FR2479603A1

FR2479603A1 - Dispositif pour l'amplification d'un signal d'onde porteuse module

Info

Publication number: FR2479603A1
Application number: FR8106531A
Authority: FR
Inventors: Frank De Jager
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1980-04-01
Filing date: 1981-04-01
Publication date: 1981-10-02
Also published as: JPS56152335A; FR2479603B1; GB2073516A; US4420723A; DE3111729A1; JPS6331131B2; NL8001903A; DE3111729C2; GB2073516B

Abstract

L'INVENTION A TRAIT A UN DISPOSITIF SERVANT A AMPLIFIER UN SIGNAL D'ONDE PORTEUSE MODULE DONT LES VARIATIONS D'AMPLITUDE SONT INFERIEURES A L'AMPLITUDE DE L'ONDE PORTEUSE NON MODULEE. DE TELS SIGNAUX SE PRETENT MOINS BIEN A UNE TRANSMISSION PAR DES LIAISONS RADIO PARCE QUE L'UTILISATION EXIGEE DE COMPOSANTS NON LINEAIRES, PAR EXEMPLE D'AMPLIFICATEURS DE LA CLASSEC, ENTRAINE UN ELARGISSEMENT INDESIRABLE DU SPECTRE EMIS. SUIVANT L'INVENTION ON UTILISE DANS L'ETAGE FINAL, DEUX OSCILLATEURS 16, 17 DONT LA PHASE SOUHAITEE EST REGLEE DANS UNE BOUCLE 16, 20, 21 ET 17, 24, 25 CETTE PHASE, PAR COMBINAISON DES SIGNAUX PROVENANT DE CES OSCILLATEURS V ET V FOURNISSANT UN SIGNAL RESULTANT QUI EST UNE REPLIQUE DU SIGNAL D'ENTREE V PRESENTANT DES VARIATIONS D'AMPLITUDE. ETANT DONNE QUE LES OSCILLATEURS FOURNISSENT DES SIGNAUX D'UNE AMPLITUDE CONSTANTE, CES SIGNAUX PEUVENT SANS INCONVENIENT ETRE AMPLIFIES PAR DES AMPLIFICATEURS DE LA CLASSEC.

Description

"Dispositif pour l'amplification d'un signal d'onde por-

teuse modulé" A. Arrière plan de l'invention

va présente invention concerne un dispositif pour l'am-

plification d'un signal d'onde porteuse modulé dont les va-

riations d'amplitude sont plus faibles que l'amplitude de

l'onde porteuse non modulée.

Pendant les quinze dernières années, de nombreux pro-

cédés de modulation ont été mis au point et mis en pratique, en vue d'assurer une transmission de données efficace sur des lignes téléphoniques. Dans presque tous les cas, ces procédés ont fourni un signal d'onde porteuse modulé qui présente des variations d'amplitude et ils font appel à des

amplificateurs et des modulateurs linéaires.

Ces procédés de modulation se prêtent cependant moins bien à la transmission de données par des liaisons radio

parce que, dans des systèmes de communication radio, un ren-

dement élevé en puissance exige l'utilisation de composants présentant une fonction de transfert d'amplitude non linéaire

et que le spectre à la sortie d'un tel composant, par exem-

ple un amplificateur de la classe C, sera plus large que ce-

lui présent à l'entrée si Le signal à l'entrée présente des variations d'amplitude. Dans des systèmes de communication

radio, on utilise donc de préférence des procédés de modula-

tion qui donnent un signal d'onde porteuse modulé d'ampli-

tude enveloppante) à peu près constante ce qui revient à

utiliser une modulation angulaire. Voir, par exemple, la ré-

férence D (1).

B. Résumé de l'invention.

L'invention a pour but de procurer, dans un dispositif

du type mentionné dans le préambule, un nouveau type d'am-

plification au moyen duquel un signal d'onde porteuse modulé qui accuse des variations d'amplitude est amplifié tandis

que le dispositif permet l'utilisation de composants à fonc-

tion de transfert d'amplitude non linéaire, comme des ampli-

ficateurs de la classe C, sans que le spectre à sa sortie

soit notablement plus large que celui à son entrée.

-2479603

I.e dispositif pour l'aupgifLaton d'un sigal donde porteuse modulé confrme à linvention est caractérisé en ce qu'il comporte un premier et un secord oscilateur réglés pours diacun d'une entrée de régage et d'une

sortie, un circuit de coande et un circuit de sortie, les oscillateur so con-

nectés par l'entrée de réglage au cikrt de commane et oecllent A me apli-

illde à peu près constante et à une fréquence qui cmep a peu près la filéence de l'lode porteuse, la sortie de chaacn des oscillateur est cAouplée

au circuit de commande pour produire des signaux de réglage de phase A par-

tir de la compnaisn du signal d'tcde porteuse modulé et du signal d'oscilla-

teur et le circuiet de sortie est connecté aux sorties des oscillateurs pour as-

urer la composition vectorielle d'un signal de sorite.

Le dispositif pour l'amplication d'un signal d'ode porteuse mod con-

forme A lwur/on peut en outre 1tre caractérisé en ce que le circuit de com-

onde conporte un premier et un deuxième dispositif conmrateur de phase pourvus daamcun d'une premiAre et d'ne deuxième entrées ains que d'une sortie et, en outre, un premier et un deuxdme flltres passe-bas, la sortie du premier oscillateur est connectée à la deuxième entrée du premier dispositif omparat de phase et la sortie du premier dispositif coarteur de lhase est

cecte par le premier filtre passe-bas à 1' entrée de rége du premier ocil-

lateur, la sortie dt deuxième oscilateur est connectée A la deuxième entrée du deuxième dispositif comparateur de phase et la sortie de ce deuximne

dispositif comparateur de phase est connectée par l'intermédiaire du deuxiA-

me filtre passe-bas à l'entrée de réglage du deuxième oscillateur, le cir-

cuit de commande comporte, en outre, un premier et un deuxième disposi-

tif sommateur pourvus dchacun d'une premire et d'une deuxwcième entrées ainsi que d'une sortie, et un premier et un deuxième élément A retard, les premires entrées des deux dispositifs sommateurs sont connmectées l'une & l'autre ainsi qu' une entrée du dispositif, la deuxieme entrée du premier

dispositif sommateur est connectée par le premier élément A retard à la sor-

tie du deuxième oscillateur et la sortie du premier dispositif sommateur

est connectée A la première entrée du premier dispositif copaateur de pha-

se, la deuxiAme entrée du deuxième dispositif somateur est comnnectée par le deuxième élémnent A retard A la sortie du premier oscillateur et la sortie du

deuxièmne dispositif sommateur est connectée A la première entrée du deuxiè-

me dispositif comparateur de phase.

IL convient de noter ici qu'un tel circit de commande est décrit dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique n' 3.873.931, mais il s'agit dans ce cas d'un d&odulateur FM pour la séparation du stigul utile émis irdnitialement et :3

du signal perturbateur.

C. Courte description des dessins:

Des formes d'exécaon de l'inention aisi que leurs avantages seront d&iits pius en détail en référence aux desidns annexés dans lesquels: - la figure la est le schéae synoptique d'un étage de modulattn connu; - la fgre lb ilusire l'allure d'un vecteur de signal dans le plan de phase; - la figure 2a est le schéma synoptique d'une première forme d'exécution du dispositif conforme & l'invention; - la figureZ2best un diagrammede phaseillustmant la figure 2a; - la figure 2c illustre le circuit de sortie à utiliser dans la première forme d'exécution repr6sentée sur la figure 2a;

- la figure 3a est le schéma synoptique d'une deuxième for-

me d'exécution du dispositif conforme à l'invention; - la figure 3b illustre le circuit de sortie à utiliser dans la deuxième forme d'ex6cution;

- la figure 3c illustre le r6seau de contre-réaction A utili-

ser dans la deuxième forme d'exécution, et

- la figure 4 est le schéma synoptique d'une troisième for-

me d'ex6cution du dispositif conforme à l'invention.

Des éléments correspondants sont d6signés par les mêmes

symboles de référence dans les figures.

D. Références:

1. F. De Jager, C.B.Dekker, "'Tamed Freqne A novel method to achie-

ve spectrum economy in diital trasndon" IEME Trans. Comm. Vol

DCM-26, ne 5. Mai 1978, pages 534-542.

2.S.A. Rhodes, 'ffect of noisy phase refe nce on oherent detection of

oet S5K dgmbs",, IEEE 's.Com.%h. aIl-22,zf8,août 1W4 pm 1046-1.

3. SA. Gronemeyer, A.L. Mc Brde, '"MSK and Offset PSK modaton" IEEE

Transe. on Comm. Vol. CDM-24,ne8,aort 1976 pages 809 - 820.

E. Description des formes d'exécution.

E(1) Description générale.

La figure la est un sdihma synrpdqe d'un ta de modulaton conmnu

pour une modulation qui est comue dans la Ittéatu sous le nom de "Offset Qa-

dmue mase Shift Keyng", rnpr'se en abrg le sigle OQK (vwr référen-

ce D (2), D(3)).Ce podI de modulatio se dltine de la modulation odrhnse

par le tit que le signal de données canal Y est déelé d'un temps 1T/2 par rap-

port au sigal de dmanes du canal X. Dns ce cm, dans le rceeur, les caU

X et Y doivent ê 6dnuflmins à des moments dditents, par exemple axmo-

ments qués par les fdlches des -s signm X et Y de h figure la. L' éttge de modulation Cnomorte une entrée 1 pour le gal dedonnCe X etu e entrée 2 pour

le sael de dieees Y. le slgie X est amen, a otage prun Iltre passe-

bas 3, à e entrée du modulateur 4. Le sial. Y est amené, après fltza:e par

le flUte passe-bes 5, A une entrée du modlateur 6. A une autre entrée cdu mo-

dulateur 4 ou 6 est amené un sLml Froveunt de l'oscilteur d'onde porteuse 7 et ces s:inamux ont respectivemt une phase de Oa de 90 le signux de sortie des modulateurs 4 et 6 sont additionns dans le dtspoitlf so ateur 8 et aené6s à la sortie 9. Le vecteur de signal d'onde porteme modul qf. est dispoeible A la sortie 9 a la pm,&ité que les vaiatUons d'amplitude st plus

fbl que lnxdle poerteuse modu. A tdre d"ilshattion, la figure b mm-

tre, ds le plan de iuse, une po'tie dcune piste 10 du vecteur de signal v. Il nan-

bile qule l'amplitude davecteur de sisal v se situe toujours dans]e domaine pd entxe le cerle lde ayon R1 et le cede 12 de ayon R2 ou R2 >R1> O. Dans la pratique, il semble que pour la modulatin OQPSK, le rayo R sait

envkmen él A 0,5Ret que le rayon R2sat e r élA à 1,5 R,. étant la ds-

tance mesuAe à partir de lele jusqu'aux pots de phe actérste deans le as de h mxntmi nqadrpase (voir ffg. la). les lsdmx d'entrée X et Y ot, amx maomes Cf d! nf t, ah waeur +1 ou -1, R est égal A I. Dins e diqiositf coenlbme A 1'etr, on, utilise p Iété se laquel

le le pcint fI dhmvedeur de signalvres Aur ceraine dtstme de son paint i-

xdtial (pour la whdilatlon OQPSK, m&me à u distmce ncwle cmme inkpé ps hlumt).

Il cowlent de n( qulm dehors de sà ApoeoA h rmodti OOPSK, l'inrin peut aussi; e utilisée pour d' atres procédés de modlatim

a qus à des sig numériques pomwu qe la proiété é ée soit présente.

En outre, il sefe que le principe ccrit pls en détil ci-après pet aussi itre

applqué A des sigr amalogiques,nouammnent A dm signaux detnd latérale u-

nique. L'nvenion ser décrite A ttre d'illutratwon semc réference A l'exemple

de la modulati OQPSK iiqué a la fgure 1 mais elle n'y est en au-

3O cune manière limitée.

Conme le mntre la f4ure lb, cn peut reirés unm paint final qompe du veur de s v en coeirnt àmn cple de vecturs vg et vk (quiont dn une amptude c tmteet,prouéqmt,uneitm re d'amaitux ie b eteux) les angles de phase souhis. Si on choisit, par eempe u vaeur de,6 v pour le vedr vk, l'ampitude du vecteurvrésultent peut er selon le appxot de 4: 1, cequdestdeóc e*enw uMm* pour pouvoir atteindre le

rapport 1,5 R: 0,5 R tel que la modulation OQPSK l'exige.

E(2) Description spécifique.

La figure 2a est un schéma synoptique d'une première forme d'exécution du dispositif conforme à l'invention. Le

dispositif comporte un premier oscillateur commandé par ten-

sion 16 et un second oscillateur commandé par tension 17 qui font chacun partie d'une boucle et qui sont connectés à un circuit de commande 22. Les oscillateurs 16 et 17 oscillent

à une fréquence qui est à peu près égale à la fréquence d'on-

de porteuse du signal d'entrée. Une borne d'entrée 13 du cir-

cuit de commande 22 pour l'application du signal d'entrée OQPSK

est connectée à une première entrée tant d'un premier dispo-

sitif sommateur 14 que d'un second dispositif sommateur 15.

A une seconde entrée du premier dispositif sommateur 14 est amené le signal d'oscillateur du second oscillateur 17 décalé

de 900 par un premier élément à retard 18. La somme des si-

gnaux amenée aux deux entrées du premier dispositif sommateur

14 est appliquée à une première entrée d'un premier disposi-

tif comparateur de phases 20 en vue d'être comparée au signal

de sortie de l'oscillateur 16 qui est amené à une seconde en-

trée dudit premier dispositif comparateur de phases 20. Le signal de sortie du premier dispositif comparateur de phases , qui est une mesure de la différence de phase entre les signaux d'entrée est filtré par un premier filtre passe-bas

21 et est amené à une entrée de réglage 23 du premier oscil-

lateur 16. De même à la seconde entrée du second dispositif sommateur 15 est amené le signal d'oscillateur du premier oscilla-teur 16 décalé de 900 par un second élément à retard 19. La somme des signaux amenés aux deux entrées du second dispositif sommateur 15 est amenée à une première entrée du

second dispositifcomparateur de phases 24 en vue d'être com-

parée au signal de sortie du second oscillateur 17 qui est amené à une seconde entrée du second dispositif comparateur

de phase 24. Le signal de sortie du second dispositif compa-

rateur de phases 24 qui est également une mesure de la diffé-

rence de phase entre les deux signaux d'entrée, est filtré par un second filtre passe-bas 25 et est amené à une entrée de réglage 26 du second oscillateur 17. Les sorties des deux

oscillateurs 16 et 17 sont, en outre, connectées à un dispo-

sitif combineur 27 qui est chargé par une impédance 28. L'im-

pédance 28 peut, par exemple, être une antenne d'émission ou l'impédance d'entrée d'un circuit de sortie à connecter à la borne de sortie 29 et non représenté au dessin, dans lequel s'effectuent, si nécessaire, une amplification de puissance supplémentaire et une translation vers la bande de fréquence

radio souhaitée éventuelle.

Le fonctionnement du dispositif représenté sur la figu-

re 2a sera maintenant expliqué ci-après avec référence au diagramme vectoriel représenté sur la figure 2b. On suppose que le signal de sortie de l'oscillateur 16 et vk' et que le signal de sortie de l'oscillateur 17 est vg,. On suppose, en outre, que le vecteur de signal v souhaité est appliqué à la borne d'entrée 13, à une faible puissance correspondant à la

modulation OQPSR. Le signal à la sortie du dispositif somma-

teur 14 est alors égal à v + v gie 32. Le signal vg, a subi, par suite du réglage de phase dans la boucle de réglage 17, 24, 25, un déphasage de 900 par rapport au signal vg, donc - 20 vg, = v exp(-j 7T/2). Par conséquent g v + v,e 2 =v - vg vk De la même manière v + vke i2 k V

vk v.

Si les tensions vk et v sont produites à partir de v, vk, et vg" les deux boucles de phase interviennent donc pour assurer que les tensions de sortie vg, ou Vki continuent à former un angle de 900 par rapport aux tensions d'entrée v g

ou vk.

Pour produire une puissance élevée, le signal d'entrée v est fourni à un bas niveau et les deux oscillateurs de grande puissance (par exemple un oscillateur suivi d'un amplificateur de la classe C) sont commandés au moyen de ce signal. Un avantage est que, par la coopération des deux

oscillateurs, il devient possible d'introduire dans le si-

gnal de sortie des variations d'amplitude en plus des varia-

tions de phase tandis que les amplitudes des signaux à am-

plifier sont constantes, avec pour résultat que la fonction de transfert d'amplitude non linéaire des composants, par

exemple d'amplificateurs de la classe C, n'a plus d'impor-

tance. Lorsque le circuit est dimensionné comme le montre le

schéma synoptique de la figure 2a, les points suivants méri-

tent attention. Pour assurer un bon fonctionnement, il est

nécessaire que les boucles de phase puissent réagir rapide-

ment aux variations du signal d'entrée. Cela étant, l largeur

de bande des filtres passe-bas 21 et 25 doit être relative-

ment grande. De plus, l'amplification de boucle doit aussi être de préférence élevée pour réduire au minimum les écarts

des angles de phase souhaités par rapport à 900. Si ce cir-

cuit est utilisé pour produire une puissance éle;vée, les

éléments à retard 18 et 19 doivent aussi comporter des élé-

ments atténuateurs. Il s'est avéré, en outre, qu'un rapport

des amplitudes de v et de vk de 5:3 soit un rapport favora-

ble. Dans ce cas, environ 75 % en moyenne de la puissance totale sont fournis par l'oscillateur 17 et environ 25 % par

l'oscillateur 16.

Les tensions de sortie vkl et vg, doivent être addition-

nées par le circuit de sortie 27 selon.un rapport fixe. Ceci est, par exemple, réalisé par connexion, comme représenté à

la figure 2c, de la sortie de l'oscillateur 16 par l'inter-

médiaire d'une impédance de couplage 30 au point de conne-

xion 32 et de la sortie de l'oscillateur 17 par l'intermé-

diaire d'une impédance de couplage 31 également au point de connexion 32. Pour garantir que les composantes vg, et vk' contribuent au signal de sortie dans le rapport souhaité,

les impédances de couplage 30 et 31 doivent être précisé-

ment égales l'une à l'autre.

Un inconvénient du dispositif représenté sur la figure 2a est que la précision qui est exigée pour l'égalité des impédances de couplage 30 et 31 est difficile à réaliser dans le domaine des hautes fréquences. Il en résulte entre autres que des composantes perturbatrices sont introduites dans le spectre du signal de sortie. Un autre inconvénient est que, même pour une égalité parfaite des impédances de couplage et 31, des difficultés peuvent encore surgir à la suite

de l'effet dit d'interaction des deux oscillateurs 16 et 17.

Il s'agit là d'une conséquence du fait que la tension de sortie produite par un oscillateur dépend, en règle générale, de l'impédance par laquelle il est chargé. Par conséquentsur la figure 2a, l'impédance par laquelle l'oscillateur 16 est chargé dépend de la tension que l'oscillateur 17 fournit. Une régulation de phase de l'oscillateur 17 provoquera dès lors une variation de tension dans l'oscillateur 16. Cet effet est certes réduit par le couplage par réaction prévu mais,.bx de la sélection des dimensions de l'amplification en boucle à réaliser, il faut tenir compte de la grandeur de cet effet

d'interaction, pour pouvoir obtenir la précision exigée.

La seconde forme d'exécution du dispositif servant à amplifier un signal d'onde porteuse modulé est représentée sur la figure 3a. Si, dans la forme d'exécution de la figure

2a, l'information nécessaire pour les deux dispositifs de ré-

glage de phase est prélevée directement sur les tensions de

sortie des oscillateurs séparés, dans la seconde forme d'exé-

cution l'information est prélevée en un point o les deux composantes sont déjà réunies, c'est-à-dire après combinaison dans le circuit de sortie 33 à la sortie 29. Il faut alors sélectionner l'information intéressante pour chacun des deux

oscillateurs à partir du signal combiné. A cet effet, la pha-

se du signal de sortie Vk, produit par l'oscillateur 16 est réglée de manière que l'amplitude du signal de sortie r soit correcte et la phase du signal de sortie vg, produit par

l'oscillateur 17 est réglée de manière que la phase du si-

gnal de sortie r par rapport à v soit correcte (900). Le premier réglage est atteint par application du signal r, après détection par un premier détecteur d'amplitude 34

(par exemple un circuit redresseur), à un dispositif compa-

rateur d'amplitude 35 en vue de le comparer au signal d'en-

trée v traité par le détecteur d'amplitude 36. L'oscilla-

teur 16 est réglé sur la valeur correcte au moyen du signal

de différence du dispositif comparateur d'amplitude 35 fil-

tré par le filtre passe-base 21. Simultanément, le signal de sortie r est comparé dans le dispositif comparateur de phase 24 au signal d'entrée v et, pour des écarts par rapport

à la valeur souhaitée de 900, l'oscillateur 17 subit un ré-

glage d'appoint par application du signal de sortie du dis-

positif comparateur de phase 24 après filtrage dans le fil-

tre passe-bas 25 à l'entrée de réglage de l'oscillateur 17.

De cette façon et à l'aide d'un réglage de phase et d'am-

plitude, la résultante r est, par conséquent, rendue égale à-partir de l'étage final au vecteur de signal v souhaité

pour la modulation OQPSK.

Une forme d'exécution du circuit de sortie 33 du dis-

positif correspondant à la figure 3a est illustrée sur la figure 3b. Le signal de sortie v kg d'amplitude constante de l'oscillateur 16 est amplifié par un amplificateur de la

classe C 37 et est ajouté au signal de sortie vgl de l'os-

cillateur 17 amplifié par l'amplificateur de la classe C

38 par l'intermédiaire d'impédances de couplage 39 et 40.

Comme déjà indiqué ci-dessus, des variations de phase

sont introduites dans le rythme des fréquences d'informa-

tion dans l'oscillateur 17 et sont transmises par l'intermé-

diaire de l'amplificateur de la classe C 38 à l'impédance de couplage 40. Par conséquent, l'impédance de sortie de

l'amplificateur de la classe C 37 varie et à la suite de ce-

la, la composition des harmoniques supérieures se modifie.

Ceci signifie que la forme du signal de sortie est modifiée,

de sorte qu'on ne peut pas tenir compte sans plus de la ma-

nière souhaitée de l'amplitude de la phase du signal r ré-

sultant pour la réaction. Des bandes latérales supplémen-

taires apparaissent ainsi au voisinage de la fréquence média-

ne, c'est-à-dire un élargissement indésirable du spectre à émettre. Pour éviter cela, un filtre passe-bas présentant une fréquence de coupure de, par exemple 1,5 xvla fréquence de l'onde porteuse peut être prévu dans les conducteurs de retour 42, 43. Comme cela ressort de la figure 3b, une fibre passe-bas suffit à condition qu'il soit placé entre le point de connexion commun des impédances de couplage 39 et 40 et l'impédance de charge 28. Un avantage de ceci est que les harmoniques supérieures sont aussi supprimées dans le signal

de sortie.

Des réseaux de séparation 44 et 45 peuvent aussi être

prévus dans les conducteurs de retour du dispositif représen-

té sur la figure 3a, principalement en vue de ne pas créer d'impédances non linéaires parallèles à l'impédance de sortie

28. Les réseaux de séparation 44 et 45 comportent cI-ncun, com-

me le montre la figure 3c, un amplificateur de séparation 46 et un réseau de couplage qui est formé d'un condensateur 47 en série avec le conducteur de retour et d'une résistance 48 entre l'entrée de l'amplificateur de séparation 46 et la masse.

Pour la sélection des dimensions du dispositif repré-

senté sur les figures 3a, b, c, il convient de procéder de la

manière suivante.

Le dispositif représenté sur les figures 3a, b, c est basé sur une modulation simultanée de l'amplitude et de la

phase. Des exigences doivent être imposées sur la synchroni-

sation de la modulation de phase et d'amplitude. Si l'ampli-

tude souhaitée est a(t) et la phase souhaitée 4 (t) en con-

cordance avec le signal d'entrée v(t) v(t) = a(t)e3<(t) S'il existait une différence de temps l'entre a(t) et e(t), le signal de sortie serait alors donné par v(t) = a(t - t)e &(t)

à la suite de quoi des bandes latérales indésirables appa-

raissent dans le spectre émis. Il ressort de l'analyse d'un cas le plus défavorable que, pour maintenir l'amplitude de la première composante, qui se situe en dehors du spectre souhaité, à environ 80 dB en dessous de l'amplitude nominale, il faut que fb C i 10-3. Pour fb = 16 kb/s, cela signifie que 4 L 60 ns, o fb est la fréquence de bits du signal d'information numérique. Dans la pratique, les temps de retard respectifs t0 ou Z'0 des filtres passe-bas 21 et 25, qui ont tous deux une fréquence de coupure d'environ x fb' sont importants. Les temps de retard t 1 et Z 'l respectifs dont il faut tenir compte sont cependant plus petits à la suite de la

1_ _ 1

contre-réaction A + ou A+ étant l'amplification

A +1 A2+1 1

circulante dans la boucle formée par les éléments 21, 16, 42, 34, 35, 21 et A2 étant l'amplification circulante dans

la boucle formée par les éléments 25, 17, 43, 24, 25.

Si 1 = '2' seule un retard constant existe entre

les signaux r et v. Si t 1 et t 2 sont différents, conformé-

ment à ce qui précède, pour obtenir une suppression de 80 dB il faut satisfaire à i - A2+i fLo A +1+ A.1 ' fb10- 3 Si la fréquence de coupure des filtres passe-bas 21 et 25 est égale à cinq fois le débit binaire choisi, la condition pour 2 O = o'O = (10 t fb)- devient

î 4 0,03

|AI+1 A2+1

et il est par ailleurs aisé d'y satisfaire.

Comme indiqué pour le dispositif des figures 2a, b, c, le rapport entre les amplitudes de vg, et vk, qui est de 5:3

est un rapport avantageux. Ceci vaut également pour les fi-

gures 3a, b, c. Cependant, si on le souhaite, on peut aug-

menter la stabilité de la boucle dont l'oscillateur 16 fait

partie en choisissant une valeur plus élevée pour l'ampli-

tude de Vk,. Comme cela ressort du diagramme vectoriel de la figure lb, la variation de l'angle entre vg et vk qui est nécessaire devient de ce fait plus faible. La stabilité de la boucle dont l'oscillateur 17 fait partie n'est en danger que si l'amplitude du signal d'entrée devient trop

petite. Comme cela ressort également de la figure lb, on évi-

te ceci par le fait que le vecteur de signal se trouve tou-

jours dans un domaine pour lequel Iv| > R1. La sélection d'une valeur plus élevée de v k a donc une influence favorable

sur la boucle mentionnée en premier lieu tandis que la sta-

bilité de la boucle mentionnée en dernier lieu n'est pas

mise en danger.

* En cas de nécessité, Vk, peut être choisi égal à vgo bien que cela soit moins souhaitable compte tenu du fait que

deux oscillateurs de grande puissance sont alors nécessaires.

La figure 4 illustre une variante de la forme d'exécu-

tion qui est représentée sur les figures 3a, b, c et, plus

spécialement dans le cas de la figure 4, la différence d'am-

plitude entre les vecteurs v et r n'est pas mesurée au moyen

de deux détecteurs d'amplitude 34, 36 mais au moyen d'un mo-

dulateur 46. Les vecteurs v et r ont à peu près la même pha-

se et la différence entre les deux composantes (de haute fré-

quence) qui est disponible à la sortie du dispositif compa-

rateur d'amplitude 35 peut, par conséquent, être amenée au

modulateur 46 auquel est, en outre, amenée une onde porteu-

se qui a approximativement la même phase que v ou r. A-l'in-

tervention du VCO à contre-réaction, la phase d'onde por-

teuse de r diffère d'environ 900 de celle de v. Par l'uti-

lisation d'un réseau 47 de rotation de 900, on obtient la

phase souhaitée de l'onde porteuse pour le modulateur 46.

La tension de différence détectée par le modulateur est ame-

née au filtre passe-bas 21 et est traitée dans la boucle de

phase de la manière déjà décrite.

Il convient de noter que la sommation des signaux de

sortie des oscillateurs 16 et 17, peut s'opérer non seule-

ment de la manière décrite par exemple à propos de la figure 2c, mais aussi à l'aide d'un terminal de circuit à quatre

fils. Ceci entraîne cependant une perte d'environ 3 dB.

Claims

REVENDICATIONS

1.- Dispositif pour l'amplification d'un signal d'onde porteuse modulé dont les variations d'amplitude sont plus

faibles que l'amplitude de l'onde porteuse non modulée,carac-

térisé en ce qu'il comporte un premier et un second oscilla-

teur réglés, pourvus chacun d'une entrée de réglage et d'une sortie, un circuit de commande et un circuit de sortie, le circuit de commande comporte une entrée pour l'admission du

signal d'onde porteuse modulé, les oscillateurs sont connec-

1o tés par l'entrée de réglage au circuit de commande et oscil-

lent à une amplitude à peu près constante et à une fréquence qui correspond à peu près à la fréquence de l'onde porteuse, la sortie de chacun des oscillateurs est couplée au circuit de commande pour produire des signaux de réglage de phase à partir de la comparaison du signal d'onde porteuse modulé et du signal d'oscillateur et le circuit de sortie est connecté

aux sorties des oscillateurs pour assurer la composition vec-

torielle d'un signal de sortie.

2.- Dispositif suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de commande comporte un premier et un deuxième dispositif comparateur de phase pourvus chacun d'une première et d'une deuxième entrées ainsi que d'une sortie et, en outre, un premier et un deuxième filtres passe-bas, la sortie du premier oscillateur est connectée à la deuxième

entrée du premier dispositif comparateur de phase et la sor-

tie du premier dispositif comparateur de phase est connectée

par le premier filtre passe-bas à l'entrée de réglage du pre-

mier oscillateur, la sortie du deuxième oscillateur est con-

nectée à la deuxième entrée du deuxième dispositif compara-

teur de phase et la sortie de ce deuxième dispositif compa-

rateur de phase est connectée par l'intermédiaire du deuxiè-

me filtre passe-bas à l'entrée de réglage du deuxième oscil-

lateur, le circuit de commande comporte, en outre, un pre-

mier et un deuxième dispositif sommateur pourvus chacun d'u-

ne première et d'une deuxième entrées ainsi que d'une sortie, et un premier et un deuxième élément à retard, les premières entrées des deux dispositifs sommateurs sont connectées l'une à l'autre ainsi qu'à une entrée du dispositif, la deuxième entrée du premier dispositif sommateur est connectée par le premier élément à retard à la sortie du deuxième oscillateur et la sortie du premier dispositif sommateur est connectée à

la première entrée du premier dispositif comparateur de phase,.

la deuxième entrée du deuxième dispositif sommateur est con-

nectée par le deuxième élément à retard à la sortie du pre-

mier oscillateur et la sortie du deuxième dispositif somma-

teur est connectée à la première entrée du deuxième dispo-

sitif comparateur de phase.

3.- Dispositif suivant la revendication 1, caractérisé

en ce que le circuit de commande comporte un dispositif com-

parateur de phase et un dispositif comparateur d'amplitude pourvus chacun d'une première et d'une deuxième entrée ainsi

que d'une sortie, un premier et un deuxième filtre passe-

bas, un premier et un deuxième détecteur d'amplitude et un premier et un deuxième conducteur de retour, le circuit de sortie est connecté par le deuxième conducteur de retour à la deuxième entrée du dispositif comparateur de phase et la sortie du dispositif comparateur de phase est connectée par

le deuxième filtre passe-bas à l'entrée de réglage du deuxiè-

me oscillateur, le circuit de sortie est connecté par le

premier conducteur de retour et par l'intermédiaire du pre-

mier détecteur d'amplitude à la deuxième entrée du disposi-

tif comparateur d'amplitude, la sortie du dispositif compa-

rateur d'amplitude est connectée par le premier filtre passe-

bas à l'entrée de réglage du premier oscillateur, l'entrée du deuxième détecteur d'amplitude est connectée à la première entrée du dispositif comparateur de phase et à une entrée du dispositif et la sortie du deuxième détecteur d'amplitude est connectée à la première entrée du dispositif comparateur d'amplitude.

4.- Dispositif suivant la revendication 1, caractérisé

en ce que le circuit de commande comporte un dispositif com-

parateur de phase et un dispositif comparateur d'amplitude pourvus chacun d'une première et d'une deuxième entrées ainsi que d'une sortie, un premier et un deuxième filtre passe-bas

et un premier et un deuxième conducteur de retour, le cir-

cuit de sortie est connecté par le deuxième conducteur de retour à la deuxième entrée du dispositif comparateur de phase et la sortie du dispositif comparateur de phase est connectée

par le deuxième filtre passe-bas à l'entrée de réglage du deu-

xième oscillateur, le circuit de sortie est connecté par le

premier conducteur de retour à la deuxième entrée du dispo-

sitif comparateur d'amplitude et la première entrée de ce dis-

positif comparateur d'amplitude est connectée à une entrée du dispositif et à la première entrée du dispositif comparateur de phase, le dispositif comporte, en outre, un modulateur et un réseau de rotation de phase, ce modulateur comportant une

première et une deuxième entrée ainsi qu'une sortie, une sor-

tie du dispositif comparateur d'amplitude est connectée à la première entrée du modulateur et le circuit de sortie est connecté par l'intermédiaire du réseau de rotation de phase à la deuxième entrée du modulateur, la sortie du modulateur étant connectée par l'intermédiaire du premier filtre passe-bas

à l'entrée de réglage du premier oscillateur.

5.- Dispositif suivant la revendication 3 ou 4, caracté-

risé en ce que le circuit de sortie comporte un premier et un deuxième amplificateur de la classe C, une première et une

deuxième impédance de couplage et un troisième filtre passe-

bas, le premier amplificateur est connecté au premier oscilla-

teur et le deuxième amplificateur au deuxième oscillateur et

le troisième filtre passe-bas est connecté par la première im-

pédance de couplage au premier amplificateur et par la deuxième 3 impédance de couplage au deuxième amplificateur, une sortie du troisième filtre passe-bas étant connectée à la sortie du

circuit de sortie.

6.- Dispositif suivant l'une quelconque des revendica-

tions 3, 4, 5, caractérisé en ce que le premier et le deuxiè-

me conducteur de retour sont pourvus chacun d'un amplifica-

teur de séparation et d'un réseau de couplage.