssignals die gewünschte Amplitudenkurve ergibt. Auf der Basis der Gleichung (2) wurden für die Abschwächer 64 bis 71 die in Fig. 8 eingetragenen Werte errechnet, die den flachsten Amplitudengang bei gleichzeitig größtmöglicher Bandbreite ergeben. Das würde bedeuten, daß die Ausgangsamplitude an der Klemme 75 des Netzwerkes gleich der Eingangsamplitude für alle Frequenzen innerhalb der Bandbreite des Eingangssignals wäre. Die Spannungsübertragungsfunktion von dem verzögerten Eingangssignal am Anschluß 76 zu dem um 90° phasenverschobenen Ausgangssignal am
109 707/190
Anschluß 75 kann in folgender Weise geschrieben werden:
»+1
Η{ω) =
sm (2/c — 1)
(2)
Der erste Faktor e'-T'2 entspricht der Phasenverschiebung
um 90° für alle Frequenzen, der zweite Faktor entspricht dem Betrag der Übertragungsfunktion. Der
Betrag, d. h. die Amplitudenwerte von H (ω), ist für verschiedene Werte von η in Fig. 10 aufgetragen, wobei
die Abschwächer 64 bis 71 die in Fig. 8 angegebenen Werte besitzen. Die gestrichelte Linie zeigt das
Überschwingen des Signals für verschiedene Werte von η um den Amplitudenwert 1; η entspricht dabei
der Komplexheit des Netzwerkes und ist durch die Anzahl der Leitungsabschnitte bestimmt. Die strichpunktierte
Linie zeigt den 90°-Phasenwechsel des ao Signals für alle Werte von η usw. Wie aus dem Diagramm
ersichtlich ist, konvergiert die Amplitude für große Werte von n, d. h. für eine längere Verzögerungsleitung,
im Durchlaßbereich gegen 1. Die Phasenverschiebung von 90° bleibt im ganzen Frequenzband
und bei Näherungen aller Ordnung erhalten. Die Werte der Abschwächer 64 bis 71 sind in dem beschriebenen
Beispiel so gewählt, daß, wie aus Fig. 10 ersichtlich ist, an den Enden der Kurve auf einen
ebenen Amplitudengang verzichtet wurde, um eine möglichst große Bandbreite zu erhalten. So sind z. B.
die Abschwächer 67 und 68 so einjustiert, daß das Signal an ihren Ausgängen das 2/jHE ache der Amplitude
des Signals am Anschluß 76 ist, während die Abschwächer 66, 69 so einjustiert sind, daß ihre Ausgänge
das 2/3 π-f ache der Amplitude des Signals am Anschluß 76 sind usw. Die Abschwächer 64 bis 71
können in Bezug aufeinander auch so einjustiert werden, daß sich ein flacherer Amplitudengang bei gleichzeitig
etwas geringerer Bandbreite ergibt, falls dieses wünschenswert erscheint. Durch entsprechende Bemessung
der Abschwächer 64 bis 71 kann ein gewünschter Amplitudengang im Bandbereich des ankommenden
Signals erreicht werden.
Da die Abschwächung der Signale an den der Vergangenheit entsprechenden Abgriffen der Verzögerungslinie
gleich den entsprechenden Abschwächungsf aktoren der Signale an dem der Zukunft entsprechenden
Abgriffen der Leitung ist, kann das Phasenschiebernetzwerk in der in Fig. 9 dargestellten, etwas abgewandelten
Form aufgebaut sein. Die angezapfte Verzögerungsleitung hat nur die Hälfte der ursprünglichen,
in Fig. 8 gezeigten Länge und ist an ihrem einen Ende kurzgeschlossen. Da eine kurzgeschlossene
Verzögerungsleitung eine nach hinten laufende Schwingung mit Polaritätsumkehr reflektiert, werden
die der Vergangenheit entsprechenden Werte an den der Zukunft entsprechenden Abgriffen zwischen den
Leitungsabschnitten 58, 59 und 60 linear abgezogen. Am Ausgangsanschluß 75 tritt weiterhin ein gegenüber
einem dem Anschluß 57 zugeführten Eingangssignal um 90° in der Phase verschobenes Signal auf,
wenn die Signale an den der Zukunft entsprechenden Abgriffen linear kombiniert werden. Ein verzögertes
Abbild des Eingangssignals kann man dadurch erhalten, daß man das Eingangssignal über einen Stromkreis
führt, der einen Widerstand 80, eine Verzögerungsleitung 81, einen Arbeitswiderstand 82 und eine
Ausgangsklemme 83 enthält. Die Verzögerungsleitung 81 ist so bemessen, daß das Eingangssignal um eine
Zeitdauer verzögert wird, die ausreicht, um die Verzögerung zu kompensieren, die zur Erzeugung des um
90° in der Phase verschobenen Signals an der Klemme 75 nötig ist. Durch diese Maßnahmen erhält man an
der Klemme 75 ein Signal, das gegenüber dem Signal an der Klemme 83 um 90° in der Phase verschoben
ist; das Signal an der Klemme 83 ist dabei ein genaues, verzögertes Abbild des der Eingangsklemme 57 zugeführten
Eingangssignals.
Die in Fig. 8 und 9 dargestellten Phasenschiebernetzwerke können leicht den verschiedensten Anwendungsgebieten
angepaßt werden. Sie können immer dann Verwendung finden, wenn ein gegebenes Eingangssignal
in einem ganzen Frequenzband genau um 90° in der Phase verschoben werden soll. Das Netzwerk
als solches kann bei der Erzeugung von einseitenband- oder restseitenbandmodulierten Trägern
Anwendung finden. Es eignet sich besonders für BiId- und andere Signale begrenzter Bandbreite, bei welchen
zur Übertragung der Nachricht eine verzerrungsfreie Erhaltung der ursprünglichen Wellenform erforderlich
ist. Dies ist möglich, da das Netzwerk sowohl ein um 90° in der Phase verschobenes Ausgangssignal
als auch eine verzögerte Form des Eingangssignals ohne Phasenverzerrungen liefert.
Bei Verwendung eines Phasenschiebernetzwerkes nach Fig. 8 und 9 in der in Fig. 1 dargestellten Schaltung
wird das Ausgangssignal log aft) der nichtlinearen Schaltung 13 dem Eingangsanschluß 57 des Netzwerkes
zugeführt. Das Ausgangssignal φ (t), das gegenüber
einer verzögerten Form von log α (ί) um 90° in der Phase verschoben ist, wird vom Ausgangsanschluß
75 des Netzwerkes über eine geeignete Phasenumkehrstufe, die in Fig. 1 durch den Schalter 26 angedeutet
ist, dem Phasenmodulator 22 zugeführt. Durch Umlegen des Schalters 26 kann entweder das
obere (— 90°) oder das untere (+ 90°) Seitenband erzeugt werden. Bei manchen Anwendungsgebieten
kann es wünschenswert sein, die phasenspaltenden Eigenschaften des Netzwerks nutzbar zu machen. In
einem solchen Falle wird das nicht negative Signal α (t) durch die nichtlineare Schaltung 13 in das Signal
log α (ί) verwandelt und direkt und ausschließlich der
Eingangsklemme 57 des Phasenschiebernetzwerkes nach Fig. 8 oder 9 zugeführt. Das um 90° in der
Phase verschobene Ausgangssignal wird vom Ausgangsanschluß 75 des Netzwerkes über den Schalter
26 dem Phasenmodulator 22 zugeführt.
Das verzögerte Abbild des Eingangssignals loga(i)
wird von der Klemme 76 der in Fig. 8 dargestellten Anordnung oder von der Klemme 83 der Schaltung
nach Fig. 9 dem Amplitudenmodulator 25 über eine verzögerungslose nichtlineare Einrichtung zugeführt,
die eine exponentiell Übertragungscharakteristik der Form y — exp χ besitzt; dabei bedeutet y die Ausgangsspannung
für die Eingangsspannung x. Da der Eingang der nichtlinearen Schaltung der Logarithmus
der Funktion α (ί) ist und da die Einrichtung eine exponentielle Übertragungscharakteristik aufweist, ist
der Ausgang der Einrichtung die Funktion selbst, d. h. das gewünschte HüUkurveneingangssignal a (O
für den Amplitudenmodulator 25. Das Signal α (O ist infolge der exponentiellen Übertragungscharakteristik
der Einrichtung ganz sicher nicht negativ. Da die Verzögerung zur Kompensation der Verzögerung bei der
Erzeugung des phasenverschobenen Signals φ(ί)
innerhalb des Phasenschiebernetzwerkes erfolgt, kann die in Fig. 1 dargestellte Verzögerungsschaltung 24
entfallen.
Ein Beispiel einer nichtlinearen exponentiellen Schaltung, die bei den beschriebenen Anwendungsgebieten
Verwendung finden kann, ist in Fig. 5 dargestellt. Das verzögerte Signal log α (O wird von dem
Phasenspalternetzwerk einem Eingang eines Vereinigungs- (d. h. eines Subtraktions-) Netzwerkes 85 über
dessen Eingangsklemme 86 zugeführt. Der Ausgang der Subtraktionsschaltung 85 wird dem Eingang eines
hochverstärkenden Verstärkers 87 zugeführt, an dessen Ausgang das Hüllkurvensignal α (f) auftritt. Das
Signal α (i) wird von der Ausgangsklemme 88 dem in Fig. 1 dargestellten Amplitudenmodulator 25 zügeführt.
Um das Ausgangssignal des Verstärkers 87 gleich der Potenz des der Subtraktionsschaltung 85
zugeführten Eingangssignals zu machen, ist ein Rückkopplungskreis vom Ausgang des Verstärkers 87 zurück
zu einem zweiten Eingang der Subtraktionsschaltung 85 vorgesehen. Der Rückkopplungszweig
enthält eine Triode 89, die als logarithmischer Verstärker geschaltet ist. Der Rückkopplungzweig liefert
also ein Ausgangssignal, das dem Logarithmus des Eingangssignal entspricht. Es kann gezeigt werden,
daß der Ausgang des Verstärkers 87 eine sehr gute Näherung der Potenz des Einganges der Subtraktionsschaltung 85 ist, wenn in dem Rückkopplungszweig
ein logarithmischer Verstärker 89, wie beschrieben, vorgesehen ist und der Verstärkungsfaktor des Verstärkers
87 viel größer als 1 ist.
Bei Verwendung des Netzwerks nach Fig. 8 oder 9 bei der in Fig. 6 dargestellten Schaltung wird das Ausgangssignal
log a2 (t) der nichtlinearen Schaltung 41 dem Eingangsanschluß 57 zugeführt. Das um 90° in
der Phase verschobene Ausgangssignal wird vom Ausgangsanschluß 75 dem Phasenmodulator 43 über
den Phasenumkehrschalter 50 zugeführt.
Fig. 7 zeigt eine Abwandlung der Ausführungsform
nach Fig. 6, bei der die phasenspaltenden Eigenschaften des Netzwerkes nutzbar gemacht werden. Das
nicht negative Eingangssignal a2(t) wird über die
nichtlineare Schaltung 95 entsprechend der nichtlinearen Schaltung 41 in Fig. 6 und beispielsweise der in
Fig. 4 gezeichneten Art geleitet, so daß ein Ausgangssignal log α2 (ί) entsteht. Das Signal log a2 (i) wird dem
Eingangsanschluß 57 des breitbandigen 90°-Phasenspalternetzwerkes 96 zugeführt, wie es beispielsweise
in Fig. 8 oder 9 dargestellt ist. Das um 90° in der Phase verschobene Ausgangssignal φ (ί) wird von der
Ausgangsklemme 75 des Netzwerkes dem Phasenmodulator 97 zugeführt. Selbstverständlich kann, obwohl
nicht dargestellt, im Ausgang des Phasenspalters 96 eine Phasenumkehrstufe zur Wahl des oberen
oder unteren Seitenbandes vorgesehen sein. Ein von einem Generator 98 gelieferter Träger wird im Phasenmodulator
97 durch das Signal φ (ί) in der Phase moduliert und dem Amplitudenmodulator 99 zugeführt.
Gleichzeitig wird das verzögerte Abbild log ar (O des Signals log a2 (t) vom Ausgangsanschluß 76 des
Netzwerkes nach Fig. 8 oder vom Ausgangsanschluß 83 des Netzwerkes nach Fig. 9 einem Abschwächer
100 zugeführt. Der Abschwächer 100 ist so bemessen, daß er das Eingangssignal log a2 (O mit V2 multipliziert
(d. h. die Amplitude verringert), so daß das Signal log α (O entsteht. Das Signal log α (O wird durch
eine nichtlineare exponentiell Schaltung 101 geleitet, die invers zur Schaltung 95 arbeitet und die in
Fig. 5 dargestellte Form haben kann. Das Ausgangssignal α (t) von der Schaltung 101, die gewünschte
Hüllkurve, wird zur Modulation des phasenmodulierten Trägers im Amplitudenmodulator 99 verwendet.
Am Ausgangsanschluß 102 erscheint eine gemischt amplituden- und phasenmodulierte Schwingung, deren
Energie auf nur einer Seite des Trägers liegt, wobei die Nachricht durch das Quadrat der Amplitude
übertragen wird.
Die Arbeitsweise der Anordnung nach Fig. 7 entspricht der der Anordnung nach Fig. 6. Die Bandbreite
des modulierten Signals am Anschluß 102 ist gleich der Bandbreite des Nachrichtensignals. Das
Signal kann auf der Empfängerseite durch einen quadratisch arbeitenden Demodulator verzerrungsfrei
demoduliert werden.
Claims (8)
1. Schaltungsanordnung zur Amplitudenmodulation für einen Sender mit einer Phasenspalterschaltung
zur Erzeugung zweier gegeneinander in der Phase um 90° verschobener Signale aus einem
Modulationssignal, ferner mit einem Phasenmodulator zur Modulation einer Trägerschwingung mit
dem einen Signal und mit einem Amplitudenmodulator zur Modulation des Ausgangssignals
des Phasenmodulators mit dem anderen der phasenverschobenen Signale, gekennzeichnet durch
eine Schaltungsanordnung mit logarithmischer Übertragungsfunktion, die zwischen die Quelle des
Modulations signals und die dem Phasenmodulator vorgeschaltete 90°-Phasenschieberschaltung geschaltet
ist, und durch eine zwischen die Quelle des Modulationssignals und den Amplitudenmodulator
geschaltete Verzögerungsschaltung.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung
mit logarithmischer Übertragungsfunktion eine nichtlineare Einrichtung mit der Übertragungsfunktion
-/=logjc enthält.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang des
Amplitudenmodulators ein Filter angeschlossen ist, das die Bandbreite des Ausgangssignals des
Amplitudenmodulators auf einen Wert begrenzt, der der oberen Grenzfrequenz der vom Sender zu
verarbeitenden Modulationssignale entspricht.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine Quadratwurzelschaltung,
durch die aus dem Modulationssignal ein Signal erzeugt wird, das die Quadratwurzel des
Amplitudensignals darstellt, und daß dieses Signal als das eine der beiden phasenverschobenen
Signale dem Amplitudenmodulator zugeführt wird.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die 90°-Phasenschieberschaltung
auf den Logarithmus des Modulationssignals anspricht und an einem ersten Ausgang ein dem Logarithmus eines verzögerten
Abbildes des Modulationssignals entsprechendes Signal an einen Abschwächer liefert, der das Signal
halbiert und so ein dem Logarithmus der Quadratwurzel des verzögerten Abbildes des Modulationssignals
entsprechendes Signal liefert, daß der Ausgang des Abschwächers mit einer Schal-
tungsanordnung verbunden ist, deren Übertragungsfunktion invers zu der der logarithmischen
Schaltungsanordnung ist und die daher ein Signal entsprechend der Quadratwurzel des verzögerten
Abbildes des Modulationssignals aus dessen Logarithmus liefert, daß das der Quadratwurzel entsprechende
Signal dem Amplitudenmodulator zur Modulation des Ausgangssignals des Phasenmodulators
zugeführt ist und daß die Phasenschieberschaltung an einem zweiten Ausgang ein ία
drittes Signal liefert, das in der Phase um 90° gegenüber dem verzögerten Abbild des Modulationssignals
verschoben ist und zur Phasenmodulation der Trägerschwingung dient.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Anspräche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die
90°-Phasenschieberschaltung eine am einen Ende mit ihrem Wellenwiderstand abgeschlossene und
am anderen Ende kurzgeschlossene Verzögerungsleitung enthält, daß die Verzögerungsleitung mit
einer Reihe von Anzapfungen versehen ist, die längs der Leitung in Abständen angeordnet sind,
die einer Verzögerung von l/W Sekunden entsprechen, mit der Ausnahme des dem kurzgeschlossenen
Ende am nächsten gelegenen Ab-
griffes, der einen einer Verzögerung von ^p
entsprechenden Abstand besitzt, wobei W die obere Grenzfrequenz des dem einen Ende der
Verzögerungsleitung zugeführten, von der logarithmischen Schaltungsanordnung aus dem Modulationssignal
erzeugten Signals in Hertz ist, daß ferner an die einzelnen Abgriffe der Verzögerungsleitung
getrennte Abschwächerschaltungen angeschlossen sind, deren Dämpfung längs der Verzögerungsleitung so abnimmt, daß der Abschwächer
mit der größten Dämpfung am nächsten dem Eingangsende der Verzögerungsleitung und der Abschwächer mit der kleinsten Dämpfung
am nächsten dem kurzgeschlossenen Ende angeordnet ist, daß die Ausgänge der Abschwächer
an eine Addierstufe angeschlossen sind, die die Ausgangssignale der Abschwächer zu einem Summensignal addiert, das dem Phasenmodulator
zur Modulation der Trägerwelle zügeführt wird, und daß das Signal zur Amplitudenmodulation
des Ausgangssignals des Phasenmodulators von der Mittelanzapfung der Verzögerungsleitung abgenommen ist.
7. Schaltungsanordnung nach einem der Anspräche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die
90°-Phasenschieberschaltung eine an beiden Enden mit dem Wellenwiderstand abgeschlossene
Verzögerungsleitung enthält, die mit einer geraden Anzahl von Abgriffen versehen ist, die längs der
Leitung in Abständen angeordnet sind, die einer Verzögerung von l/W Sekunden entsprechen,
wobei W die obere Grenzfrequenz des dem einen Ende der Leitung zugeführten Modulationssignals
in Hertz ist, daß in der Mitte der Verzögerungsleitung ein zusätzlicher Abgriff vorgesehen ist,
daß Abschwächer einer ersten Gruppe einzeln an die Abgriffe zwischen dem einen Ende der Verzögerungsleitung
und dem Mittelabgriff und Abschwächer einer zweiten Gruppe mit Dämpfungswerten, die denen der ersten Gruppe entsprechen,
einzeln an die Abgriffe zwischen dem Mittelabgriff und dem anderen Ende der Verzögerungsleitung
angeschlossen sind, daß die Ausgänge der Abschwächer der zweiten Gruppe an eine Addierstufe
angeschlossen sind, deren Ausgang mit einer Phasenumkehrstufe verbunden ist, daß der Ausgang
der Phasenumkehrstufe und die Ausgänge der Abschwächer der ersten Gruppe an eine zweite
Addierstufe angeschlossen sind, deren Ausgangssignal dem Phasenmodulator zur Phasenmodulation
der Trägerschwingung zugeführt ist, und daß das Signal zur Amplitudenmodulation des
Ausgangssignals des Phasenmodulators vom Mittelabgriff der Verzögerungsleitung abgenommen
ist.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Dämpfungswerte
der Abschwächer der ersten Gruppe längs der Verzögerungsleitung so abnehmen, daß der Abschwächer
mit dem größten Wert an dem dem einen Ende der Verzögerungsleitung am nächsten benachbarten Abgriff und der Abschwächer mit
dem kleinsten Wert an dem dem Mittelabgrifr am nächsten benachbarten Abgriff der Verzögerungsleitung
angeschlossen ist, und daß die Werte der Abschwächer der zweiten Gruppe längs der
Verzögerungsleitung so zunehmen, daß der Abschwächer mit dem kleinsten Wert mit dem dem
Mittelabgriff am nächsten benachbarten Abgriff und der Abschwächer mit dem größten Wert mit
dem dem anderen Ende der Leitung am nächsten benachbarten Abgriff verbunden ist.
In Betracht gezogene Druckschriften:
Radiotechnika (Moskau), März 1955, S. 72 bis 77; Mai 1957, S. 42 bis 47; davon Kurzauszüge im Technischen Zentralblatt (Berlin-Ost), 1956, S. 821, und 1958, S. 652'653.
Radiotechnika (Moskau), März 1955, S. 72 bis 77; Mai 1957, S. 42 bis 47; davon Kurzauszüge im Technischen Zentralblatt (Berlin-Ost), 1956, S. 821, und 1958, S. 652'653.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
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Applications Claiming Priority (1)
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