CH661626A5

CH661626A5 - Sender zum ausstrahlen fm-modulierter signale.

Info

Publication number: CH661626A5
Application number: CH1941/83A
Authority: CH
Inventors: Kah-Seng Chung; Leo Eduard Zegers
Original assignee: Philips Nv
Priority date: 1982-04-13
Filing date: 1983-04-11
Publication date: 1987-07-31
Also published as: FR2525054A1; BR8301828A; GB2118406A; DE3312849C2; GB2118406B; AU1341883A; AU556010B2; JPS58187048A; DE3312849A1; NL8201533A; IT8320520A0; JPH047622B2; BE896425A; FR2525054B1; IT1170123B; SE459624B; CA1221740A; SE8301977L; SE8301977D0; US4531221A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Sender zum Ausstrahlen FM-modulierter Signale mit einem Vormodulationsfilter, das aus einem eintreffenden Datensignal ein Datensignal erzeugt, das zu den Abtastzeitpunkten t=nT, mit n = 0, 1, 2, 3, ..., mindestens fünf Signalpegel aufweist, und mit einem an das Vormodulationsfilter angeschlossenen Frequenzmodulator.

Ein derartiger Sender ist aus dem Artikel «Tamed Frequen-cy Modulation, A Novel Method to Achieve Spectrum Econo-my in Digital Transmission» von F. de Jager, veröffentlicht in «IEEE Transactions on Communications» Heft Com. 26 Nr.5, Mai 1978 bekannt. Die in diesem Artikel beschriebene Modulation bezieht sich auf die sogenannte gezähmte Frequenmodula-tion.

FM-Modulation wird in Funkübertragungssystemen vorzugsweise angewandt wegen der konstanten Amplitude eines frequenzmodulierten Trägers, die Verstärkung mit hohem Wirkungsgrad durch nicht lineare Verstärkung ermöglicht. Ein Nachteil von Frequenzmodulation ist jedoch, dass das Spektrum ziemlich breit ist. Um dieses Spektrum bei digitaler Signalübertragung zu verringern, werden die auszustrahlenden Daten durch Anwendung einer bestimmten Intersymbolinterfe-renz vorbearbeitet, wodurch Signale mit pseudo-mehrwertigen Signalpegeln erhalten werden, bevor diese dem Frequenzmodulator zugeführt werden.

Auf diese Weise wird laut dem obengenannten Artikel zum Erzeugen eines TFM-Signals zunächst entsprechend der untenstehenden Kodierungsregel aus einem eintreffenden Datensignal ein pseudo-fünfwertiges Signal gebildet:

7t/2(a„-i/4 + an/2 + an+r/4), wobei an das n.Bit des eintreffenden Datensignals mit n = 1, 2, ... darstellt, wonach das Signal durch ein Nyquist-III-Filter, verwirklicht mit Hilfe eines Nyquist-I-Filters mit gehobener Kosinus-Charakteristik gefiltert und daraufhin in einem Frequenzmodulator einem Trägersignal aufmoduliert wird.

Mit einer derartigen oder ähnlichen Vorbearbeitung wird zwar die erforderliche Bandbreite wesentlich verringert, aber ein pseudo-fünfwertiges Signal erfordert empfangsseitig eine relativ verwickelte Detektionsschaltung und normalerweise eine kohärente Detektion.

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, einen Sender zu schaffen, bei dem einfache Empfänger ausreichen und im allgemeinen ein besserer Störabstand bei der Übertragung von Datensignalen in einem Kommunikationssystem mit einem derartigen Sender erhalten wird und der für nicht kohärente Detektion optimal ist.

Der Sender der eingangs erwähnten Art weist nach der Erfindung des Kennzeichen auf, dass das Vormodulationsfilter so aufgebaut ist, dass es zu den Zeitpunkten t = (2m-l)/T2 ein detektierbares dreiwertiges Signal abgibt, wobei T die Periode der Bitzeit der Datensignale und m eine ganze Zahl ist.

Nach einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsge-mässen Senders, bei welcher das Vormodulationsfilter die Reihenschaltung aus einem nichtrekursiven Digitalfilter zweiter Ordnung mit drei Gewichtsfaktoren, von denen zwei einander entsprechen, und einem Tiefpassfilter enthält, das dem dritten Nyquist-Kriterium entspricht und mit Hilfe eines Filters mit gehobener Kosinus-Charakteristik verwirklicht ist, das dem ersten Nyquist-Kriterium entspricht, weist dieser Sender das Kennzeichen auf, dass die einander nicht entsprechenden Gewichtsfaktoren des nichtrekursiven Filters zweiter Ordnung die Werte A und B aufweisen, wobei der Wert des Gewichtsfaktors A bzw. B kleiner als 1/4 bzw. grösser als 1/2 ist, wobei ferner 2A + B= 1, und wobei der Abfallkoeffizient Tb des Filters mit gehobener Kosinus-Charakteristik grösser als Null ist.

An dieser Stelle sei erwähnt, dass es aus dem Artikel «On a class of generalized MSK» von P. Galko und S. Pasupathy, von der Konferenz ICC 81, Denver, Juni 1981, Seiten 1-6 an sich bekannt ist, die Gewichtsfaktoren eines nichtrekursiven Digitalfilters zweiter Ordnung einstellbar zu machen. Es handelt sich dabei jedoch um eine Generalisierung von MSK-Signalen, die, im Gegensatz zu der vorliegenden Erfindung, eine Verbesserung des Augendiagramms zu den Abtastzeitpunkten t = nT beabsichtigt, wobei T die Signalperiode der Bitzeit der Datensignale ist und n = 0, 1, 2, 3, ... ist und für kohärente Detektion geeignet ist.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Teils eines Senders zum Ausstrahlen eines frequenzmodulierten Trägersignals, moduliert mit einem pseudo-fünfwertigen Signal, abgeleitet aus einem eintreffenden Datensignal;

Fig. 2 ein bekanntes Vormodulationsfilter in dem Sender nach Fig. 1 zum Erzeugen eines TFM-Signals;

Fig. 3 die Impulsstossantwort des in Fig. 2 dargestellten Vormodulationsfilters;

Fig. 4 das Augendiagramm, erhalten mit Hilfe des Vormodulationsfilters nach Fig. 3;

Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemässen Vormodulationsfilters;

Fig. 6 die Impulsstossantwort des Vormodulationsfilters nach Fig. 5 für B = 0,62 und rB = 0,36;

Fig. 7 ein Augendiagramm, erhalten mit Hilfe des Vormodulationsfilters nach Fig. 5 für B = 0,62 und re = 0,36;

Fig. 8 ein Augendiagramm, erhalten mit einem Vormodulationsfilter nach Fig. 5 mit B = 0,58 und re = 0,3 und

Fig. 9 ein Augendiagramm, erhalten mit einem Vormodulationsfilter nach Fig. 5 mit B = 0,54 und re = 0,2.

Der in Fig. 1 dargestellte Teil eines FM-Senders ist u.a. aus der US Patentschrift 4 229 821 bekannt. Er enthält ein Vormodulationsfilter 1, dessen Eingang 2 ein vorzugsweise differenzkodiertes Datensignal a(t) zugeführt wird, das sich wie folgt schreiben lässt.

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a(t) = £ a„-8(t-nT)

n = -oo wobei an = +1 oder -1 und T die Signalperiode der Bitzeit ist und t=nT die Abtastzeitpunkte sind.

Mit Hilfe dieses noch näher zu beschreibenden Vormodulationsfilters wird ein pseudo-mehrwertiges Signal erzeugt. Dieses pseudo-mehrwertige Signal wird einem Frequenzmodulator 5 zugeführt, dem auch ein Signal von einem Trägergenerator 4 zugeführt wird. Das auf diese Weise von dem Modulator 5 gebildete Signal S(t) wird an einem Antennenausgang 23 abgegeben.

Das frequenzmodulierte Signal S(t) lässt sich wie folgt schreiben:

S(t) = sin { coct+ 0(t)}

worin ©c die Trägerkreisfrequenz und 0(t) der informationstragende zeitveränderliche Phasenwinkel ist.

Wie u.a. in dem eingangs genannten Artikel beschrieben ist, wird der Phasenwinkel 0(t) durch das Vormodulationsfilter 1 bei TFM entsprechend der nachstehenden Formel bestimmt:

0(t) = Ko V S a„-3(x-nT) -dT + C0

-oo I n = -oo I

wobei g(t) die Übertragungsfunktion des Vormodulationsfilters 1 und K0 die Empfindlichkeit des Modulators 5 in rad/Volt/Sekunde und C0 eine beliebige Konstante ist.

Zum Erzeugen von TFM-Signalen enthält dieses Vormodulationsfilter 1 ein nichtrekursives Digitalfilter zweiter Ordnung 6 und ein daran angeschlossenes Tiefpassfilter 8, das dem dritten Nyquist-Kriterium entspricht.

Dieses Vormodulationsfilter 1 ist in Fig. 2 näher dargestellt. Ausser der Tatsache, dass in dem Filter 6 das Eingangssignal auf nicht näher dargestellte Art und Weise mit einer Konstanten C = 7i/2K0 multipliziert wird, wird in einer Addieranordnung 14 die Summe aus dem unverzögerten, mit C multiplizierten Eingangssignal, nachdem dies in dem Multiplizierer 11 mit einem Gewichtsfaktor 1/2 multipliziert wurde, aus dem um nur eine Bitzeit T in einem Verzögerungselement 9 verzögerten, mit C multiplizierten Eingangssignal, nachdem dies in dem Multiplizierer 12 mit einem Gewichtsfaktcr 1/4 multipliziert wurde, und aus dem um nur eine Bitzeit'-T in einem Verzögerungselement 10 verzögerten, mit C multiplizierten Eingangssignal, nachdem dies in dem Multiplizierer 13 mit einem Gewichtsfaktor 1/4 multipliziert wurde, bestimmt.

Die Übertragungsfunktion S(œ) dieses Filters 6 entspricht daher der folgenden Gleichung:

S(co) = C[l/4 exp - jcoT + 1/2 +1/4 exp jraT] = C cos2(wT/2)

Dieses Signal wird dem Tiefpassfilter 8 zugeführt, dessen Übertragungsfunktion H(to) gegeben wird durch:

H(co)= [(coT/2 / (2 sin (cùT/2))] • Ni(co)

worin Ni(co) das Fournier-Spektrum einer Funktion ist, die dem ersten Nyquist-Kriterium entspricht und wofür diejenige von dem gehobenen Kosinustyp (raised cosine type) gewählt worden ist, so dass für Ni(co) gilt:

(1 für 0^/co/^7c-(l-r)/T Ni(cö) = <[-sin|((Tco-7t)/2r)|für n (l-r)/T^ | co | ^7i^(l +r)/T (0 für alle übrigen Werte von co

Der sogenannte Abfallfaktor r (roll off factor) wird dabei kleiner als 0,25 gewählt.

Die Übertragungsfunktion G(w) des Vormodulationsfilters 1, wobei für H(co) die kleinste Bandbreite gewählt ist (r = 0) beträgt daher:

( C • coT • cos2 (cûT/2)/2(sin(coT/2)) für G(co)= < | co | ^rc/T und

( 0 für alle übrigen Werte von co

Die entsprechende Impulsstossantwort g(t) und damit der informationslragende, zeitveränderliche Phasenwinkel 0(t) ist dadurch bestimmt.

Die Impulsstossantwort dieses Vormodulationsfilters 1 ist in Fig. 3 dargestellt. Die Werte der Impulsstossantwort für die Abtastzeitpunkte t = nT mit n = 0, 1, 2, ... sind entsprechend dieser Figur für t = 0 gleich Vp, für t = T gleich Vp/2 und für t = 2T nahezu gleich Null. Wegen der Tatsache, dass für t = T die Impulsstossantwort ungleich Null ist, tritt Intersymbolinter-ferenz auf. Weil von einem Datensignal an gleich + 1 oder -1 ist, hat das von dem Vormodulationsfilter 1 abgegebene Signal zu den Zeitpunkten t = nT durch die Intersymbolinterferenz fünf mögliche Werte. Das Augendiagramm des von dem Vormodulationsfilter nach Fig. 2 abgegebenen Signals ist in Fig. 4 dargestellt. In dieser Figur ist die Grösse V = a„-g(T-nT) über die Zeit aufgetragen. Wie diese Fig. 4 zeigt, hat das Signal zu den Abtastzeitpunkten t = nT die obengenannten fünf Signalpegel. Ein nicht kohärenter Empfänger mit einem Frequenzmodulator zum Empfang eines derartigen TFM-modulierten Signals ist wegen der fünf Signalpegel ziemlich verwickelt. Um einen einfacheren nicht kohärenten Signalempfänger verwenden zu können, wird das Signal nicht zu den Zeitpunkten t = nT, sondern zu den Zeitpunkten t = (2m-l)T/2 mit m = 0, 1, 2, ... usw. detektiert, wie in der nicht vorveröffentlichten niederländischen Patentanmeldung Nr. 8 200 943 eingehend beschrieben ist.

Um die Signaldetektion zu den Zeitpunkten t = (2m-l)T/2 in dem Empfänger zu optimalisieren, muss der Sender modifiziert werden.

Fig. 4 zeigt, dass das Augendiagramm zu den Zeitpunkten t = (2m-l)T/2 nicht optimal ist. Dies folgt aus der Tatsache, dass die in Fig. 3 dargestellte Impulsstossantwort zu dem Zeitpunkt t = T/2 den Wert p VP hat und zu dem Zeitpunkt t = 3T/ 2 den Wert q Vp. Dies verursacht, dass in Fig. 4 zu dem Zeitpunkt T/2 ausser den Werten p Vp und Null auch eine Verbreiterung dieser Werte auftritt um maximal den Wert q Vp nach oben und unten. Das Vormodulationsfilter 1 nach Fig. 2 eignet sich deswegen weniger dazu.

Durch Änderung des Vormodulationsfilters 1 nach Fig. 2 kann ein optimales Auge zu den Detektionszeitpunkten t = (2m -l)T/2 erhalten werden. Ein derartiges geändertes Filter 1 ist in Fig. 5 dargestellt.

Dieses Filter 1 enthält wieder ein nichtrekursives Digitalfilter 15 zweiter Ordnung und ein daran angeschlossenes Tiefpassfilter, das dem dritten Nyquist-Kriterium entspricht. Das Digitalfilter 15 enthält zwei reihengeschaltete Verzögerungselemente 17 und 18, die je eine Verzögerung entsprechend nur einer Bitzeit T aufweisen. Daran sind drei mit Multiplizierern 19, 20 und 21 versehene Abzweigleitungen angeschlossen zum Multiplizieren des unverzögerten eintreffenden Signals mit enem Gewichtsfaktor A, zum Multiplizieren des um eine Bitzeit T verzögerten eintreffenden Signals mit einem Gewichtsfaktor B und zum Multiplizieren des um eine Bitzeit T verzögerten Ausgangssignals des Elementes 17 mit einem Gewichtsfaktor A, wobei die Gewichtsfaktoren A und B derart dewählt worden sind, dass, abgesehen-von dem bereits genannten Faktor K, 2A + B = 1 ist. Die auf diese Weise erhaltenen Signale werden in einer Summieranordnung 22 summiert und einem Tiefpassfilter 16 zugeführt, das dem dritten Nyquist-Kriterium entspricht, und das Summensignal wird nach Filterung durch dieses Tiefpassfilter dem Modulatoreingang 3 zugeführt.

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Der Wert des Gewichtsfaktors A bzw. B ist dabei kleiner als 1/4 bzw. grösser als 1/2, wobei diese Werte für ein TFM-Signal gelten. Ein FM-Signal, moduliert mit einem Signal, das mit Hilfe des in Fig. 5 dargestellten Vormodulationsfilters 1 erhalten worden ist, wobei der Gewichtsfaktor Bgt 0,5 ist, wird weiterhin als generalisiertes gezähmtes frequenzmoduliertes Signal bezeichnet, Kurzbezeichnung: GTFM.

Ein derartiges GTFM-Signal muss der Anforderung entsprechen, dass ein maximal offenes dreiwertiges Auge zu den De-tektionszeitpunkten t = (2m-l)T/2 verwirklicht wird, wobei dieses Signal zu den Abtastzeitpunkten t = nT ein pseudo-fünfwertiges Signal ist. Dazu müssen einerseits die Werte der Gewichtsfaktoren des Filters 15 und damit die Werte des fünf-wertigen Auges zu den Abtastzeitpunkten t = nT derart geändert werden, dass das Augendiagramm zu den Detektionszeitpunk-ten t = (2m-l)T/2 nur drei Werte aufweisen kann, und andererseits muss der Abfallfaktor r des Tiefpassfilters 16, welcher Abfallfaktor r den Verlauf des Signals zwischen den Werten zu den Abtastzeitpunkten t = nT beeinflusst, einen derartigen Wert rB erhalten, dass das Augendiagramm zu den Detektionszeit-punkten t = (2m-l)T/2 auch die drei genannten Werte hat. Mit dem Index b hinzugefügt zu dem Abfallkoeffizienten r wird bezeichnet, dass ein spezifischer Wert des Abfallkoeffizienten jedem Wert B desjenigen Gewichtsfaktors zugeordnet ist, der einem der zwei anderen Gewichtsfaktoren nicht entspricht.

In Fig. 6 ist die Impulsstossantwort g(t) des Vormodulationsfilters 1 nach Fig. 5 für den Gewichtsfaktor B = 0,62 und einen zugeordneten Abfallkoeffizienten fu = 0,36 angegeben. Wie diese Figur zeigt, ist zu dem Zeitpunkt t = T/2 der Wert der Impulsstossantwort gleich p Vp und zu dem Zeitpunkt t = 3T/2 der Wert der Impulsstossantwort q Vp gleich Null. Dadurch ist eine Intersymbolinterferenz zu den Detektionszeitpunkten t= (2m-l)T/2 vermieden.

Das mit diesem Vormodulationsfilter 1 erhaltene Augendiagramm ist in Fig. 7 dargestellt. Diese Figur zeigt deutlich ein 5 optimal offenes dreiwertiges Auge zu dem Zeitpunkt t=T/2, was einen optimalen Störabstand ergibt. Das fünfwertige Auge zu dem Zeitpunkt t = 0, T, ... ist dadurch jedoch wesentlich verschlechtert.

In Fig. 8 ist das Augendiagramm für einen Wert des Gewichtsfaktors B gleich 0,58 und für den zugeordneten optimalen Wert des Abfallkoeffizienten fB gleich 0,3 dargestellt. Die Werte des Augendiagramms zu den Detektionszeitpunkten t = (2m-l)T/2 weichen nur wenig von den Werten des idealen dreiwertigen Augendiagramms nach Fig. 7 ab. Dasselbe gilt für einen Wert des Gewichtsfaktors B gleich 0,68 und einen zugeordneten Abfallkoeffizienten Tb, wobei der Wert von B in einem gleich grossen Abstand, jedoch auf der anderen Seite der optimalen Werte B = 0,62 gegenüber denen, die das Augenmu-ster nach Fig. 8 ergeben, liegt.

In Fig. 9 ist für die Werte B = 0,54 und rB = 0,2 das Augendiagramm dargestellt. Diese Figur zeigt eine deutliche Abweichung von dem idealen Augendiagramm zu dem Zeitpunkt t = T/2 gegenüber dem in Fig. 7 dargestellten Augendiagramm, 25 wobei diese Abweichung für das in Fig. 4 dargestellte Augendiagramm eines TFM-Signals noch grösser ist. In der Praxis wird daher ein gutes dreiwertiges Auge zu den Detektionszeitpunkten t = (2m-l)T/2 erhalten für Werte des Gewichtsfaktors B zwischen 0,54 und 0,66 und für den zugeordneten Abfall-30 koeffizienten re, der empirisch ermittelt werden kann, beispielsweise mit Hilfe von Komputersimulationstechniken.

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2 Blätter Zeichnungen

Claims

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1. Sender zum Ausstrahlen FM-modulierter Signale mit einem Vormodulationsfilter, das aus einem eintreffenden Datensignal ein Datensignal erzeugt, das zu den Abtastzeitpunkten t = nT, mit n = 0, 1, 2, 3, mindestens fünf Signalpegel aufweist, und mit einem an das Vormodulationsfilter angeschlossenen Frequenzmodulator, dadurch gekennzeichnet, dass das Vormodulationsfilter so aufgebaut ist, dass es zu den Zeitpunkten t=(2m-l)/T/2 ein detektierbares dreiwertiges Signal abgibt, wobei T die Periode der Bitzeit der Datensignale und m eine ganze Zahl ist.

2. Sender nach Anspruch 1, wobei das Vormodulationsfilter die Reihenschaltung aus einem nichtrekursiven Digitalfilter zweiter Ordnung mit drei Gewichtsfaktoren, von denen zwei einander entsprechen, und einem Tiefpassfilter enthält, das dem dritten Nyquist-Kriterium entspricht und mit Hilfe eines Filters mit gehobener Kosinus-Charakteristik verwirklicht ist, das dem ersten Nyquist-Kriterium entspricht, dadurch gekennzeichnet, dass die einander nicht entsprechenden Gewichtsfaktoren des nichtrekursiven Filters zweiter Ordnung die Werte A und B aufweisen, wobei der Wert des Gewichtsfaktors A kleiner als 1/4 und der Wert des Gewichtsfaktors B grösser als 1/2 ist, wobei ferner 2A+B = 1, und wobei der Abfallkoeffizient re des Filters mit gehobener Kosinus-Charakteristik grösser als Null ist.

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PATENTANSPRÜCHE

3. Sender nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Gewichtsfaktor B in einem Bereich zwischen den Werten 0,50 und 0,66 liegt, und der Abfallkoeffizient rn den entsprechenden Wert in einem Bereich zwischen den Werten 0,3 und 0,42 für ein optimal detektierbares dreiwertiges Signal hat.