DE836049C - Modulationsgeraet - Google Patents

Description

Erteilt auf Grund des Ersten Uberleitungsgesetzes vom 8. Juli 1949

(WiGBl. S. 175)

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

AUSGEGEBEN AM 7. APRIL 1952

DEUTSCHES PATENTAMT

PATENTSCHRIFT

KLASSE 21a⁴ GRUPPE 14oi

/ 2104 l'UIa121 a^x

Robert B. Dome, Syracuse, N. Y. (V. St. A.)

ist als Erfinder genannt worden

International General Electric Company, Inc., New York,

N. Y. (V. St. A.)

Modulationsgerät

Patentiert im Gebiet der Bundesrepublik Deutschland vom 23. September 1950 an
Patentanmeldung bekanntgemacht am 23. August 1951

Patenterteilung bekanntgemacht am 6. März 1952

Die Priorität dor Anmeldung in den V. St. v. Amerika vom 23. September 1949
ist in Anspruch genommen

Die Erfindung bezieht sich auf Modulatioiisgeräte j Trioden hei Ultrahochfrequenzen, z.B. in demFern- und insbesondere auf solche Modulationsgeräte, ' sehfrequenzband von 475 bis 890 MHz eine verweiche ein winkel- oder amplitudenmoduliertes ! hältnismäßig niedrige Ausgangsleistung. Anderer-Ausgangssignal liefern können. Die Erfindung ist . seits eignen sich andere Hochleistungsquellen von allgemein anwendbar, aber insbesondere für die ι erheblich größerer Leistung als diese Truxlen, also Benutzung bei Ultrahochfrequenzen geeignet, und j solche, die für die Benutzung in dem erwähnten zwar in Fällen, in denen eine amplitudenmodulierte j Ultrahochfrequenzbereich verwendbar wären, z. B. Trägerwelle von hoher Leistung erforderlich ist. ! Magnetronoszillatoren wegen der Änderungen der Ein solches Erfordernis liegt z.B. bei Fernseh- ^: Betriebseigenschaften, welche durch die Amplitudien-

sendesystemen vor, in welchen eine amplituden- , änderung der Schwingungen während der Modu-

modulierte Ausgangsspannung für die Bildsignale lation hervorgerufen werden, nicht zur Amplituden-

ixMiötigt wird. Man hat bisher bereits gewisse An- j modulation. Die AmpliitudenmodulationskuTve

Ordnungen vorgeschlagen, in denen Triodenoszilla- j solcher Oszillatoren ist sehr unregelmäßig, ein

toren als Quelle der amplitudenmodülierten Aus- j Magnetronoszillator kann bei großen Modulations-

gangsleistung Ixmutzt werden, jedoch haben diese graden sogar aufhören zu schwingen. Daher besteht

ein Hauptzweck der Erfindung darin, ein neues und verbessertes System zur Amplitudenmodulation einer Ausgangsspannung hoher Leistung, insbesondere bei ultrahochfrequenten Trägerwellen, zu schaffen.

Außerdem bezweckt die Erfindung ein neues und verbessertes Modulationssystem, in welchem Ultrahochfrequenzoszillatoren von verhältnismäßig hoher Leistung mit konstanter Amplitude betrieben werden und eine winkelmodulierte Ausgangsspannung liefern.

Schließlich bezweckt die Erfindung noch die Schaffung eines neuen und verbesserten Modulationssystems, in welchem L^Tltrahochfrequenzoszillatoren von verhältnismäßig hoher Leistung eine Kristallsteuerung besitzen und zur Herstellung einer amplitudenmodulierten Ausgangsspannung mit konstanter Amplitude betrieben werden können.

Kurz gesagt wird gemäß einem Schritt der Ertindung ein kristallgesteuerter Trägerwellengenerator an zwei Phasenmodulatoren angeschlossen. Die Modulationsspannung wird den Phasenmodulatoren derart zugeführt, daß die Ausgangsspannungen der Modulatoren in entgegengesetztem Sinn phasenmoduliert sind. Die Phasenmodulatoren von geringer Leistung werden zur Synchronisierung zweier Höchleistuugsoszillatoren benutzt. Wegen der verhältnismäßig kleinen Leistung, die zur Synchronisierung nötig ist, kann ein Oszillator sehr hoher Leistung durch phasenmodulierte Steuerstufen von verhältnismäßig kleiner Leistung gesteuert werden, so daß die Phasenmodulation der Steuerstufen in der hohen Ausgangsleistung getreu wiedergegeben wird. Die Hochleistungsoszillatoren sind an eine Diplexstufe angeschlossen, welche zwei voneinander unabhängige Ausgangskanäle besitzt, von denen der eine die Summe und der andere die Differenz der Oszillatorenausgänge erhält. Einer der Ausgangskanäle ist mit einem Antennensystem verbunden und liefert die nutzbare Ausgangsleistung des Systems, während an den anderen Kanal eine Antennennachbildung angeschlossen ist.

Bei positiven Spitzenwerten der Modulation ist die Ausgangsleistung, d. h. die Antennenleistung, ein Maximum und gleich der Summe der beiden Oszillatorleistungen. Bei positivem Spitzenwert der Modulationsspannung wird keine Leistung in der Antennennachbildung verbraucht. Bei diesem System sind die Hochleistungsoszillatoren kristallgesteuert und arbeiten mit konstanter Schwingungsamplitude, liefern jedoch zusammen eine amplitudenmodulierte Ausgangsspannung, deren Spitzenleistung gleich der Summe der Ausgangsleistungen der Hochleistungsoszillatoren ist.

Fig. ι zeigt ein Blockschaltbild eines Modulationssystems, welches nach den Grundgedanken der Erfindung aufgebaut ist;

Fig. 2 ist ein schematisches Schaltbild eines Teils des Systems in Fig. 1;

Fig. 3 und 4 sind Vektordiagramme, welche die Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 2 erläutern;

j Fig. 5 ist ein schematisches Schaltbild eines : anderen Teils der Schaltung nach Fig. 1;

j Fig. 6 und 7 sind Vektordiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 5, und

Fig. 8 ist ein charakteristischer Kurvenverlauf für die Schaltung nach Fig. 1.

In dem Modulationssystem in Fig. 1 werden Trägerfrequenzschwingungen durch einen kristallgesteuerten Oszillator 1 hergestellt. Die Ausgangsseite dieses Oszillators 1 ist mit einem ersten Phasenmodulator 2 verbunden, an welchen in Kaskade und in dieser Reihenfolge eine Steuerstufe 3 und ein Hochleistungsoszillator 4 angeschlossen sind. Die Ausgangsseite des kristallgesteuerten Oszillators 1 ist außerdem an einen zweiten Phasenmodulator 5 angeschlossen, an welchem wiederum in Kaskade eine Steuerstufe 6 und an dieser ein Hochleistungsoszillator 7 liegt. Eine Modulationsspaniiungsquelle, welche durch das Alikrophon 8 dargestellt ist, ist mit einem Modulationsverstärker 9 verbunden, dessen Ausgangsseite an die Phasenmodulatoren 2 und 5 angeschlossen ist. Die Ausgangsklemmen der 1 lochleistungsoszillatoren 4 und 7 führen zu einer Diplexstufe 10, wobei der eine Ausgangskanal derselben au einem Antennensystem 11 und der andere Ausgangskanal an einer Widerstandsbelastung 12 liegt.

Im ganzen arbeitet diese Anordnung in der Weise, daß die Trägerfrequenzschwingungen des kristallgesteuerten Oszillators 1 an die Eingangsklemmen der Phasenmodulatoren 2 und 5 angekoppelt sind. An der Eingangsseite des .Phasenmodulators 2 wird die Steuerspannung um 90' in ihrer Phase gedreht, um die beiden Spannungskomponenten, welche durch die punktierten Vektoren 13 und 14 dargestellt sind, zu erhalten. Die Spannungen 13 und 14 werden auf der Ausgangsseite des l'liascnmodulators zu einem resultierenden Ausgangsvektor 15 zusammengesetzt. Die Modulationsspannung des Verstärkers 9 wird dem Phasenmodulator derart zugeführt, daß sie die Amplitude der Spannungen 13 und 14 in entgegengesetzten Richtungen verschiebt, so daß eine Phasendrehung der resultierenden Spannung 15 zustande kommt, wobei bei einer positiven Modulationsspannung der Vektor 15 in der Richtung des im Vektordiagramm 'eingezeichneten Pfeils verdreht wird. Die Modulationsgrenzen sind so festgesetzt, daß die maximale Phasendrehung der resultierenden Spannung 15 die Größe 90⁰ hat. Beipositiven Spitzen der Modulation fällt die Spannung 15 dann mit der vertikalen Achse und bei negativen Modulationsspitzen mit der horizontalen Achse im Vektordiagramm zusammen.

Die Spannung des Oszillators 1 wird außerdem dem Eingangskreis des Phasenmodulators 5 zugeführt und so in der Phase gedreht, daß zwei um 90⁰ gegeneinander verschobene Vektoren 13⁰UJMi 14" entstehen. Diese Komponentenspannungen werden zu einer resultierenden Spannung 15" im Ausgangskreis des Phasenmodulators 5 zusammengesetzt. Wie ersichtlich, ist die Polarität der Komponenten- 12s spannung 14" die umgekehrte wie diejenige im

Phasenmodulator 2, so daß die resultierende Spannung 15" um 90⁰ gegenüber der resultierenden Spannung 15 im Ausgang des Modulators 2 verschoben ist.

Die Modulationsspannung des Verstärkers 9 wird dem Phasenmodulator 5 derart zugeführt, daß bei positiver Modulation sich die resultierende Spannung 15" in der Pfeilrichtung im Vektordiagramm dreht. Wegen der umgekehrten Polarität des Vektors 14" ist die Drehriditung des Vektors 15⁰ entgegengesetzt zu derjenigen des Vektors 15, und die Ausgangsspannungen der Phasenmodulatoren 2 und 5 sind also im entgegengesetzten Sinn phasenmoduliert. Es sei erwähnt, daß geeignete Frequenzvervielfacherstufeii zwischen die Phasenaiodulatoren 2 und 5 einerseits und die Steuerstufen 3 und 6 anderseits eingeschaltet werden können. Derartige Frequenzvervielfacherstufen können dann von Nutzen sein, wenn ein kristallgesteuerter Oszillator von niedriger Frequenz verwendet werden soll.

Die Steuerstufen 3 und 6 werden mit den phasenmodulierten Ausgangsspannungen der Modulatoren 2 und 5 gespeist oder mit den Ausgangsspannungen der an diese Modulatoren angeschlossenen Frequcnzvervielfacher und liefern selbst eine ausreichende Ausgangsleistung zur Steuerung der Hochleistungsträgeroszillatoren 4 und 7. Diese Oszillatoren 4 und 7 arbeiten auf der gewünschten Trägerfrequenz und sind so aufgebaut, daß sie von den Steuerstufen im gesamten Frequenzbereich der phasenmodulierten Steuerstufen synchronisiert werden können. Die Steuerstufen 3 und 6 sind an die I lochleistungsträgeroszillatoren 4 und 7 über ein geeignetes Netzwerk, welches weiter unten beschrieben werden wird, angeschlossen.

Die T lochleistungsträgeroszillatoren können durch Steuerspanmingen von verhältnismäßig kleiner Leistung in Synchronismus gehalten werden, so daß die phasenmodulierten Spannungen 15 und 15" an der Ausgangsseite der Trägeroszillatoren 4 und 7 mit der Ausgangsleistung dieser Oszillatoren auftreten.

Eine Diplexstufe 10 dient dazu, die Ausgangsspannungen von konstanter Amplitude der beiden 1 loclik'istungsträgeroszillatoren 4 und 7 miteinander zu kombinieren, so daß eine amplitudenmodulierte Ausgangsspannung entsteht. Die Diplexstufe 10 ist vorzugsweise eine Einheit, in welcher die Ausgangsspannungen der Trägeroszillatoren ohne gegenseitige Einwirkung der beiden Oszillator kreise aufeinander vereinigt werden. Die Diplexstufe 10 besitzt zwei unabhängige Ausgangskanäle, wobei auf dem einen Kanal die Summe der Ausgangsspannungen der Hochleistungsoszillatoren auftritt und auf dem anderen Kanal die Differenz dieser beiden Ausgangsspannungen. Der Summenkanal der Diplexstufe ist, wie Fig. 1 zeigt, an ein Antennensystem 1 [ angeschlossen.

Da die Hochleistungsträgeroszillatoren 4 und 7 durch die Ausgangsspannungen der Phasenmodulatoren 2 und 5 synchronisiert werden, kann man die Ausgangsspannungen der Trägeroszillatoren als Vektoren 15 und 15" darstellen, die im unmodulierten Zustand 90⁰ gegeneinander phasenverschoben sind. Bei positiven Spitzenwerten der Modulation werden die Vektoren 15 und 15° in entgegengesetzten Richtungen um den Maximalbetrag gegeneinander verdreht, so daß sie beide auf dieselbe Ordinate fallen und eine Ausgangsspannung bilden, welche gleich der Summe der beiden Trägerausgangsspannungen ist, wie durch den punktierten Vektor 16 dargestellt. Auf dem anderen Kanal der Diplexstufe ist bei dieser Modulationsspannung die Differenzspannung gleich Null. Dies ergibt sich ohne weiteres daraus, daß der Vektor 15 dann gegen den Vektor 15" um i8o° verschoben ist und daher bei maximaler positiver Modulation die gleich großen Vektoren von entgegengesetzter Phasenlage sich aufheben. Bei positiver maximaler Modulation wird also in dem Lastwiderstand 12 keine Leistung verbraucht, und die vom Antennensystem 11 ausgestrahlte Leistung ist gleich der Summe der Ausgangsleistungen beider Hochleistungsoszillatoren. Nachdem in dieser Weise ein vollständiges Modulationssystem allgemein betrachtet worden ist, sollen nun seine verschiedenen Bestandteile im einzelnen besprochen werden. Die nachfolgende Beschreibung der Einzelteile nimmt dabei sowohl auf Fig. ι Bezug als auch auf die Einzeldarstellungen in den anderen Figuren. Zur besseren Erläuterung go der Wirkungsweise der Phasenmodulatoren 2 und 5 und der Art und Weise, wie mit ihrer Hilfe die entgegengesetzt gerichteten modulierten Ausgangsspannungen erhalten werden, ist in Fig. 2 ein Schaltbild dieses Teils der Fig. 1 dargestellt. In Fig. 2 ist der Ausgang des kristallgesteuerten Oszillators 1 über einen Kopplungskondensator 20 an einen ersten auf die Oszillatorfrequenz in Resonanz abgestimmten Kreis 21 angeschlossen. Der Kreis 21 ist mit einem zweiten, ebenfalls in .Resonanz mit der Oszillatorfrequenz befindlichen Kreis angeschlossen. Da sich beide Kreise 21 und 22 in Resonanz mit derselben Frequenz befinden und miteinander gekoppelt sind:, liegen die an ihnen auftretenden Spannungen im Resonanzfall unter 90⁰ zueinander. Die am ersten Kreis 21 auftretende Spannung besitzt also eine Phasenverschiebung von 90⁰ gegenüber der am zweiten Kreis 22 auftretenden Spannung. Die an den Kreisen 21, 22 herrschenden Spannungen sind an die Steuerelektroden zweier Modulationsröhren no 23 und 24 angeschlossen. Ihre Anodenkreise liegen an einer Gleichspannungsquelle 25, und zwar über einen mit einer Mittelanzapfung versehenen Transformator 26, welcher mittels eines Kondensators 27 ebenfalls auf die Trägerfrequenz abgestimmt ist. Das jeweils andere Ende der Kreise 21, 22 liegt über Filternetzwerke 28, 29 und eine Vorspannungsquelle 30 an Erde.

Die Modulationsspannungsquelle 8 steuert über einen Kopplungskondensator 31 eine Elektrodenröhre 32, welche als Phasenumkehrstufe arbeitet. Die röhrenseitigen Klemmen des Anodenlastwiderstandes 33 und des Kathodenwiderstandes 34 dieser Phasenumkehrstufe sind über Kopplungskondensatoren 35, 36 an die Verbindungspunkte der Kreise 21. 22 und der Filter 28, 29 angeschlossen. Der

Phasenmodulator 5 ist im wesentlichen indentisch mit dem Phasenmodulator 2 aufgebaut, wobei dieselben Bezugszeichen für einander entsprechende Bestandteile benutzt sind. Die Modul ationsspannung der Phasenumkehrstufe 32 ist an die Filter 28, 29 des Modulators 5 über die Kondensatoren 37 und 38 angeschlossen. ·

Die Wirkungsweise des Modulators 2 während einer Modulationsperiode soll nun an Hand des Vektordiagramms nach Fig. 3 erläutert werden. Die an den abgestimmten Kreisen 21, 22 auftretenden Spannungen sind durch die Vektoren 39, 40 dargestellt, die im Ausgang dieses Modulators sich zu einer resultierenden Spannung 41 zusammensetzen.

Solange keine Modulationsspannung vorhanden ist, liegt die Spannung 41 unter 45⁰ zu den Spannungen 39 und 40. Wenn die Modulationsspannung positiv ist, wenn also am Filter 28 eine positive und am Filter 29 eine negative Spannung auftritt, nimmt

die Spannung 39 auf einen Wert zu, der durch den Vektor 39" angegeben ist, und die Spannung 40 gleichzeitig auf den Vektor 40⁰ ab. Die resultierende Ausgangsspannung des Modulators dreht sich also in der Phase um einen Betrag Δ Θ_ν so daß sie in die Lage kommt, die durch den Vektor 41" dargestellt ist. Ist jedoch die Modulationsspannung negativ, so daß am Filter 28 eine negative und am Filter 29 eine positive Spannung auftritt, so wird umgekehrt die resultierende Spannung 41 im umgekehrten Sinn um einen Betrag A Θ₂ in die Lage des Vektors 41* gedreht.

In Fig. 4 ist das Vektordiagramm der Spannungen am Phasenmodulator 5 veranschaulicht. Die Bezugszeichen in Fig. 4 sind dieselben wie die in Fig. 3 unter entsprechenden Voraussetzungen benutzten Bezugszeichen. Es ist also zu erkennen, daß der Vektor 40 um i8o° gegenüber der in Fig. 3 auftretenden Phasenlage verdreht ist. Dies läßt sich Ijequem dadurch erreichen, daß die Anschlußleitung an den Kreis 22 im Modulator 5 gegenüber den Anschlußleitungen für den Kreis 22 im Modulator 2 vertauscht werden, so daß die Spannungen, welche am Kreis 22 im Modulator 5 auftreten, die umgekehrte Phasenlage besitzen. Diese Phasenumkehrung kann jedoch auch mittels anderer geeigneter Phasenumkehrschaltungen erreicht werden. Wenn die Spannung 40 die umgekehrte Phasenlage hat, wie in dem vorher besprochenen Fall der Fig. 3, liegt die resultierende Spannung 41 im zweiten Quadranten; solange keine Modulationsspannung vorhanden ist, besteht also wieder ein Phasenwinkel von 45⁰ zwischen der resultierenden Spannung 41 und den Komponentenspannungen 39 und 40. Bei einer positiven Modulationsspannung dreht sich die resultierende Spannung 41 im umgekehrten Sinn wie in Fig. 3, wie es sich aus einem Vergleich der Vektoren dieser beiden Figuren ergibt.

Es liegt auf der Hand, daß an Stelle der speziellen für die Modulatoren 2 und 5 dargestellten Schaltung auch andere Phasenmodulatorschaltungen mit demselben Ergebnis verwendet werden können. Es ist lediglich darauf zu achten, daß die resultierenden Ausgangsspannungen sich beim Auftreten einer Modulationsspannung im entgegengesetzten Sinne verdrehen und daß die Phase der einen Komponente g₅ der resultierenden Ausgangsspannung des einen Phasenmodulators die umgekehrte sein muß wie die Phase der anderen Ausgangsspannung, so daß ein Phasenwinkel von 90⁰ zwischen den beiden Ausgangsspannungen wie in Fig. 3 und 4 zwischen den beiden Ausgangsspannumgen 41 zustande kommt.

In Fig. 5 ist die Hochleistungsstufe des Modulationssystems zusammen mit den zugehörigen Steuerstufen 3 und 6 dargestellt. Die Ausgangsspannung des Modulators 2 in dieser Fig. 5 wird der Primärwicklung eines Eingangstransformators 90 innerhalb der Steuerstufe 3 zugeführt. Die at>gestimnite Sekundärwicklung dieses Transformators ist an die Kathode der Steuerröhre 91 angeschlossen, deren Gitter über ein Zeitkonstantennetzwerk 42 an e₀ Erde liegt. Die Anode der Steuerröhre9i liegt an einer Gleichspannungsquelle 43, und zwar über einen abgestimmten Anodenkreis 44. Der Gleichspannungsquelle 43 ist noch ein Kondensator 45 parallel geschaltet. Die Steuerstufe 3 kann dabei anstatt dernier s₅ dargestellten, mit einem geerdeten Gitter versehenen üblichen Form auch durch eine andere geeignete Tiefpaßverstärkerstufe ersetzt werden. Der Ausgang der Steuersrufe 3 führt über einen Kopplungskondensator 46. go

Der Hochleistungsträgeroszillator 4 ist als Magnetronoszillator dargestellt, dessen Anode mit 49 und dessen zentral gelegene Kathode mit 50 bezeichnet ist. Die Betriebsspannung für das Magnetron wird durch eine Batterie 51 zwischen seiner Kathode und Anode geliefert. Ein in der Zeichnung nicht mit dargestellter Magnet dient zur Herstellung des erforderlichen axialen magnetischen Flusses. In dem einen Hohlraum des Magnetrons ist eine über eine Koaxialleitung 53 gespeiste Ankopplungs schleife 52 angebracht. An diese Leitung 53 ist eine Stichleitung an irgendeinem geeigneten Punkt ihrer Länge angeschlossen. Die Stichleitung besteht selbst aus einer Koaxialleitung 54, weist eine Länge von einer Viertelwellenlänge auf und endet in einer Kurzschlußscheibe 55. Die Viertelwellenlängenleitung 54 ist in der Nähe ihres Kurzschlußpunktes angezapft. An diesem Anzapfpunkt mündet eine weitere Koaxialleitung 56, vom Kopplungskondensator 46 her. Die Steuerstufe 3 führt also über die u₀ Koaxialleitungen bzw. die Abschnitte von Koaxialleitungen 56, 54 und 53 den Resonanzhohlräumen des Magnetronoszillators Energie zu.

Zum Verständnis der Art und Weise, in welcher der Hochleistungsoszillator synchronisiert wird und der Art und Weise, in der ein Hochleistungsoszillator im Synchronismus mit der Steuerstufe gehalten wird, sei zunächst der Fall betrachtet, in welchem die Steuerspannung eine frequenzmodulierte Trägerwelle mit der Mittelfrequenz F_c und eine Frequenzabweichung von dieser Mittelfrequenz, d. h. einen Frequenzhub von F_ä besitzt. Ein derartiges System ist für die Tonübertragung in einem Fernsehsender anwendbar, in welchem eine frequenzmodulierte Trägerausgangsspannung von hoher Leistung erforderlich ist. In einem solchen System sind jedodh

keine phasenmodulierten Steuerketten nach Fig. ι erforderlich, da keine Amplitudenmodulation notwendig ist. Jedoch können die Vorteile der Schaltung nach Fig·, ι, d. h. die Vorteile einer Hochleistungsschaltung im Sinne der Fig. ι in einer derartigen frequenzniodulierten Schaltung durch Benutzung eines einzigen Hochleistungsoszillators und durch Synchronisierung dessell>en mit einer frequenzmodulierten Steuerstufe von verhältnismäßig geringer Leistung, ebenfalls gewahrt werden.

Die minimale Steuerspannung, welche zur Aufrechterhaltung des Synchronismus zwischen der Steuerstufe 3 und dem Hochleistungsoszillator 4 erforderlich ist, kann aus der allgemeinen Beziehung entnommen werden, welche in Verbindung mit der Benutzung synchronisierter Oszillatoren in Frequenzmodulationsempfungern entwickelt wurde. Sie lautet

E₁ ::

(I)

Darin l>edeutet E₁ die Steuerspannung, E., die Spannung des synchronisierten Oszillators an demjenigen Punkt, in welchem E₁ gernessen wird, F_d den Frequenzhub, F_c die Trägerfrequenz, Q den sog. Q-Wert (reziproke Dämpfung) des Oszillators.

Wenn man eine Mittelfrequenz von 628 MHz annimmt, einen Frequenzhub von 25 kHz und einen Q-Wert von 1000, d. h. Größen, die für einen Tonül >ertragungskanal eines Fernsehsenders mit einem Frequenzband von 470 bis 890 MHz etwa zutreffen, erhält man durch Einsetzen in Gleichung (1) die folgende Größe für das Verhältnis von Steuerspannung zu Oszillatorspannung

E₁ ^ 25 . 10«
£, " 628 · 10·'

•2·1000;

man erhält also

E₀

> 0,08.

Wenn man nun das Verhältnis der Steuerleistung zur Leistung des Oszillators betrachtet und annimmt, daß die Steuerspannung und die Oszillatorspannung an der Impedanz Z eines Oszillators auftreten, ergibt sich aus (lern Ohmschen Gesetz

Ef

P, Z E'¹ P₂ > Ei > E* · ⁽²⁾

~Z

wobei P₁ die Steuerleistung, P₂ die Ausgangsleistung des Oszillators ist.

Das Verhältnis von Steuerleistung zur Oszillatorleistung wird also nach den oben angegebenen Zahlenwerten

¹ > 0,0064.

Aus dem Zahlenbeispiel der Gleichung (2) ergibt sich, daß nur eine außerordentlich kleine Steuerleistung zur Aufrechterhaltung des Synchronismus des Hochleistungsoszillators 4 erforderlich ist. In dem mitgeteilten Beispiel für die Tonübertragung eines Fernsehempfängers errechnet sich, daß ein 100-kW-Magnetronoszillator durch eine Steuerstufe mit nur 0,64 kW betrieben werden kann.

Die obige Rechnung bezieht sich auf den Fall eines Systems, in welchem die Steuerspannung aus einer frequenzmodulierten Trägerwelle besteht. Dies ist also der Fall, wenn die Ausgangsspannung winkelmoduliert sein muß. Wenn jedoch eine amplitudenmodulierte Ausgangsspannung verlangt wird, wie es z. B. in einem Fernsehbildsender der Fall ist, kann das ganze Phasenmodulationssystem nach Fig. 1 benutzt werden. Um die Gleichung (1) eimern Phasenmodulationssystem, wie es in Fig. 1 dargestellt ist, anzupassen, muß das äquivalente Verhältnis von F_d zu F_c für Phasenmodulation gebildet werden. Das Verhältnis zwischen der Phasenverschiebung Mp (in Radians gemessen) eines Phasenmodulationssystems und die äquivalente FrequenzabweichungF_d eines Frequenzmodulationssystems bestimmt sich aus der Gleichung

F_d = M_p. F_n (3)

in welcher F_a die Modulationsfrequenz und M_p die Phasenverschiebung in Radians bedeutet.

Wenn man die Gleichung (3) in die Gleichung (1) einsetzt, erhält man

M_v F_n 2{

(4)

Man kann die Gleichung (4) auf ein Phasenmodulationssystem nach Fig. 1 anwenden, in welchem die maximale Phasenverschiebung M_p die

Größe ' Radians hat. Wenn man eine maximale

Modulationsfrequenz von 4 MHz annimmt, welche die obere Grenzfrequenz eines üblichen Fernsehbildsignal« darstellt, ist eine Mittelfrequenz von 628 MHz wieder der geeignete Wert für den Bildübertragungskanal eines Fernsehsenders, der im Ultrahochfrequenzband arbeitet, und ein Oszillator-Q-Wert von 20 für den Magnetronoszillator ist derjenige Wert, den man durch Einsetzen in dlie Gleichung (4) als das Verhältnis der Steuerspannung zur Oszillatorspannumg erhält.

E₁ E₉

• 4 · ΙΟ⁶ · 2 · 20

628-10«

Es ergibt sich somit

Durch Einsetzen in die Gleichung (2) erhält man für das Verhältnis von Steuerleistung zu Oszillatorleistung

D¹ > 0,04.

Es liegt somit auf der Hand, daß bei dem oben angegebenen Zahlenbeispiel für einen Fernsehbildsender ein Magnetron von 100 kW mit einer Steuer-

stufe von 4 kW l>etrieben werden kann, so daß also ein Leistungstransformationsverhältnis von 25 : 1 zwischen der Steuerstufe und der Ausgangsstufe erzielt wird.

Aus der Betrachtung der Gleichung (4) ergibt sich, daß viele Anwendungen möglich sind, in welchen ein amplitudenmoduliertes Signal erhalten werden muß und ein verhältnismäßig enges Frequenzband als Modulationsspannungsquelle zur Verfügung steht. In diesen Fällen würde der Q-Wert eines Hochleistungsoszillators, z.B. des Magnetronoszillators nach Fig. 5, ausreichend sein, um eine Frequenzverschiebung über das verhältnismäßig schmale Frequenzband hinweg zu erlauben, welches von der Modulationsfrequenz eingenommen wird. Jedoch ist unter Annahme der Zahlenwerte, die zur Veranschaulichung der Anwendung von Gleichung (4) mitgeteilt wurden, ein Oszillator mit verhältnismäßig niedrigem Q-Wert angenommen worden, mit Rücksicht auf die Synchronisierung des Hochleistungsoszillators innerhalb des verhältnismäßig breiten Frequenzbandes von 4 MHz, welches bei der Modulation mit einem Fernsehbildsignal vorliegt. Im letzteren Fall kann auch ein Hochleistungsoszillator anderer Art mit verhältnismäßig niedrigem Q-Wert verwendet werden. Bei Verwendung eines Magnetrons als Hochleistungsoszillator kann der Q-Wert bequem durch Benutzung von Resonanzhohlräumen geringfügig abweichender Dimensionen beeinflußt werden, so daß jeder Hohlraum mit einer etwas anderen Frequenz innerhalb des ganzen benötigten Frequenzbandes arbeitet. Hierdurch wird dann die Wirkung eines Bandfilters statt der Wirkung eines einzigen Resonanzkreises erreicht. Jedoch ist es klar, daß man auch andere Verfahren zur Beeinflussung des Q-Wertes des Magnetronoszillators verwenden kann. Somit ergibt sich, daß die eben erwähnte Anordnung nur eine von vielen Möglichkeiten darstellt und daß sie lediglich zur Veranschaulichung der Anwendbarkeit eines Magnetronoszillators auf einen Fall, in welchen ein breites Frequenzband benötigt wird, l>esprochen ist. Es wird außerdem verständlich sein, daß dieselben Überlegungen, welche oben in Verbindung mit der Steuerstufe 3 und dem Hochleistungsoszillator 4 mitgeteilt wurden, sich aucih auf die Steuerstufe 6 und den Hochleistungsoszillator 7 anwenden lassen. In Fig. 5 sind die Schaltelemente der Steuerstufe 6 und des Hochleistungsoszillators 7 mit denselben Bezugszeichen versehen, wie die entsprechenden Schaltelemente in der Steuerstufe 3 und dem Oszillator 4, so daß sich eine ins einzelne gehende Beschreibung erübrigt.

Nach der Erläuterung der Zusammenhänge zwischen den Steuerstufen 3, 6 und den Hoc'hleistungsoszillatoren 4, 7 soll jetzt die Diplexstufe ίο betrachtet werden, in welcher die Ausgangsspannungen der Hochleistungsoszillatoren 4, 7 miteinander kombiniert werden. Die Diplexstufe 10 kann in irgendeiner l>ekannten Weise aufgebaut sein und ist als eine Schaltung mit konzentrierten Schaltelementen dargestellt. Kurz gesagt umfaßt die Diplexstufe einen ersten Eingangstransformator ! mit der Primärwicklung 60 und der Sekundär- ! wicklung 61, der mit einer Mittelanzapfung versehen ist.

Der Ausgangsoszillator 4 ist über eine koaxiale Leitung 53 an die Primärwicklung 60 angeschlossen, so daß an der Sekundärwicklung 61 die Ausgangsspannung des Oszillators 4 entsteht. Ferner ist in der Diplexstufe ein zweiter Eingangstransformator mit der Primärwicklung 62 und der Sekundärwicklung 63 vorhanden. Die beiden Sekundärwicklungen 61 und 63 sind mittels der Kondensatoren 64 und 65 auf die Trägerfrequenz abgestimmt. Die Sekundärwicklung 63 liegt zwischen der Mittelanzapfung der Wicklung 61 und Erde. Zwischen das eine Ende der Wicklung 61 und Erde ist ein Belastungswiderstand 66 und zwischen das andere Ende der Wicklung 61 und Erde ein zweiter Belastungswiderstand 67 eingeschaltet.

Diese Diplexstufe arbeitet in der Weise, daß der Hochleistungsoszillator 4 in der Sekundärwicklung 61 eine Spannung von einer durch die ausgezogen gezeichneten Pfeile angedeuteten Polarität erzeugt. Die in 61 induzierte Spannung ruft einen Stromfluß in der Richtung dieser Pfeile durch die Belastungskreise 66, 67 hervor. Die Ausgangsspannung des Hochleistungsoszillators 7 erzeugt in der Sekundärwicklung 63 eine Spannung in der Richtung des punktiert gezeichneten Pfeiles, so daß infolge dieser Spannung in den Belastungswiderständen 66, 67 ein Stromfluß in der durch die punktiert gezeichneten Pfeile angegebenen Richtung zustande kommt. Man sieht also, daß die Spannungen der beiden Oszillatoren 4 und 7 sich in dem Widerstand 66 addieren, so daß also dort eine Summation der Oszillatorspannungen stattfindet, daß.al>er in dem Widerstand 67 eine Subtraktion der Oszillatorspannungen zustande kommt. Da die Oszillatoreingänge in einer symmetrischen Brückenschaltung angeordnet sind, fließt kein Strom von einem Oszillator durch den anderen Oszillator hindurch und die beiden Hochleistungsosziillatoren wirken also nicht aufeinander ein.

Man könnte zwar sowohl den Belastungskreis 66 als auch den Belastungskreis 67, die l>eide Ohmsche Belastungen sind, oder auch alle beidenKreise durch den Strahlungswiderstand einer Antenne ersetzen. In der Schaltung ist jedoch eine Nutzbelastung nur no an Stelle dies Ohmscheu Belastungskreises 66 eingezeichnet, während der Kreis 67 eine Antennennachbildung darstellt, deren aufgenommene Leistung nicht ausgestrahlt, sondern in Wärme umgesetzt wird. Eine derartige Anordnung ist für einen Fernsehbildsender erforderlich, der unter den augenblicklich gültigen Normen arbeitet, l>ei denen die Spitzenleistung bei positiven Maximalwerten der Modulationsspannung entwickelt werden muß. Die dem Lastkreis 66 zugeführte Leistung wird durch zwei Seitenbandfüter, die durch ein Rechteck 68 dargestellt sind, auf ein Antennensystem 72 ül>ertragen. Die Seitenbandifilter 68 dienen dazu, die durch die Normen für Fernsehbilder vorgeschriebene Bandbreite bzw. Bandbreitenverteilung zu erhalten. Die übliche Kennlinie dieser Seitenbandverteilung ist

(lurch die Kurve 69 angegeben, aus der ersichtlich ist, daß die untere Seitenbandflanke etwas unterhalb der Trägerfrequenz F_c, die zur Übertragung des oberen Seitenbandes dient, liegt und nur ein Teil des unteren Seitenbandes übertragen wird. Die komplementäre Kennlinie des anderen Seitenbandfilters ist durch die Kurve 70 dargestellt, aus der hervorgeht, daß die Kennlinie so 1>eschaffen ist, daß sie den in der Kurve 69 unterdrückten Teil des unteren Seitenbandes überträgt. Die Ausgangsseite des komplementären Seitenbandfilters ist an einen Seitenbandunterdrücker 71 angeschlossen, der eine beliebige Form eines Belastungswiderstandes annehmen kann, in dem der unerwünschte Teil des unteren Seitenbandes in Form von Wärme vernichtet wird.

Wie ol>eu festgestellt, ist die Diplexstufe mit zwei Belastungskreisen 66, 67 versehen, wobei der Belastung 66 die Summe der beiden Oszillatorausgangsspannungen und der Belastung 67 die Differenz dieser Spannungen zugeführt wkd. In Fig. 6 sind die Belastungsverhältnisse des Lastkreises 66 während der Modulationsperiode vektoriell dargestellt. In dieser Figur ist der Vektor A die Ausgangsspannung des Hochleistungsoszillators 4 und der Vektor B die Ausgangsspannung des Hochleistungsoszillators 7, wobei beide Vektoren i,n ihrer unmodulierten Lage gezeichnet sind. Bei positiver Modulation dreht sich der Vektor A entgegengesetzt dem Uhrzeigersinn, während der Vektor B sich im Uhrzeigersinn dreht. Bei positiver Modulation von 100% liegen beide Vektoren auf der F-Achse und addieren sich algebraisch zu einem Summenwert, der gleich dem doppelten eines einzigen Vektors ist. Der Summenwert ist durch den Vektor C in der positiven F-Achse von "Fig. 6 dargestellt. Im unmodulierten Zustand ist die Vektorsumme gleich dem i,41 fachen eines einzigen Vektors, d. h. gleich dem Vektor D auf der F-Achse. Bei negativer Modulation von ioo°/o liegen die beiden Vektoren A 4" und B auf der X-Achse und geben insgesamt eine Ausgangsspannung von Null im Punkte E. Wie an Hand der Fig. 1 genauer auseinandergesetzt wurde, liegen die Vektoren A und B unter 45⁰ im ersten und zweiten Quadranten in ihren unmodulierten Lagen. Dies ist deshalb der Fall, weil die Oszillatorausgangsspannung mit der Ausgangsspannung der Phasenmodulatoren im Synchronismus gehalten wird, so daß etwaige Änderungen der Modulatorausgangsspannungen auf der Hochleistungsseite in der Oszillatorausgangsspannung verdoppelt werden. An Hand der Fig. 7 sollen nun die Verhältnisse am Lastkreis 67, der mit der Differenz der Oszillatorspannungen gespeist wird, besprochen werden. Dort sind die Oszillatorausgangsspannungen und ihre Verschiebungen während einer Modulationsperiode wieder vektoriell dargestellt. Wie aus der Erläuterung der Diplexstufe hervorgeht, ist die Ausgangsspannung des Oszillators 4 an l>eiden Belastungs- ! kreisen mit dersellxni Polarität vorhanden, so daß der Vektor A der Fig. 7 dieselbe Lage aufweist, wie i in Fig. 6. Jedoch subtrahiert sich am Belastungs- j kreis 67 die Spannung des Oszillators 7 von der des Oszillators 4, so daß der Vektor B nunmehr in den \ vierten Quadranten fällt, anstatt in den zweiten Quadranten, wie in Fig. 6. Auch in Fig. 7 sind die Vektoren A und B in ihrer unmodulierten Lage eingezeichnet. Bei positiver Modulation dreht sich der Vektor A wieder entgegen dem Uhrzeigersinne, der Vektor B aber im Uhrzeigersinne. Bei maximaler positiver Modulation fallen beide Vektoren auf die F-Achse, haben dabei aber entgegengesetzte Richtung, so daß ihre algebraische Summe Null ist, d. h. die Spitze des Summenvektors im Punkte C liegt. Bei der Modulation Null setzen sich die Vektoren A und B zu einer Resultierenden von der 1,41 fachen Länge eines einzigen Vektors zusammen, wobei die Resultierende auf die X-Achse fällt, wie durch den Vektor D eingezeichnet. Bei negativer maximaler Modulation fallen beide Vektoren auf die X-Achse und ergeben eine Resultierende von der 2fachen Größe eines einzelnen Vektors, wie durch Vektor E angedeutet.

Der Vergleich der Fig. 6 und 7 ergibt, daß die gesamte Ausgangsleistung der Diplexstufe konstant ist und die Leistung lediglich während einer Modulationsperiode von einem Lastkreis der Diplexstufe zum anderen verschoben wird. Es i'St außerdem aus Fig. 6 zu erkennen,-daß die Ausgangsleistung des Kreises 66, welche dem Antennensystem zugeführt wird, keine Phasenmodulation mehr enthält. Dies bedeutet, daß die Summe der Vektoren A und B stets mit der F-Achse zusammenfällt und i>n ihrer Amplitude von Null bis auf den doppelten Wert eines einzelnen Vektors während der Modulationsperiode schwankt. Dasselbe gilt auch für die Aus- gangsspannung des Kreises 67 der Diplexstufe, der in Fig. 7 dargestellt ist, wobei jedoch diese Ausgangsspannung um 90⁰ gegenüber der Ausgangsspannung in Fig. 6 verschoben ist. Man erhält daher aus zwei phasenmodulierten Hochleistungsquellen, die beide mit konstanter Amplitude arbeiten, eine amplitudenmodulierte Trägerwelle mit einer Spitzenausgangsleistung, welche gleich der Summe der Ausgangsleistungen der beiden Quellen ist. Es 1 sei betont, daß bei. maximaler positiver Modulation praktisch keine Leistung in dem Lastkreis 67 vernichtet wird, sondern die gesamte Ausgangsleistung l>eider Hochleistungsoszillatoren dem Antennensystem zufließt.

Da das amplitudenmodulierte Signal durch Benutzung von Komponenten, die rotierende Vektoren sind, gewonnen wird und die Komponente dem Sinus oder Cosinus der rotierenden Vektoren entspricht, ist zu erwarten, daß die Modulationskennlinie des Systems eine Sinusfunktion sein wird. Diese Modulationskennlinie ist in Fig. 8 dargestellt, in welcher die Modulationskurve 75 den Teil einer Sinuskurve zwischen ο und 90⁰ bildet. Die dem Modulationssystem zugeführte Spannung ist auf der Abszissenachse dargestellt (senkrechte Achse in iao Fig. 8) und die Ausgangsspannung der Diplexstufe längs der Ordinatenachse. Man sieht ohne weiteres, daß die Modulationskurve 75 bis zu praktisch 75 °/o des maximalen Ausgangswertes linear verlauft, zwischen 75 und 100% jedoch erheblich von der **5 Linearität abweicht.

Wenn die beschriebene Schaltung für eine Fernsehbildübertragung verwendet werden soll, bei der eine amplitudenmodulierte Trägerwelle hoher Leistung erforderlich ist, kann der nichtlineare Teil der Modulationskurve für die Übertragung der Synchronisiersignale benutzt werden, welche keine Gradation besitzen, so daß die Xichtlinearität in diesem Gebiet also vollkommen unschädlich ist. In Fig. 8 ist ein typisches Fernsehbildsignal als

ίο Modulationsspannung dargestellt mit den Bildhelligkeitsspannungen 76 und dem Synchronisiersignal 77. Man sieht, daß die Synchronisiersignale in der Eingangsspannung unverhältnismäßig groß dargestellt sind, was notwendigerweise deshalb gescherten muß, um auf der Ausgangsseite die genormte Synchronimpulsamplitude von 25% des gesamten Amplitudenbereichs zu erreichen.

Es liegt auf der Hand, daß die erforderliche Vorvergrößerung der Synchronimpulse durch die sinusförmige Gestalt der Modulationskurve vorgeschrieben wird. Wenn die Modulationsspannung vom positiven bis zum negativen Maximalwert mit 1,0 bezeichnet wird, müssen die Synchronimpulse 46% dieses Bereiches aussteuern, um Synchronimpulse von 25% im Ausgang zu erhalten. Dies ergibt sich ohne weiteres daraus, daß der arcus sinus von 0,75 gleich 48,6° ist, d. h. daß noch 41,4° bis zu 90⁰ fehlen und daß deshalb 41,4 : 90 den Wert 0,46 ergibt, d. h. den für die prozentuale Größe der Synchronimpulse einzuhaltenden Wert. Wenn eine geringe Abweichung im tiefen Schwarz des Bildsignals vorhanden ist, können die den schwarzen Bildteilen entsprechenden Bildsignale auch ein wenig gestreckt werden, um diese Abweichung zu korrigieren. Wie man sieht, kann die Amplitudenüberhöhung der Synchronimpulse leicht in demjenigen Generator hergestellt werden, der die Synchronimpulse zu liefern hat, wie es sich für den Sachverständigen ohne weiteres ergibt. Das zusammengesetzte Signal auf der Ausgangsseite des Modulationssystems hat den Verlauf der Kurve 78 und weist das richtige Größenverhältnis zwischen den Synchronimpulsen und dem Bildhelligkeitssignal auf.

Obwohl das Modulationssystem in Verbindung mit einem Fernsehbildsender mit Amplitudenmodulation einer Hochleistungsträgerwelle beschrieben ist, so dürfte doch klar sein, daß man dasselbe Modulationssystem auch in Fällen, in denen eine sinusförmige Modulation erforderlich ist, verwenden kann, z. B. für Sprachmodulation. In einem derartigen Fall wird eine geeignete Vorspannung fester Größe den Phasenmodulatoren zugeführt, so daß die Vektoren A und B in Fig. 6 in ihren unmodulierten Lagen um so viel gegeneinander verdreht sind, daß ihre Resultierende längs der Y-Achse gleich der Größe eines einzigen Vektors A oder B wird. Den Phasenmodulatoren wird dann eine vorverzerrte Modulation zugeführt, so daß die Ausgangsspannung symmetrisch moduliert ist. Die für das Modulationssignal erforderliche Vorverzerrung muß so groß sein, daß ein Verhältnis 2 : 1 zwischen den positiven und den negativen Maximalwerten der Modulationsspannung erreicht wird. Derartige vorverzerrte Modulationssignale lassen sich bequem dadurch herstellen, daß man Verstärkerröhren weit entfernt von dem Anfangspunkt (Ursprungspunkt) ihrer Kennlinie betreibt, z. B. Niederfrequenzverstärker, und daß man die statische Vorspannung und die Aussteuerung durch die Hörsignale im Sinne der Erfüllung der obengenannten Erfordernisse wählt. Man kann auch eine gewisse im ganzen Bereich wirkende Gegenkopplung in dem Verstärker eines derartigen vorverzerrten Modulationssystems verwenden, um kleinere Unregelmäßigkeiten in der Gesamtkennlinie zu korrigieren.

Aus dem Vorstehenden ergibt sich, daß gemäß der Erfindung ein amplitudenmodulierter Träger von hoher Leistung unmittelbar mit Kristallsteuerung der Trägerfrequenz arbeiten kann. Bei einem derartigen System können Ultrahodifrequenzoszillatoren von hoher Leistung, z. B. Magnetronoszillatoren u. dgl., die man früher für Amplitudenmodulationsbetrieb als unbrauchbar betrachtet hat, mit konstanter Amplitude in einer Modulationsschaltung betrieben werden, die eine amplitudenmodulierte Ausgangsspannung liefert, wobei die Spitzenleistung der amplitudenmodulierten Ausgangsspannung gleich der Summe der Ausgangsleistung der beiden einzelnen Oszillatoren ist. Gemäß der Erfindung kann auch eine winkelmodulierte Trägerspannung von höher Leistung mit einer nur in sehr geringem Grade winkelmodulierten Steuerstufe hergestellt werden, wenn man einen freisdhwingenden Hochleistungsträgerwellenoszillator benutzt und ihn mit der Steuerstufe synchronisiert, so daß die Winkelmodulation der nur eine geringe Leistung aufweisenden Steuerstufe auf der Hochleistungsseite im Ausgang des Trägerwellenoszillators reproduziert wird.

Claims (5)

PATENTANSPRÜCHE:

1. Modulationsgerät zur Erzeugung von Wiinkelmodulierten Schwingungen, gekennzeichnet durch einen Oszillator geringer Leistung, einen Modulator zur Winkelmodulation der Schwingungen dieses Oszillators entsprechend einem gegebenen Signal, einen Hochleistungsoszillator sowie durch Einrichtungen zur Syn- chronisierung der Schwingungen des Hochleistungsoszillators mit den winkelmodulierten Schwingungen geringer Leistung.

2. Modulationsgerät zur Erzeugung von amplitudenmodulierten Schwingungen unter Verwendung eines Modulationsgerätes nach Anspruch i, gekennzeichnet durch einen zweiten, ■ gleichartigen Modulator, der die Schwingungen eines Oszillators geringer Leistung entsprechend dem gegebenen Modulationssignal im umgekehrten Sinne als demjenigen des ersten Modulators winkelmoduliert, einen zweiten, unabhängigen Hochleistungsoszillator, Einrichtungen zur Synchronisierung der Schwingungen des zweiten Hochleistungsoszillators mit dten winkelmodulierten Schwingungen geringer

Leistung und durch Einrichtungen zur Kombination der winkelmodulierten Ausgänge der beiden Hochleistungsoszillatoren.

3. Modulationsgerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Hoehleistungsoszillator ein Magnetron ist.

4. Modulationsgerät nach Ansprudhi 2 oder 3, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Bildung von zwei Ausgangsgrößen, welche die Summe bzw. die Differenz der winkelmodulierten Ausgangsgrößen der beiden Hochleistungsoszillatoren darstellen.

5. Modulationegerät nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch zwei Belastungsimpedanzen zur Aufnahme der gebildeten Summen- bzw. Differenzausgangsgröße.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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