DE2845166C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Anordnung zum Bestimmen der Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit eines Übertragungskanals gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Grundsätzlich besteht eine Datenübertragungsanlage aus einem Sender, einem Übertragungskanal und einem Empfänger. Von einer Datenquelle kommende digitale Daten werden für die Übertragung einem Sender zugeführt, der die Daten in eine für die Übertragung über den Kanal geeignetere Form umsetzt. Der Empfänger wandelt die am anderen Ende des Kanals aufgenommenen Signale in digitale Daten um, die dann einem Datenverbraucher zugeführt werden. Man sieht sofort, daß der Aufbau des Senders und des Empfängers in unmittelbarer Beziehung zu den Übertragungseigenschaften des Übertragungskanals steht. D. h., daß die Kennwerte des zu benutzenden Übertragungskanals bei Entwurf und Entwicklung des Senders und Empfängers bekannt sein müssen.

Die meisten Übertragungskanäle, wie z. B. die als Kanäle benutzten öffentlichen Fernspechleitungen haben dieselben Arten von Eigenschaften, die sich dabei in bezug auf die Bedeutung, die die verschiedenen Faktoren aufweisen, nur graduell voneinander unterscheiden. Übertragungskanäle werden im allgemeinen durch ihre frequenzabhängigen Kennwerte, nämlich das Übertragungsband und die Gruppenlaufzeit gekennzeichnet. Die Durchlaßkennlinie eines Übertragungskanals gibt für jede innerhalb des Durchlaßbereichs liegende Frequenz die zugehörige Dämpfung in Dezibel an. Die Kennlinie der Gruppenlaufzeit stellt die Veränderungen der Steigung der Phasen/Frequenzkennlinie des Kanals dar. Die Gruppenlaufzeit stellt für eine gegebene Freqenz die Übertragungszeit für diese Frequenz über den Übertragungskanal dar. Die Kennlinie der Gruppenlaufzeit stellt damit die relativen Übertragungszeiten in Millisekunden der innerhalb des Durchlaßbereichs des Kanals liegenden Frequenzen dar. Für eine vollständigere Definition sei beispielsweise auf Bell System Data Communications Technical Reference mit dem Titel "Transmission Parameters Affecting Voiceband Data Transmission Description of Parameters" PUB 41008 vom Juli 1974 hingewiesen. Die Amplitudenkennlinie und die Kennlinie der Gruppenlaufzeit liegen dabei innerhalb vorgegebener Profile, die die Qualität des Übertragungskanals oder wie manchmal auch gesagt wird, die Qualität der Leitung kennzeichnen. Das am meisten benutzte Verfahren zur Messung der Gruppenlaufzeit-Kennlinie ist in Bell System Data Communications Technical Reference, unter dem Titel "Transmission Parameters Affecting Voiceband Data Transmission Measuring Techniques", PUB 41009, vom Januar 1972 beschrieben. Kurz gesagt besteht dieses Verfahren darin, daß die Steigung der Phasen-/Frequenzkennlinie der Leitung für jede innerhalb des Durchlaßbereichs der Leitung liegende Frequenz gemessen wird. Dieses Verfahren ist nicht nur umständlich und zeitraubend, sondern erfordert auch besondere Prüf- und Meßgeräte, die nur die Fernsprechgesellschaften selbst zur Untersuchung und Prüfung ihrer Leitungen verwenden können. Außerdem kennt der Benutzer einer Leitung im allgemeinen die genaue Kennlinie der Gruppenlaufzeit nicht und kenn nur das Profil, das ihm die Fernsprechgesellschaft überlassen hat, und das den Bereich angibt, innerhalb dessen die Kennlinie liegt. Es wurde festgestellt, daß für viele Anwendungsgebiete eine Kenntnis des Profils der Kennlinie der Gruppenlaufzeit und eine Kenntnis der Steigung dieser Kennlinie ausreicht.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein einfacheres Verfahren und eine Anordnung zu schaffen, die durch den Benutzer eines Übertragungskanals zum Bestimmen der Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit dieses Kanals eingesetzt werden kann. Damit soll erreicht werden, daß diese Kennlinie der Gruppenlaufzeit eines Kanals und ihre Steigung beim Anfahren eines Datenübertragungssystems rasch und zuverlässig ermittelt werden kann.

Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe wird durch die im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 angegebenen Verfahrensschritte gelöst.

Die Kennlinie der Gruppenlaufzeit ist ein wichtiges Merkmal eines Übertragungskanals. Da die Gruppenlaufzeit über die Frequenz nicht konstant ist, wird ein über einen Kanal übertragenes Signal eine gewisse Verzerrung erfahren, die in Verbindung mit der Amplitudenverzerrung bei einer Datenübertragung auch eine Interferenz zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen zur Folge hat. Wenn theoretisch die genaue Gruppenlaufzeitkennlinie und Amplitudenkennlinie bekannt wären, könnte man die Auswirkungen der Interferenz zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen dadurch beseitigen, daß man ein Filter baut, dessen Übertragungsfunktion genau umgekehrt zu der des Kanals verläuft. In der Praxis sind diese Kennwerte jedoch nicht genau bekannt und ändern sich außerdem noch langsam mit der Zeit. Die Auswirkungen von Störungen durch Interferenz aufeinanderfolgender Impulse können beseitigt oder mindestens stark dadurch herabgesetzt werden, daß man eine bekannte automatisch arbeitende, adaptive Schaltung, nämlich einen Entzerrer, einsetzt.

Ein adaptiver Entzerrer ist jedoch eine sehr komplizierte Schaltung, deren Kosten die Gesamtkosten des Empfängers der mit einem solchen Entzerrer ausgerüstet ist, wesentlich beeinträchtigt. Bei Datenübertragungssystemen, bei denen die Signalübertragungsfrequenz gleich oder kleiner ist als 2400 Bit je Sekunde, hat man festgestellt, daß für diesen Fall, da die Auswirkungen der Interferenz zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen für eine Datenübertragung in solchen Systemen weniger störend sind, man nur einen einzigen fest eingestellten Entzerrer verwenden muß, der wesentlich weniger kostspielig ist, als ein adaptiver Entzerrer. Später hat man für diesen fest eingestellten Entzerrer eine Gruppe von fest eingestellten Entzerrern mit unterschiedlichen Übertragungsfunktionen verwendet. Beim Systemanlauf gestattet dann die Auswahl eines bestimmten Entzerrers dessen Verwendung für eine gegebene Übertragung. Das am meisten benutzte Anlaufverfahren besteht darin, daß nacheinander die verschiedenen Entzerrer in den Übertragungsweg eingeschaltet und dann derjenige Entzerrer ausgewählt wird, der die besten Ergebnisse liefert. Dieses Verfahren ist natürlich stark zeitraubend und erhöht damit auch die Kosten der Übertragung. Da die Interferenz zwischen benachbarten Impulsen von der Gruppenlaufzeitverzerrung abhängt, wurde gefunden, daß das neue Verfahren zum Bestimmen der Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit für die automatische Auswahl eines fest eingestellten Entzerrers benutzt werden kann.

Ganz allgemein gesprochen läßt sich dieses der Erfindung zugrundeliegende Problem dadurch lösen, daß ein Meßsignal über den Übertragungskanal übertragen wird, von dem die Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit gemessen werden soll, und daß diese Steigung aus dem am Ausgang des Kanals auftretenden Meßsignal bestimmt wird. Das über den Übertragungskanal übertragene Meßsignal hat ein Frequenzspektrum, das drei Spektrallinien bei den Frequenzen f₀, f₁ bzw. f₂ enthält, die etwa in der Mitte und an den Kanten des brauchbaren Durchlaßbandes des Kanals liegen. Am Ausgang des Kanals werden die drei Komponenten mit den Frequenzen f₀, f₁ und f₂ aus dem aufgenommenen Meßsignal abgeleitet und die Augenblicksphasen ψ₀, ψ₁ und ψ₂ dieser drei Komponenten werden dann gemessen. Der Wert der Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit ergibt sich dann aus der Beziehung

wobei ϕ′₀, ϕ′₁ und ϕ′₂ die Phasen der drei Spektrallinien bei den Frequenzen f₀, f₁ und f₂ des über den Kanal übertragenen Meßsignals sind.

Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung wird das Meßsignal dann, wenn das Verfahren zum Messen der Steigung auf ein Datenübertragungssysstem mit zwei Seitenband-Quadraturträger- Modulation (DSB-QC) angewandt wird, dadurch erzeugt, daß der Träger mit der Signalübertragungsfrequenz laufend Phasenänderungen von +π/2 und -π/2 erfährt. Bei Verwendung eines Empfängers mit einer Gruppe von fest eingestellten Entzerrern kann dann der richtige Entzerrer als Funktion der gemessenen Steigung ausgewählt werden.

Die Erfindung wird nunmehr anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen im einzelnen beschrieben.

In den Zeichnungen zeigt:

Fig. 1 eine typische Kennlinie der Gruppenlaufzeit in einem Sprachband-Übertragungskanal,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Senders mit DSB-QC Modulation,

Fig. 3 ein Diagramm zur Darstellung der Erzeugung des Meßsignals,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäß aufgebauten PSK-Empfängers,

Fig. 5 eine beispielhafte Ausführungsform der in Fig. 4 benutzten Filter 35 und 36,

Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel der im Empfänger von Fig. 4 benutzten Pufferstufe 40,

Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel der Rechenschaltung 48 in dem Empfänger gemäß Fig. 4 zur Berechnung der Steigung,

Fig. 8 ein Ausführungsbeispiel der Vergleichs- und Auswahlstufe 50 im Empfänger der Fig. 4,

Fig. 9 eine weitere Ausführungsform einer Schaltung zur Erzeugung des Meßsignals.

Fig. 1 zeigt eine typische Kennlinie der Gruppenlaufzeit für einen Übertragungskanal im Sprachband zwischen 300 und 3400 Hz. Die Kurve stellt die relativen Gruppenlaufzeiten bei verschiedenen Frequenzen in bezug auf die Gruppenlaufzeit bei der Frequenz 1500 Hz dar, die als Bezugsfrequenz genommen wird. Die Punkte A und B stellen die Gruppenlaufzeiten bei den Frequenzen f₁ = 1200 Hz und f₂ = 2400 Hz dar, während der Punkt H die Projektion des Punktes A auf die Abszisse, d. h. das Lot auf die Frequenzachse beim Punkt f₂ = 2400 Hz darstellt. Es wurde gefunden, daß sich die Gruppenlaufzeit-Kennlinie durch ihre Steigung definieren läßt, die in Fig. 1 durch den Abschnitt BH dargestellt ist. Die Frequenzen f₁ und f₂ sind so gewählt, daß sie an den Kanten des ausnutzbaren Durchlaßbereichs des Übertragungskanals liegen. Im allgemeinen sind dies diejenigen Frequenzen, bei denen die Dämpfung in der Amplituden-Frequenzkennlinie des übertragenen Signals -6 dB oder -3 dB beträgt.

Zunächst soll durch die Erfindung ein Verfahren und eine Anordnung zur Messung der Steigung der in Fig. 1 dargestellten Kurve geschaffen werden. Zu diesem Zweck wird ein Meßsignal, dessen Frequenzspektrum sich aus drei Spektrallinien mit den Frequenzen f₀, f₁ und f₂ zusammensetzt, über den Übertragungskanal übertragen. Die Frequenzen f₁ und f₂ wurden oben definiert derart, daß die Frequenz f₀ zwischen f₁ und f₂ liegt, so daß f₀ = 1/2 (f₁ + f₂) ist. In einem synchronen Datenübertragungssystem mit DSB-QC Modulation würde der ausgewählte Wert von f₀ gleich der Trägerfrequenz sein und die Werte von f₁ und f₂ wären:

f₁ = f₀ - 1/2T und f₂ = f₀ + 1/2T

mit 1/T der Signalfrequenz.

Der Ausdruck DSB-QC Modulation wird hier ganz allgemein verwendet und soll dabei alle Systeme umfassen, bei denen das übertragene Signal dadurch dargestellt werden kann, daß man zwei um 90° gegeneinander phasenverschobene Trägeramplituden moduliert. Somit schließt der Ausdruck DSB-QC auch die Phasenumtastung (PSK) die Amplituden-Phasenumtastung (A-PSK) und die Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM) mit ein.

Der Klarheit und Einfachheit halber soll das Meßverfahren gemäß der Erfindung in einem synchron arbeitenden Datenübertragungssystem mit DSB-QC-Modulation beschrieben werden. Dazu wird das Verfahren, mit dem der Fachmann die Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit eines Übertragungskanals messen kann, im allgemeinen beschrieben.

Wenn das Meßverfahren gemäß der Erfindung in einem Datenübertragungssystem mit DSB-QC Modulation verwendet wird, wird das oben definierte Meßsignal dadurch erzeugt, daß der übertragene Träger fortlaufend mit der Signalfrequenz 1/T Phasenänderungen von +π/2 und -π/2 Radian unterzogen wird. Es kann leicht gezeigt werden, daß das so erzeugte Signal ein Spektrum aufweist, das aus drei Spektrallinien besteht, deren eine bei der Trägerfrequenz f₀ liegt, während die übrigen Spektrallinien bei den Frequenzen f₁ = f₀ - 1/2T und f₂ = f₀ + 1/2T liegen.

In Fig. 2 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild eines DSB-QC Senders dargestellt, der von der Erfindung Gebrauch macht. Selbstverständlich könnte dieser Sender ein PSK-, ein A-PSK- oder ein QAM-Sender sein, da alle drei Senderarten gleichartig aufgebaut sind. Mit Ausnahme des Meßsignalgenerators 3 ist der in Fig. 2 gezeigte Sender von üblicher Bauart für ein synchrones Datenübertragungssystem mit DSB-QC Modulation. Der Sender enthält eine Datenquelle 1, einen Codierer 2, einen Meßsignalgenerator 3, zwei Umschalter 4 und 5, zwei Tiefpaßfilter 6 und 7, zwei Modulatoren 8 und 9, einen Oszillator 10, einen 90°-Phasenschieber 11 und eine Summenschaltung 12. Die Datenquelle 1 ist am Eingang des Codierers 2 angeschlossen, dessen Ausgangssignale über Leitungen 13 bzw. 14 nach der Position A der zweipoligen Umschalter 4 und 5 abgegeben werden. Der Meßsignalgenerator 3 weist zwei Ausgangsleitungen 15 und 16 auf, die an der Position B des Schalters 4 bzw. 5 angeschlossen sind. Die Ausgänge der Schalter 4 und 5 sind jeweils mit dem Eingang zweier identischer Tiefpaßfilter 6 und 7 verbunden, deren Ausgänge jeweils am Eingang eines der Modulatoren 8 oder 9 angeschlossen sind. Der andere Eingang des Modulators 8 ist unmittelbar am Ausgang des Oszillators 10 angeschlossen, während der andere Eingang des Modulators 9 über den 90°-Phasenschieber 11 ebenfalls am Ausgang des Oszillators 10 angeschlossen ist. Die Ausgänge der Modulatoren 8 und 9 sind an dem Plus- bzw. Minuseingang der Summenschaltung 12 angeschlossen, deren Ausgang am Eingang des Übertragungskanals angeschlossen ist.

Im Betrieb bei der Datenübertragung sind beide Schalter 4 und 5 in Position A. Die zu übertragenden Datenbits werden von der Datenquelle 1 geliefert und im Codierer 2 in zwei Folgen von Symbolen umgesetzt. An jedem der durch die Signalübertragung 1/T, ausgedrückt in Baud, definierten Übertragungszeitpunkte werden zwei Symbole, d. h. eines aus jeder Folge über die Schalter 4 und 5 an die Bandpaßfilter 6 bzw. 7 abgegeben. Ein Symbolpaar stellt die in Phase befindliche Komponente und die um 90° phasenverschobene Komponente des zu übertragenden Signals in einem System rechtwinkliger Koordinaten dar. Die beiden gegeneinander um 90° phasenverschobenen Signalkomponenten stehen auf den Leitungen 13 bzw. 14 zur Verfügung. Jede dieser Komponenten hat dabei die Form eines Impulses, dessen Amplitude zum Wert dieser Komponente in Beziehung steht. Die der in-Phase befindlichen Komponente und der um 90° phasenverschobenen Komponente entsprechenden Impulse werden den Filtern 6 bzw. 7 zugeführt, die sie in Basisbandsignalelemente umsetzen, deren Form für die Übertragung besser geeignet ist. Die so erhaltenen Signalelemente werden dann dazu benutzt, einen in-Phase befindlichen Träger und einen um 90° phasenverschobenen Träger in den Modulatoren 8 bzw. 9 zu modulieren. Der in-Phase befindliche Träger wird unmittelbar durch den Oszillator 10 geliefert, während der um 90° phasenverschobene Träger dadurch erhalten wird, daß das in-Phase befindliche Trägersignal des Oszillators 10 dem 90°-Phasenschieber 11 zugeführt wird, der die Phase des Trägers um 90° in der Phase verschiebt. Die am Ausgang der Modulatoren 8 und 9 auftretenden modulierten Signale werden in der Summenschaltung 12 zusammengefaßt und dem Eingang des Übertragungskanals zugeleitet.

Zur Messung der Steigung wird der übertragene Träger abwechselnd zur Erzeugung eines Meßsignals aufeinanderfolgenden Phasenänderungen von +π/2 und -π/2 Radian unterzogen. In dem in Fig. 2 dargestellten Beispiel wird das Meßsignal dadurch erzeugt, daß fortlaufend die Phase des Trägers um 0 bzw. +π/2 in der Phase verschoben wird. Man sieht, daß die Übertragung eines Trägers, dessen Phasen 0, π/2, 0, π/2, 0, π/2, 0, π/2 sind, äquivalent der Übertragung eines Trägers ist, dessen Phasenänderungen +π/2, -π/2, +π/2, -π/2 usw. sind. In der Schaltung gemäß Fig. 2 wird für eine Phase des Trägers = 0 ein Signal übertragen, dessen in-Phase-Komponente und dessen um 90° phasenverschobene Komponente jeweils = 1 und 0 sind, während für die Phase des Trägers = π/2 ein Signal übertragen wird (vgl. Fig. 3) dessen in-Phase-Komponente = 0 und dessen um 90° phasenverschobene Komponente = 1 ist. Beim Meßbetrieb werden die Schalter 4 und 5 in Fig. 2 beide in Position B umgelegt. Der Meßsignalgenerator 3 liefert auf Leitung 15 das Signal X 101010101 und auf Leitung 16 die Folge Y 010101010 mit der Signalübertragungsgeschwindigkeit. Beide Signale können aus einem einzigen Schieberegister abgeleitet werden, das die Signalfolge 10011001100 . . . gespeichert hält und dessen erste Stufe an der Leitung 15 und dessen zweite Stufe an der Leitung 16 angeschlossen ist. Legt man die Folgen X und Y an die Leitungen 15 bzw. 16 an, dann werden Signale übertragen, deren in-Phase-Komponenten und um 90° phasenverschobene Komponenten = (1,0), (0,1), (1,0), (0,1), . . ., sind, d. h., daß ein Träger übertragen wird, der aufeinanderfolgende Phasenänderungen von +π/2 und -π/2 aufweist.

Fig. 4 ist ein Blockschaltbild eines Datenempfängers unter Einsatz der Erfindung. Das über den Übertragungskanal ankommende Signal gelangt über Leitung 20 auf eine Stufe 21 mit automatischer Verstärkungsregelung, wo die Energie des Signals angehoben wird. Der Ausgang der Stufe 21 ist am Eingang eines Bandpasses 22 angeschlossen, der außerhalb des Durchlaßbereichs liegende Störungen aussiebt. Das Ausgangssignal des Bandpasses 22 wird parallel einer Gruppe von Analogentzerrerstufen zugeführt. Es sind hier der Einfachheit halber nur drei Entzerrerstufen ENTZ 1, ENTZ 2 und ENTZ 3 gezeigt. Solche fest eingestellten Entzerrerstufen sind allgemein bekannt und eine Beschreibung einer solchen Entzerrerstufe findet sich in dem französischen Patent 70 26 336 (Veröffentlichungsnummer 20 97 657). Die Ausgangssignale der Entzerrerstufen ENTZ 1 bis ENTZ 3 liegen an den Klemmen A, B und C eines vierstufigen Schalters 23. Die Position D des Schalters 23 ist unmittelbar am Ausgang des Bandpasses 22 angeschlossen. Der Ausgang des Schalters 23 liegt an einer Abtastvorrichtung 53, die ausgangsseitig am Eingang eines Analog-Digital-Wandlers 24 angeschlossen ist. Der Ausgang des Analog-Digital-Wandlers 24 ist am Eingang eines digitalen Hilbert-Transformators 25 angeschlossen. Ein Hilbert- Transformator ist eine Anordnung, die die in-Phase-Komponente und die um 90° phasenverschobene Komponente eines Eingangssignals liefert. Eine digitale Ausführungsform einer solchen Schaltung ist beispielsweise in einem Aufsatz von L.R. Robiner und C.M. Rader mit dem Titel "Theory and Implementation of the Discrete Hilbert Transform", in Digital Signal Processing, IEEE Press, 1972 beschrieben. Der Hilbert-Transformator 25 hat zwei Ausgänge, die über die Leitungen 26 ud 27 jeweils am Eingang eines Umschalters 28 bzw. 29 angeschlossen sind. Die Positionen A dieser Schalter sind mit den beiden Eingängen eines digitalen Phasendetektors 30 verbunden, der ausgangsseitig über Leitung 31 an einer Datenwiedergewinnungsschaltung 32 angeschlossen ist. Eine Einzelbeschreibung eines digitalen Phasendetektors findet sich im französischen Patent 71 47 850 (Veröffentlichungs-Nr. 21 64 544), und ein Ausführungsbeispiel einer geeigneten Datenwiedergewinnungsschaltung ist im französischen Patent 74 30 001 (Veröffentlichungs-Nr. 22 83 606) beschrieben. Die Positionen B der Schalter 28 und 29 sind über Leitung 33 bzw. 34 mit je einem Eingang zweier identischer Filter 35 bzw. 36 verbunden, die im Zusammenhang mit Fig. 5 beschrieben werden sollen. Das Filter 35 hat drei Ausgänge, die über Leitungen 36, 38 und 39 am Eingang einer Pufferstufe 40 angeschlossen sind, die im Zusammenhang mit Fig. 6 noch zu beschreiben ist. Filter 36 weist ebenfalls drei Ausgänge auf, die über Leitungen 41, 42 und 43 am Eingang der Pufferstufe 40 angeschlossen sind. Die Pufferstufe 40 weist zwei Ausgänge auf, die über Leitungen 44 und 45 am Eingang einer digitalen Phasenwiedergewinnungsschaltung 46 angeschlossen sind, die identisch wie die Schaltung 30 aufgebaut ist. Ausgangsseitig ist die Phasenwiedergewinnungsschaltung 46 über Leitung 47 am Eingang einer Stufe 48 zur Steigungsberechnung angeschlossen, die mit einem ihrer Ausgänge über Leitung 49 am Eingang einer Vergleichs- und Auswahlstufe 50 angeschlossen ist, die die Arbeitsweise des Schalters 23 über Leitung 52 steuert und deren anderer Ausgang an einer Leitung 51 angeschlossen ist.

Bei Datenübertragungsbetrieb sind die Schalter 28 und 29 beide in Position A eingestellt. Es sei angenommen, daß der richtige Entzerrer, beispielsweise ENTZ 1 zuvor ausgewählt wurde und daß der Schalter 23 in Position A eingestellt ist. Das vom Übertragungskanal aufgenommene Datensignal durchläuft die automatische Verstärkungsregelungsschaltung 21, das Bandpaßfilter 22 und den Entzerrer ENTZ 1. Das am Ausgang des Entzerrers ENTZ 1 auftretende Ausgangssignal wird mit der Signalübertragungsgeschwindigkeit oder Frequenz 1/T abgetastet und im Analog-Digital-Wandler 24 in digitale Form umgesetzt. Dieses am Ausgang des A/D-Wandlers 24 auftretende Ausgangssignal wird dem Hilbert-Transformator 25 zugeführt, der auf den Leitungen 26 und 27 die in-Phase-Komponente und die um 90° phasenverschobene Komponente des Eingangssignals liefert. Der Phasendetektor 30 leitet aus diesen Komponenten die Phase des aufgenommenen Signals ab und der Phasendetektor 32 leitet daraus die aufgenommenen Daten ab. Da sich die Erfindung nicht mit der Wiedergewinnung der Daten befaßt, wird die Arbeitsweise des Empfängers im Datenbetrieb nicht beschrieben.

Im Meßbetrieb erzeugt der Sender (Fig. 2) ein Meßsignal, wodurch der Träger aufeinanderfolgende Phasenänderungen von +π/2 und -π/2 mit Signalfrequenz ausführt. Das Spektrum dieses Signals besteht aus drei Spektrallinien, deren eine bei der Trägerfrequenz f₀ liegt, während die beiden anderen die Frequenzen f₁ und f₂ haben, die mit f₁ = f₀ - 1/2T und f₂ = f₀ + 1/2T mit 1/T der Signalfrequenz definiert sind.

Demgemäß wird das zu übertragende Meßsignal durch Überlagerung dreier Sinusschwingungen mit den Frequenzen f₀, f₁ und f₂ gebildet. Diese drei Sinusschwingungen können in vereinfachter Form wie folgt ausgedrückt werden:

cos (2π f₀t - π/4)
cos (2π f₁t - π/4) (1)
cos (2π f₂t - f/4)

wobei -π/4, +π/4 und +π/4 die Phasen dieser drei Sinusschwingungen darstellen, die sich aus den Phasenänderungen des Trägers ergeben. Das am Eingang des Empfängers auftretende Meßsignal nimmt dabei die Form dreier überlagerter Sinusschwingungen F₀, F₁ und F₂ an, die ausgedrückt werden können als

F₀: cos (2π f₀t - π/4 + ϕ₀)
F₁: cos (2π f₁t + π/4 + ϕ₁) (2)
F₂: cos (2π f₂t + π/4 + d₂),

wobei ϕ₀, ϕ₁ und ϕ₂ die durch den Übertragungskanal eingefügten Phasenverschiebungen oder Phasenabweichungen sind.

Zur Ableitung der Augenblicksphasen ψ₀, ψ₁ und ψ₂ der Sinusschwingungen F₀, F₁ und F₂ kann man die Beziehung 2 auch schreiben als

F₀: cos ψ₀
D₁: cos ψ₁ (3)
F₂: cos ψ₂

c₀ = 2π f₀t - π/4 + ϕ₀)
ψ₁ = 2π f₁t + f/4 + ϕ₁) (4)
ψ₂ = 2π f₂t + π/4 + ϕ₂)

Die Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit in Fig. 1 kann auch geschrieben werden als

S = τ (f₂) - τ (f₁) (5)

wobei τ (f₁) und τ (f₂) die entsprechenden Gruppenlaufzeiten bei Frequenzen f₁ und f₂ darstellen.

Angenommen, die Kennlinie der Gruppenlaufzeit sei eine Kurve zweiter Ordnung, dann kann gezeigt werden, daß sich die Steigung S ausdrücken läßt als

Kombiniert man die Beziehungen (6) und (4), dann läßt sich die Steigung S schreiben zu

In der Praxis kann es für viele Anwendungsgebiete ausreichend sein, die Größe R zu kennen, die als

R = π/2 (f₂ - f₁) S (8)

definiert ist, wobei gemäß Gleichung (7) dieser Ausdruck auch geschrieben werden kann als

R = π + 2ψ₀ - ψ₁ - ψ₂ (9)

was der Steigung S entspricht. Es ist wichtig, anzumerken, daß die Gleichungen (6), (7) und (9) nicht zeitabhängig sind.

Der in Fig. 4 dargestellte Empfänger benutzt die Beziehung 7 für die Bestimmung der Steigung S.

In Fig. 4 werden im Meßbetrieb die Schalter 28 und 29 in Position B und Schalter 23 zunächst in Position D eingestellt. Das über Leitung 20 aufgenommende Meßsignal durchläuft die automatische Verstärkungsregelung 21, das Bandpaßfilter 22, Schalter 23 in Position D und Abtastschaltung 53 und wird in Analog-Digital-Wandler 24 in digitale Form umgesetzt. Das vom Analog-Digital-Wandler 24 kommende Ausgangssignal wird dem Hilbert-Transformator 25 zugeleitet, der auf Leitung 26 bzw. 27 die in-Phase-Komponente bzw. die um 90° phasenverschobene Komponente des aufgenommenen Signals liefert. Die in- Phase liegende Komponente dieses Signals wird über den Schalter 28 in Schaltstellung B und Leitung 33 dem Filter 35 zugeführt. Das Filter 35, von dem ein Ausführungsbeispiel in Fig. 5 gezeigt ist, besteht aus drei elementaren Filtern, deren Mittenfrequenzen bei f₀, f₁ und f₂ liegen. Das Filter 35 filtert aus der in-Phase liegenden Komponente des aufgenommenen Signals die "in-Phase" liegenden Komponenten der Frequenzen f₀, f₁ und f₂ dieses Signals aus. Die Komponenten mit den Frequenzen f₀, f₁ und f₂ des aufgenommenen Signals sind die zuvor definierten Sinusschwingungen F₀, F₁ und F₂. Die in- Phase-Komponenten cos ψ₀, cos ψ₁ und cos ψ₂ der Signale F₀, F₁ und F₂ sind dann auf den Ausgangsleitungen 37, 38 und 39 des Filters 35 abzunehmen. Die um 90° phasenverschobene Komponente des aufgenommenen, auf Leitung 27 liegenden Signals, wird über Schalter 29 in Schaltstellung B und Leitung 34 dem Filter 36 zugeführt, das genauso aufgebaut ist wie das Filter 35. Auf den drei Ausgangsleitungen 41, 42 und 43 des Filters 36 treten die im 90° phasenverschobenen Komponenten sin ψ₀, sin ψ₁ und sin ψ₂ der Signale F₀, F₁ und F₂ auf. Die in-Phase liegenden Komponenten und die um 90° phasenverschobenen Komponenten der Signale F₀, F₁ und F₂ werden einer Pufferstufe 40 zugeführt, dort in Registern abgespeichert und nacheinander paarweise dem Phasendetektor 46 wie folgt zugeführt: Die Pufferstufe 40 liefert auf den Leitungen 44 bzw. 45 die Signalkomponenten cos c₀ und sin ψ₀, dann die Komponenten cos ψ₁ und sin ψ₁ und schließlich die Komponenten cos ψ₂ und sin ψ₂. Der Phasendetektor 46 leitet den Momentanwert oder Augenblickswert der Phase ψ₀ aus den Komponenten cos ψ₀ und sin ψ₀ ab, den Wert der Augenblicksphase ψ₁ aus den Komponenten cos ψ₁ und sin ψ₁ und den Wert der Augenblicksphase ψ₂ aus den Komponenten cos ψ₂ und sin ψ₂.

Der Phasendetektor 46 ist eine Schaltung üblicher Bauart, der eingangsseitig die Werte des Sinus und Cosinus eines Winkels zugeführt werden und der ausgangsseitig den Wert des Winkels liefert. Dem Fachmann leuchtet ohne weiteres ein, daß der Empfänger in Fig. 4 zwar zwei Phasendetektoren 30 und 46 zeigt, daß ein tatsächlich aufgebauter Empfänger auch mit einem einzigen Phasendetektor auskommen könnte, der dann als Detektor 46 beim Meßbetrieb und beim Datenbetrieb als Detektor 30 arbeitet.

Die Phasen ψ₀, ψ₁ und ψ₂ werden nacheinander der Rechenschaltung 48 für die Steigung zugeführt. Die Rechenschaltung 48 berechnet die Steigung S der Kennlinie der Gruppenlaufzeit gemäß der Beziehung (7), die hier nochmal wiederholt sei.

Der digitale Wert der Steigung S steht dann an der Ausgangsleitung 51 der Rechenschaltung 48 zur Verfügung.

Hat man auf diese Weise den Wert der Steigung S abgeleitet, dann kann man aufgrund dieses Wertes auch den richtigen fest eingestellten Entzerrer ermitteln. Wie in der Beschreibungseinleitung erwähnt, liefern die Fernsprechgesellschaften ein Profil, das den Bereich angibt, in dem die Kennlinien der Gruppenlaufzeiten von Leitungen einer vorgegebenen Qualität liegen. Dies ermöglicht die Bestimmung eines Bereiches, innerhalb dessen die Steigungen S von Leitungen, die die durch dieses Profil definierten Eigenschaften aufweisen, liegen. Die CCITT-Empfehlungen für eine nichtbelastende Leitung geben einen Bereich von Steigungen von 1,7 ms an. Nach dem erfindungsgemäßen Verfahren wird zur Auswahl des richtigen Entzerrers der Bereich der Steigungen in N Abschnitte unterteilt, wobei für jeden dieser N Abschnitte ein fester Entzerrer vorgesehen wird. Die Steigung S der benutzten Leitung wird gemessen und dann wird der Bereich, in dem die gemessene Steigung S liegt, zusammen mit dem zugeordneten fest eingestellten Entzerrer ausgewählt. Es wird in Fig. 4 angenommen, daß der durch seine Extremwerte, beispielsweise S₀ und S₃ festgelegte Bereich der Steigungen in drei Intervalle I, II und III unterteilt wird, die jeweils durch ihre extremen Steigungswerte S₀ bis S₁, S₁ bis S₂ und S₂ bis S₃ definiert sind. Es wird ferner angenommen, daß die Entzerrer ENTZ 1, ENTZ 2 und ENTZ 3 den entsprechenden Bereichen I, II und III zugeordnet sind. Man muß daher bestimmten, in welchem Bereich die gemessene Steigung S liegt, und die so gemessene Steigung mit den Steigungswerten S₀, S₁ und S₃ zur Festlegung des Bereichs vergleichen. Es hat sich jedoch als zweckmäßiger erwiesen, die durch Gleichungen (8) und (9) definierte Größe R für die Auswahl der richtigen Entzerrer heranzuziehen.

Gemäß Gleichung (9) kann man auch schreiben

R₁ = π/2 (f₂ - f₁) S _i für i = 0, 1, 2 und 3 (10)

Statt eines Vergleichs der gemessenen Steigung S mit den Werten S₀, S₁, S₂ und S₃ kann die Größe R mit den durch Gleichung (10) definierten Werten R₀, R₁, R₂ und R₃ verglichen werden.

In Fig. 4 wird der gemessene Wert von R durch den Detektor 48 auf die Ausgangsleitung 49 gegeben und einer Vergleichs- und Auswahlstufe 50 zugeleitet, von der ein Ausführungsbeispiel in Fig. 8 gezeigt ist. Die Vergleichs- und Auswahlstufe 50 vergleicht den auf Leitung 49 zur Verfügung stehenden gemessenen Wert von R mit den Werten von R₀, R₁, R₂ und R₃, wodurch Schalter 23 in Abhängigkeit davon, ob der gemessene Wert von R zwischen R₀ und R₁, zwischen R₁ und R₂, oder zwischen R₂ und R₃ liegt, in Stellung A, B oder C umgeschaltet wird.

Der allgemeine Aufbau eines digitalen Filters, das als Filter 35 oder 36 im Empfänger der Fig. 4 verwendet werden kann, soll nunmehr im Zusammenhang mit Fig. 5 beschrieben werden. Die in Fig. 5 gezeigten Eingangs- und Ausgangsleitungen des Filters beziehen sich auf das Filter 35, während die in Klammer gesetzten Bezugszeichen sich auf das Filter 36 beziehen. Die in-Phase befindliche Komponente des aufgenommenen Signals wird über Leitung 33 (Fig. 4) einer aus den Verzögerungselementen 60, 61 und 62 bestehenden Verzögerungsleitung zugeleitet, die jeweils eine Verzögerung von T/2 Sekunden liefern. Das auf Leitung 33 befindliche Eingangssignal wird in einer Subtrahierstufe 63 vom Ausgangssignal des Verzögerungselements 61 abgezogen, die über Leitung 37 die in-Phase befindliche Komponente des Signals F₀ liefert. Das Eingangssignal auf Leitung 33 wird außerdem in der Addierstufe 64 zu dem Ausgangssignal des Verzögerungselements 61 hinzuaddiert. In der Addierstufe 65 wird das Ausgangssignal des Verzögerungselements 60 zum Ausgangssignal des Verzögerungselements 62 hinzuaddiert. In der Subtrahierstufe 66, die die in-Phase- Komponente des Signals F₁ über Leitung 38 abgibt, wird das von der Addierstufe 65 kommende Ausgangssignal vom Ausgangssignal der Addierstufe 64 abgezogen. In der Addierstufe 67, die die in-Phase-Komponente des Signals F₂ über Leitung 39 liefert, werden die Ausgangssignale der Addierstufen 64 und 65 miteinander addiert. Wenn das in Fig. 5 gezeigte Filter als Filter 36 verwendet wird, dann wird es über Leitung (34) mit der um 90° phasenverschobenen Komponente des aufgenommenen Signals angesteuert und liefert über Leitungen (41), (42) und (43) die im 90° phasenverschobenen Komponenten der Signale F₀, F₁ bzw. F₂.

Fig. 6 zeigt ein digitales Ausführungsbeispiel der in Fig. 4 durch ein Rechteck dargestellten Pufferstufe 40. Die auf den Leitungen 37, 38 oder 39 ankommenden in-Phase liegenden Komponenten der Signale F₀, F₁ bzw. F₂ werden in den Registern 70, 71 und 72 eingespeichert, während die über Leitungen 41, 42 und 43 ankommenden, um 90° phasenverschobenen Komponenten der Signale F₀, F₁ und F₂ in den Registern 73, 74 bzw. 75 eingespeichert werden. Die Ausgänge der Register 70, 71 und 72 sind an den Anschlüssen A, B und C eines Schalters 76 mit drei Stellungen angeschlossen, der ausgangsseitig an der Leitung 44 angeschlossen ist. Die Ausgänge der Register 73, 74 und 75 sind an den Schaltstellungen A, B und C eines dreistufigen Schalters 77 angeschlossen, der ausgangsseitig an der Leitung 45 angeschlossen ist. Die Schalter 76 und 77 werden gleichzeitig auf die Schaltstellungen A, B oder C eingestellt. Liegen beide Schalter in Schaltstellung A, dann liegen der Inhalt der Register 70 und 73 auf Leitung 44 bzw. 45 usw.

Fig. 7 zeigt ein digitales Ausführungsbeispiel einer Rechenschaltung 48 zur Berechnung der Steigung, welche in Fig. 4 nur als Block dargestellt ist. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 46 (Fig. 4) wird über Leitung 47 einem dreistufigen Schalter 80 zugeführt, dessen Schaltstellungen A, B und C jeweils am Eingang eines Schieberegisters 81 und am Eingang eines Registers 82 bzw. eines Registers 83 angeschlossen sind. Somit werden die nacheinander durch den Phasendetektor 46 abgeleiteten Phasen ψ₀, ψ₁ und ψ₂ über den Schalter 80 in Register 81, 82 bzw. 83 abgespeichert. Der Inhalt des Schieberegisters 81 wird dann um eine Bitposition nach links verschoben, so daß nach dieser Operation das Schieberegister 81 die Größe 2ψ₀ enthält. Eine Addierstufe 84 ist eingangsseitig an den Ausgängen der Register 82 bzw. 83 angeschlossen und liefert auf der Ausgangsleitung 85 die Summe ψ₁ + ψ₂. Der aus dem Schieberegister 81 entnommene Wert 2ψ₀, wird dann über Leitung 86 dem Pluseingang einer Subtrahierstufe 87 zugeleitet, deren Minuseingang über Leitung 85 das Summensignal ψ₁ + ψ₂ aufnimmt. Diese Substrahierstufe 87 liefert dann die Größe 2c₀ - ψ₁ - ψ₂, zu der dann der Wert von π in einer Addierstufe 88 hinzuaddiert wird. Am Ausgang der Addierstufe 88 steht dann auf Leitung 49 die Größe

R = π + 2ψ₀ - ψ₁ - ψ₂

zur Verfügung. Der so berechnete Wert von wird dann in der Multiplizierstufe 89 mit der Größe

multipliziert. Die Multiplizierstufe 89 liefert somit auf ihrer Ausgangsleitung 51 den Wert der Steigung S gemäß den Gleichungen (7) und (8).

Fig. 8 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Vergleichs- und Auswahlstufe 50 in Fig. 4. Der durch die Rechenschaltung 48 in Fig. 4 berechnete Wert von R, wird über Leitung 49 den Pluseingängen von drei Vergleichsstufen 90, 91 und 92 zugeführt. Die Minuseingänge dieser Vergleichsstufen sind dabei jeweils an Speichern 93, 94 bzw. 95 angeschlossen, die die Werte von R₁, R₂ bzw. R₃ gespeichert halten. In dem dargestellten Beispiel liefern die Vergleichsstufen 90 bis 92 dann ein hohes Potential, wenn der Wert des am Pluseingang liegenden Signals größer ist als der Wert des am Minuseingang liegenden Signals. Das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 90 wird über die Auswahlleitung 96 für den Entzerrer 3 dem Eingang einer Schaltersteuerung 97 zugeführt. Das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 91 wird dem einen Eingang eines UND-Gliedes 98 zugeleitet, dessen anderer Eingang das durch eine Inverterstufe 99 invertierte Ausgangssignal der Vergleichsstufe 90 aufnimmt. Ausgangsseitig ist das UND-Glied 98 über die Auswahlleitung 100 für den ENTZ 2 am Eingang der Schaltersteuerung 97 angeschlossen. Der Ausgang der Vergleichsstufe 92 ist am Eingang eines UND-Gliedes 101 angeschlossen, an dessen anderen Eingang das durch Inverterstufe 102 invertierte Ausgangssignal der Vergleichsstufe 91 liegt. Das Ausgangssignal des UND-Gliedes 101 wird über die Auswahlleitung 103 für ENTZ 1 dem Eingang der Schaltersteuerung 97 zugeführt. Im Betrieb sei beispielsweise angenommen, daß R₁ < R < R₂ ist, dann ist das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 90 auf niedrigem Potential, wodurch die Leitung 96 gesperrt wird und das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 91 ist auf niedrigem Potential, wodurch das UND-Glied 98 gesperrt wird, was die Leitung 100 abschaltet. Das von der Vergleichsstufe 92 kommende Ausgangssignal ist auf hohem Potential, das von der Inverterstufe 102 kommende Ausgangssignal ist ebenfalls auf hohem Potential. Dadurch wird das UND-Glied 101 entsperrt und gibt die Auswahlleitung 103 für ENTZ 1 frei. Die Schaltersteuerung 97 ist von üblicher Bauart und kann, je nachdem, welche Leitung 103, 100 oder 96 angesteuert wird, den Schalter 23 in Position A, B oder C umschalten.

Bis jetzt war im Zusammenhang mit Fig. 2 bis 8 eine Übertragungsanlage beschrieben worden, bei der Schaltmittel für die Messung der Steigung S sowie für die automatische Auswahl eines fest eingestellten Entzerrers vorgesehen sind. In diesem System werden aufeinanderfolgende Phasenänderungen des Trägers von +π/2 und -π/2 Radian zur Erzeugung eines Meßsignals benutzt, das aus drei synchronen Frequenzen f₀, f₁ und f₂ besteht. Selbstverständlich können auch andere Mittel für die Erzeugung dieses Meßsignals eingesetzt werden.

Es sei beispielsweise angenommen, daß die Steigung S eines Sprachband-Übertragungskanals gemessen werden soll, und daß man für die Erzeugung eines Meßsignals aus einem 600 Hz-Oszillator in Fig. 9 die Frequenzen f₀ = 1800 Hz, f₁ = 1200 Hz und f₂ = 2400 Hz ausgewählt hat. Der in Fig. 9 gezeigte Meßsignalgenerator enthält einen 600 Hz-Oszillator 110 und drei Frequenzvervielfacher 111, 112 und 113, die diese Frequenz mit 2 bzw. 3 bzw. 4 multiplizieren, so daß die Signale 1200 Hz, 1800 Hz bzw. 2400 Hz erzeugt werden. Die Ausgangssignale der Multiplizierstufen 111 bis 113 werden in einer Summenschaltung 114 aufsummiert und liefern damit ein Meßsignal, das sich aus der Überlagerung von drei Sinusschwingungen mit den Frequenzen f₀, f₁ und f₂ ergibt.

In diesem Fall, der der allgemeine Fall ist, lassen sich die drei Sinusschwingungen in vereinfachter Form ausdrücken wie folgt:

cos (2π f₀t + ϕ′₀)
cos (2π f₁t + ϕ′₁) (1′)
cos (2π f₂t + ϕ′₂),

wobei ϕ′₀, ϕ′₁ und ϕ′₂ die Phasen der übertragenen Sinusschwingungen sind. Es sei darauf hingewiesen, daß die Gleichung (1), die die drei das Meßsignal bildenden Sinusschwingungen ausdrückt, die durch aufeinanderfolgende Phasenänderungen des Trägers um +π/2 und -π/2 erzeugt werden, nur ein Sonderfall der oben angegebenen Beziehungen (1′) ist. Die Gleichungen (1) werden aus den Gleichungen (1′) dadurch abgeleitet, daß man den Phasen ϕ′₀, ϕ′₁ und ϕ′₂ die folgenden Werte gibt:

ϕ′₀ = -π/4 d′₁ = ϕ′₂ = +π/4

Verwendet man die in bezug auf Gleichungen (1′) gemachten Annahmen, so erhält man die Gleichungen (2) als Gleichungen (2′).

F₀: cos (2π f₀t + ϕ₀ + ϕ′₀)
F₁: cos (2π f₁t + ϕ₁ + ϕ′₁) (2′)
F₂: cos (2π f₂t + ϕ₂ + d′₂).

In gleicher Weise werden Gleichungen (4) nunmehr zu

ψ₀ = 2π f₀t + ϕ₀ + ϕ′₀)
ψ₁ = 2π f₁t + ϕ₁ + ϕ′₁) (4′)
c₂ = 2π f₂t + ϕ₂ + ϕ′₂).

Kombiniert man Gleichung (6) und Gleichung (4′), so findet man den allgemeinen Ausdruck für die Steigung S, bei dem die drei erzeugten Sinusschwingungen der Frequenzen f₀, f₁ und f₂ die entsprechenden Phasen ϕ′₀, d′₁ und ϕ′₂ aufweisen

Die durch Gleichung (8) definierte Größe R sei hier nochmals wiederholt

R = π/2 (f₂ - f₁) S (8)

und wird, beginnend mit Gleichung (7′)

R = 2ψ₀ - ψ₁ - ψ₂ - 2ϕ′₀ + ϕ′₁ + ϕ′₂ (9′)

Man sieht, daß man wenn man den Phasen ϕ′₀, ϕ′₁ und d′₂ die Werte

ϕ′₀ = -π/4  ϕ′₁ = ϕ′₂ = +π/4

gibt und in Gleichungen (7′), (9′), (15′) und (18′) einsetzt, die zuvor abgeleiteten Gleichungen (7), (9), (15) und (18) erhält.

Man sieht, daß die Bestimmung der Steigung S durch die Gleichung (7′) in der in den Fig. 4 bis 8 dargestellten Anordnung nur geringfügige Änderungen erfordert. In der Rechenschaltung gemäß Fig. 7 muß zum Ausgangssignal der Subtrahierstufe 87 noch ein Korrekturausdruck -2ϕ′₀ + d′₁ + ϕ′₂ hinzuaddiert werden, anstelle des in der Figur dargestellten Wertes von π.

Claims (6)

1. Verfahren zum Bestimmen des Wertes der Steigung S der Kennlinie der Gruppenlaufzeit in einem bei der Signalübertragung eingesetzten Übertragungskanal, gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:
Erzeugen und Übertragen eines aus drei Schwingungen mit den Frequenzen f₀, f₁ und f₂ bestehenden Meßsignals über den Übertragungskanal, wobei f₀ die Trägerfrequenz ist und f₁ und f₂ zu f₁ = f₀ - 1/2T und f₂ = f₀ + 1/2Tdefiniert sind, mit 1/T gleich der Übertragungsfrequenz,
Ableiten der Komponenten des Meßsignals mit den Frequenzen f₀, f₁ und f₂ am empfangsseitigen Ende des Übertragungskanals;
Ableiten der Augenblicksphase ψ₀, ψ₁ und ψ₂ aus den Komponenten der Frequenzen f₀, f₁ und f₂ des aufgenommenen Meßsignals;
Berechnen der der Steigung S der Kennlinie der Gruppenlaufzeit entsprechenden Größe R gemäß der BeziehungR = 2ψ₀ - ψ₁ - ψ₂ - 2ϕ₀ + ϕ′₁ + ϕ′₂wenn ϕ′₀, d′₁ und ϕ′₂ die Phasen der drei Spektrallinien mit den Frequenzen f₀, f₁ und f₂ des über den Übertragungskanal übertragenen Meßsignals sind und Multiplikation der Beziehung R mit

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das über den Übertragungskanal übertragene Meßsignal dadurch erzeugt wird, daß die Phase des Trägers mit der Frequenz f₀ fortlaufend abwechselnd mit der Signalfrequenz um +π/2 und -f/2 geändert wird.

3. Anordnung zur Durchführung eines Verfahrens nach den Ansprüchen 1 und 2 mit einem mit Zwei-Seitenband-Quadratur- Trägermodulation (DSB-QC) arbeitenden Sender, einem Übertragungskanal und einem entsprechenden Empfänger, dadurch gekennzeichnet,
daß senderseitig vor den üblichen Filtern (6, 7) und Modulatoren (8, 9) ein wahlweise anstelle der Datenquelle (1) anschaltbarer Meßsignalgenerator (3; Fig. 9) vorgesehen ist, der die Phase des Trägers fortlaufend um +π/2 bzw. -π/2 mit der Signalfrequenz ändert, so daß damit ein Meßsignal erzeugt wird, dessen Spektrum aus drei Spektrallinien mit der Trägerfrequenz f₀ und zwei weiteren Frequenzen f₁ = f₀ - 1/2T und f₂ = f₀ + 1/2T mit der Signalfrequenz 1/T besteht,
daß empfängerseitig (Fig. 4) zur Auswahl eines fest eingestellten Entzerrers (ENTZ 1, ENTZ 2, ENTZ 3) eine bei Übertragung von Meßsignalen anschaltbare Regelschleife (35-52) vorgesehen ist, die am Eingang mit selektiven Filtern (35, 36) für die phasenrichtigen und die um 90° phasenverschobenen Komponenten der drei Frequenzen f₀, f₁ und f₂ ausgerüstet sind, und ausgangsseitig die Phasenkomponenten cos ψ₀, cos ψ₁ und cos ψ₂ bzw. sin ψ₀, sin ψ₁ und sin ψ₂ liefern, die alle parallel einem Pufferregister (40) zuführbar sind, und daß nach dem an dem Pufferregister (40) angeschlossenen (44, 45) Phasendetektor (46) eine Rechenschaltung (48; Fig. 7) zur Berechnung der Größe R gemäß der Beziehung R = π + 2ψ₀ - ψ₁ - ψ₂vorgesehen ist, die ein Maß für die Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit ist.

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenschaltung (Fig. 7, 48 in Fig. 4) mehrere, nacheinander (80) ansteuerbare Register (81, 82, 83), nämlich ein Schieberegister (81) und zwei weitere Register (82, 83) zur Aufnahme der Werte ψ₀, ψ₁ und ψ₂ aufweist, daß dabei die zwei Register (82, 83) an die Eingänge einer ersten Addierstufe (84) angeschlossen sind, daß der Ausgang des Schieberegisters (81) und der Ausgang der ersten Addierstufe (84) an die Eingänge einer Subtrahierstufe (87) angeschlossen sind, die ausgangsseitig mit einem Eingang einer zweiten Addierstufe (88) verbunden sind, deren zweiter Eingang durch den Faktor π ansteuerbar ist.

5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Berechnung der Steigung S der Kennlinie der Gruppenlaufzeit in der Rechenschaltung (48) am Ausgang der dritten Addierstufe (88) eine Multiplizierstufe (89) angeschlossen ist, deren zweiter Eingang durch die Größe ansteuerbar ist, so daß damit die Steigung S gemäß der Beziehung ableitbar ist.

6. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß empfangsseitig eine Gruppe von N fest eingestellten Entzerrern (ENTZ 1-3) vorgesehen ist, deren Bereiche (I, II, III) das Übertragungsfrequenzband abdecken, die über einen Schalter (23) selektiv in den Signalübertragungsweg des Empfängers einschaltbar sind und daß die Auswahl dieser Enzerrer durch eine im Regelkanal liegende Vergleichs- und Auswahlstufe (Fig. 8, 50 in Fig. 4) über die berechnete Größe R steuerbar ist.