DE2845166A1

DE2845166A1 - Verfahren und anordnung zum messen der steigung der kennlinie der gruppenlaufzeit in einem uebertragungskanal und anwendung auf die automatische auswahl eines entzerrers

Info

Publication number: DE2845166A1
Application number: DE19782845166
Authority: DE
Inventors: Andre Eugene Desblache
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1977-10-27
Filing date: 1978-10-17
Publication date: 1979-05-03
Also published as: US4245320A; DE2845166C2; JPS6131428B2; FR2407616B1; GB1594320A; CA1111562A; FR2407616A1; IT1174446B; JPS5466182A; IT7827917A0

Description

-A-

Anmelderin: International Business Machines

Corporation, Armonk, N.Y. 10504

heb/se

Verfahren und Anordnung zum Messen der Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit in einem übertragungskanal und Anwendung auf die automatische Auswahl eines Entzerrers

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Anordnung zur Messung der Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit eines Übertragungskanals bei der Datenübertragung und die Anwendung auf die Auswahl eines von mehreren festen Entzerrern.

Grundsätzlich besteht eine Datenübertragungsanlage aus einem Sender, einem Übertragungskanal und einem Empfänger. Von einer Datenquelle kommende digitale Daten werden für die Übertragung

inem Sender zugeführt, der die Daten in eine für die Übertragung über den Kanal geeignetere Form umsetzt. Der Empfänger wandelt die am anderen Ende des Kanals aufgenommenen Signale in digitale Daten um, die dann einem Datenverbraucher zugeführt werden. Man sieht sofort, daß der Aufbau des Senders und des Empfängers in unmittelbarer Beziehung zu den Übertragungseigenschaften des Übertragungskanals steht. D.h., daß die Kennwerte des zu benutzenden Übertragungskanals bei Entwurf und Entwicklung des Senders und Empfängers bekannt sein müssen.

Die meisten Übertragungskanäle, wie z.B. die für öffentliche Fernsprechleitungen benutzten Kanäle haben dieselben Arten von Eigenschaften, die sich dabei in bezug auf die Bedeutung, die die verschiedenen Faktoren aufweisen, nur graduell voneinander unterscheiden. Übertragungskanäle werden im allgeneinen durch ihre frequenzabhängigen Kennwerte, nämlich das Übertragungsband und die Gruppenlaufzeit gekennzeichnet. Die Durchlaßkennlinie eines Übertragungskanals gibt für jede inner-

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halb des Durchlaßbereichs liegende Frequenz die zugehörige Dämpfung in Dezibel an. Die Kennlinie der Gruppenlaufzeit
stellt die Veränderungen der Steigung der Phasen/Frequenzkennlinie des Kanals dar. Die Gruppenlaufzeit stellt für
eine gegebene Frequenz die Übertragungszeit für diese Frequenz über den Übertragungskanal dar. Die Kennlinie der Gruppenlaufzeit stellt damit die relativen übertragungszeiten in
Millisekunden der innerhalb des Durchlaßbereichs des Kanals liegenden Frequenzen dar. Für eine vollständigere Definition sei beispielsweise auf Bell System Data Communications
Technical Reference mit dem Titel "Transmission Parameters Affecting Voiceband Data Transmission Description of Parameters" PUB 41008 vom Juli 1974 hingewiesen. Die Amplitudenkennlinie und die Kennlinie der Gruppenlaufzeit liegen dabei innerhalb vorgegebener Profile, die die Qualität des Übertragungskanals oder wie manchmal auch gesagt wird, die Qualität der Leitung kennzeichnen. Das am meisten benutzte Verfahren zur Messung der Gruppenlaufzeit-Kennlinie ist in Bell System Data Communications Technical Reference, unter dem Titel "Transmission Parameters Affecting Voiceband Data
Transmission Measuring Techniques", PUB 41009, vom Januar
1972 beschrieben. Kurz gesagt besteht dieses Verfahren darin, daß die Steigung der Phasen-/Frequenzkennlinie der Leitung für jede innerhalb des Durchlaßbereichs der Leitung liegende Frequenz gemessen wird. Dieses Verfahren ist nicht nur umständlich und zeitraubend, sondern erfordert auch besondere Prüf- und Meßgeräte, die nur die Fernsprechgesellschaften selbst zur Untersuchung und Prüfung ihrer Leitungen verwenden können. Außerdem kennt der Benutzer einer Leitung im allgemeinen die genaue Kennlinie der Gruppenlaufzeit nicht und kennt nur das Profil, das ihm die Fernsprechgesellschaft überlassen hat, und das den Bereich angibt, innerhalb dessen die Kennlinie liegt. Es wurde festgestellt, daß für viele Anwendungsgebiete eine Kenntnis des Profils der Kennlinie der Gruppenlaufzeit und die Steigung dieser Kennlinie ausreicht.

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Aufgabe der Erfindung ist es, ein einfacheres Verfahren und eine Anordnung zu schaffen, die durch den Benutzer eines Übertragungskanals zum Messen der Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit dieses Kanals eingesetzt werden kann. Damit soll erreicht werden, daß diese Kennlinie der Gruppenlaufzeit eines Kanals und ihre Steigung beim Anfahren eines Datenübertragungssystems rasch und zuverlässig ermittelt werden kann.

Die Kennlinie der Gruppenlaufzeit ist ein wichtiges Merkmal eines Übertragungskanals. Da die Gruppenlaufzeit über die Frequenz nicht konstant ist, wird ein über einen Kanal übertragenes Signal eine gewisse Verzerrung erfahren, die in Verbindung mit der Amplitudenverzerrung bei einer Datenübertragung auch eine Interferenz zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen zur Folge hat. Wenn theoretisch die genaue Gruppenlauf zeitkennlinie und Amplitudenkennlinie bekannt wären, könnte man die Auswirkungen der Interferenz zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen dadurch beseitigen, daß man ein Filter baut, dessen Übertragungsfunktion genau umgekehrt zu der des Kanals verläuft. In der Praxis sind diese Kennwerte jedoch nicht genau bekannt und ändern sich außerdem noch langsam mit der Zeit. Die Auswirkungen von Störungen durch Interferenz aufeinanderfolgender Impulse kann beseitigt oder mindestens stark dadurch herabgesetzt werden, daß man eine bekannte automatisch arbeitende, adaptive Schaltung, nämlich einen Entzerrer, einsetzt.

Ein adaptiver Entzerrer ist jedoch eine sehr komplizierte Schaltung, deren Kosten die Gesamtkosten des Empfängers der nit einem solchen Entzerrer ausgerüstet ist, wesentlich beeinträchtigt. Bei Datenübertragungssystemen, bei denen die Signalübertragungsfrequenz gleich oder kleiner ist als 2400 Bit je Sekunde, hat man festgestellt, daß für diesen Fall, da die Auswirkungen der Intereferenz zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen für eine Datenübertragung in solchen Systemen weniger störend sind, man nur einen ■

⁹⁷⁷ °⁰⁷

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einzigen fest eingestellten Entzerrer verwenden muß, der wesentlich weniger kostspielig ist, als ein adaptiver Entzerrer. Später hat man für diesen fest eingestellten Entzerrer eine Gruppe von fest eingestellten Entzerrern mit unterschiedlichen übertragungsfunktionen verwendet. Beim Systemanlauf gestattet dann die Auswahl eines bestimmten Entzerrers dessen Verwenjdung für eine gegebene Übertragung. Das am meisten benutzte Anlaufverfahren besteht darin, daß nacheinander die verschiedenen Entzerrer in den übertragungsweg eingeschaltet und dann derjenige Entzerrer ausgewählt wird, der die besten Ergebnisse liefert. Dieses Verfahren ist natürlich stark zeitraubend und erhöht damit auch die Kosten der Übertragung. Da die Interferenz zwischen benachbarten Impulsen von der Gruppenlauf zeitverzerrung abhängt, wurde gefunden, daß das neue Verfahren zum Messen der Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit für die automatische Auswahl eines fest eingestellten Entzerrers benutzt werden kann.

Demgemäß ist es Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren und eine Anordnung für die automatische Auswahl eines fest eingestellten Entzerrers in einer Datenübertragungsanlage zu schaffen, die nur eine Gruppe von fest eingestellten Entzerrern aufweist.

Ganz allgemeine gesprochen läßt sich dieses der Erfindung zugrundeliegende Problem dadurch lösen, daß ein Meßsignal über den Übertragungskanal übertragen wird, von dem die Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit gemessen werden soll, und daß diese Steigung aus dem am Ausgang des Kanals auftretenden Meßsignal bestimmt wird. Das über den Übertragungskanal übertragene Meßsignal hat ein Frequenzspektrum, das drei Spektrallinien bei den Freuquenzen f , f₁ bzw. f_o enthält, die etwa in der Mitte und an den Kanten des brauchbaren Durchlaßbandes des Kanals liegen. Am Ausgang des Kanals werden die drei Komponenten mit den

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Frequenzen f_Q, f₁ und f₂ aus dem aufgenommenen Meßsignal abgeleitet und die Augenblicksphasen ψ , ψ₁ und ψ₀ dieser drei Komponenten werden dann gemessen. Der Wert der Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit ergibt sich dann aus der Beziehung

S =

wobei φ' , φ¹ .j und φ'₂ die Phasen der drei Spektrallinien bei den Frequenzen f , f.. und f„ des über den Kanal übertragenen Meßsignals sind.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung wird das Meßsignal dann, wenn das Verfahren zum Messen der Steigung auf ein Datenübertragungssystem mit zwei Seitenband-Quadraturträger-Modulation (DSB-QC) angewandt wird, dadurch erzeugt, daß der Träger mit der Signalübertragungsfrequenz laufend Phasenänderungen von +π/2 und π/2 erfährt. Bei Verwendung eines Empfängers mit einer Gruppe von fest eingestellten Entzerrern kann dann der richtige Entzerrer als Funktion der gemessenen Steigung ausgewählt werden.

Die Erfindung wird nunmehr anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen im einzelnen beschrieben.

In den Zeichnungen zeigt:

Fig. 1 eine typische Kennlinie der Gruppenlaufzeit in einem Sprachband-Übertragungskanal,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Senders mit DSB-QC Modulation,

Fig. 3 ein Diagramm zur Darstellung der Erzeugung des Meßsignals,

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Fig. 4 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäß aufgebauten PSK-Empfängers,

Fig. 5 eine beispielhafte Ausführungsform der in Fig. 4 benutzten Filter 35 und 36,

Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel der im Empfänger von Fig. 4 benutzten Pufferstufe 40,

Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel der Rechenschaltung

48 in dem Empfänger gemäß Fig. 4 zur Berechnung der Steigung,

Fig. 8 ein Ausführungsbeispiel der Vergleichs- und Auswahlstufe 50 im Empfänger der Fig. 4,

Fig. 9 eine weitere Ausführungsform einer Schaltung zur Erzeugung des Meßsignals.

Fig. 1 zeigt eine typische Kennlinie der Gruppenlaufzeit für einen Übertragungskanal im Sprachband zwischen 300 und 3400 Hz. Die Kurve stellt die relativen Gruppenlaufzeiten bei verschiedenen Frequenzen in bezug auf die Gruppenlaufzeit bei der Frequenz 1500 Hz dar, die als Bezugsfrequenz genommen wird. Die Punkte A und B stellen die Gruppenlaufzeiten bei den Frequenzen f. = 1200 Hz und ±₂ = 2400 Hz dar, während der Punkt H die Projektion des Punktes A auf die Abszisse, d.h. das Lot auf die Frequenzachse beim Punkt f₂ = 2400 Hz darstellt. Es wurde gefunden, daß sich die Gruppenlaufzeit-Kennlinie durch ihre Steigung definieren läßt, die in Fig. 1 durch den Abschnitt BH dargestellt ist. Die Frequenzen f.. und f» sind so gewählt, daß sie an den Kanten des ausnutzbaren Durchlaßbereichs des Übertragungskanals liegen. Im allgemeinen sind dies diejenigen Frequenzen, bei denen die Dämpfung in der Amplituden-Frequenzkennlinie des übertragenen Signals -6dB oder -3dB beträgt.

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Zunächst soll durch die Erfindung ein Verfahren und eine Anordnung zur Messung der Steigung der in Fig. 1 dargestellten Kurve geschaffen werden. Zu diesem Zweck wird ein Meßsignal, dessen Frequenzspektrum sich aus drei Spektrallinien mit den Frequenzen f , f und f₂ zusammensetzt, über den Übertragungskanal übertragen. Die Frequenzen f.. und f₂ wurden oben definiert derart, daß die Frequenz f zwischen f.. und f₂ liegt, so daß f = 1/2 (f₁ + f₀) ist. In einem synchronen Datenübertragungssystem mit DSB-QC Modulation würde der ausgewählte Wert von f gleich der Trägerfrequenz sein und die Werte von f- und f- wären:

f₁ = f_o - 1/2T und f₂ = f_Q + 1/2T mit 1/T der Signalfrequenz.

Der Ausdruck DSB-QC Modulation wird hier ganz allgemein verwendet und soll dabei alle Systeme umfassen, bei denen das übertragene Signal dadurch dargestellt werden kann, daß man zwei um 90° gegeneinander phasenverschobene Trägeramplituden noduliert. Somit schließt der Ausdruck DSB-QC auch die Phasenumtastung (PSK) die Amplituden-Phasenumtastung (A-PSK) und die Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM) mit ein.

Der Klarheit und Einfachheit halber soll das Meßverfahren jemäß der Erfindung in einem synchron arbeitenden Daten-Ibertragungssystem mit DSB-QC-Modulation beschrieben werlen. Dazu wird das Verfahren, mit dem der Fachmann die teigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit eines übertrajungskanals messen kann, im allgemeinen beschrieben.

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Wenn das Meßverfahren gemäß der Erfindung in einem Datenübertragungssystem mit DSB-QC Modulation verwendet wird, wird das oben definierte Meßsignal dadurch erzeugt, daß der übertragene Träger fortlaufend mit der Signalfrequenz 1/T Phasenänderungen von +ir/2 und —ir/2 Radian unterzogen wird. Es kann leicht gezeigt werden, daß das so erzeugte Signal ein Spektrum aufweist, das aus drei Spektrallinien besteht, deren eine bei der Trägerfrequenz f liegt, während die übrigen Spektrallinien bei den Frequenzen f. = f - 1/2T und f₂ = f_Q + 1/2T liegen.

In Fig. 2 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild eines DSB-QC Senders dargestellt, der von der Erfindung Gebrauch macht. Selbstverständlich könnte dieser Sender ein PSK-, ein A-PSK- oder ein QAM-Sender sein, da alle drei Senderarten gleichartig aufgebaut sind. Mit Ausnahme des Meßsignalgenerators 3 ist der in Fig. 2 gezeigte Sender von üblicher Bauart für ein synchrones Datenübertragungssystem mit DSB-QC Modulation. Der Sender enthält eine Datenquelle 1, einen Codierer 2, einen MeßSignalgenerator 3, zwei Umschalter 4 und 5, zwei Tiefpaßfilter 6 und 7, zwei Modulatoren 8 und 9, einen Oszillator 10, einen 90°-Phasenschieber 11 und eine Summenschaltung 12. Die Datenquelle 1 ist am Eingang des Decodierers 2 angeschlossen, dessen Ausgangssignale über Leitungen 13 bzw. 14 nach der Position A der zweipoligen Umschalter 4 und 5 abgegeben werden. Der Meßsignalgenerator 3 weist zwei Ausgangsleitungen 15 und 16 auf, die an der Position B des Schalters 4 bzw. 5 angeschlossen sind. Die Ausgänge der Schalter 4 und 5 sind jeweils mit dem Eingang zweier identischer Tiefpaßfilter 6 und 7 verbunden, deren Ausgänge jeweils am Eingang eines der Modulatoren 8 oder 9 angeschlossen sind. Der andere Eingang des Modulators 8 ist unmittelbar am Ausgang des Oszillators 10 angeschlossen, während der andere Eingang des Modulators 9 über den 90°-Phasenschieber

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11 ebenfalls am Ausgang des Oszillators 10 angeschlossen ist. Die Ausgänge der Modulatoren 8 und 9 sind an dem Plusbzw. Minuseingang der Summenschaltung 12 angeschlossen, deren Ausgang am Eingang des Übertragungskanals angeschlossen ist.

Im Betrieb bei der Datenübertragung sind beide Schalter 4 und 5 in Position A. Die zu übertragenden Datenbits werden von der Datenquelle 1 geliefert und im Codierer 2 in zwei Folgen von Symbolen umgesetzt. An jedem der durch die Signalübertragung 1/T, ausgedrückt in Baud, definierten ÜbertragungsZeitpunkte werden zwei Symbole, d.h. eines aus jeder Folge über die Schalter 4 und 5 an die Bandpaßfilter 6 bzw. 7 abgegeben. Ein Symbolpaar stellt die in Phase befindliche Komponente und die um 90 phasenverschobene Komponente des zu übertragenden Signals in einem System rechtwinkliger Koordinaten dar. Die beiden gegeneinander um 90° phasenverschobenen Signalkomponenten stehen auf den Leitungen 13 bzw. 14 zur Verfügung. Jede dieser Komponenten hat dabei die Form eines Impulses, dessen Amplitude zum Wert dieser Komponente in Beziehung steht. Die der in-Phase befindlichen Komponente und der um 90° phasenverschobenen Komponente entsprechenden Impulse werden den Filtern 6 bzw. 7 zugeführt, die sie in Basisbandsignalelemente umsetzen, deren Form für die Übertragung besser geeignet ist. Die so erhaltenen Signaleletnente werden dann dazu benutzt, einen in-Phase befindlichen Träger und einen um 90 phasenverschobenen Träger in den Modulatoren 8 bzw. 9 zu modulieren. Der in-Phase befindliche Träger wird unmittelbar durch den Oszillator 10 geliefert, während der um 90° phasenverschobene Träger dadurch erhalten wird, daß das in-Phase befindliche Trägersignal des Oszillators 10 dem 90°-Phasenschieber 11 zugeführt wird, der die Phase des Trägers um 90° in der Phase verschiebt. Die am Ausgang der Modulatoren 8 und 9 auftretenden modulierten Signale werden in der Summenschaltung 12 zusammengefaßt und dem

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- 13 Eingang des Übertragungskanals zugeleitet.

Zur Messung der Steigung wird der übertragene Träger abwechselnd zur Erzeugung eines Meßsignals aufeinanderfolgenden Phasenänderungen von +π/2 und -π/2 Radian unterzogen. In dem in Fig. 2 dargestellten Beispiel wird das Meßsignal dadurch erzeugt, daß fortlaufend die Phase des Trägers um 0 bzw. +π/2 in der Phase verschoben wird. Man sieht, daß die Übertragung eines Trägers, dessen Phasen 0, π/2, Ο, π/2, Ο, π/2, 0, π/2 sind, äquivalent der Übertragung eines Trägers ist, dessen Phasenänderungen +π/2, -π/2, +π/2, —ir/2 usw. sind. In der Schaltung gemäß Fig. 2 wird für eine Phase des Trägers = 0 ein Signal übertragen, dessen in-Phase-Komponente und dessen um 90° phasenverschobene Komponente jeweils = 1 und 0 sind, während für die Phase des Trägers = π/2 ein Signal übertragen wird (vgl. Fig. 3) dessen in-Phase-Komponente = 0 und dessen um 90 phasenverschobene Komponente = 1 ist. Beim Meßbetrieb werden die Schalter 4 und 5 in Fig. 2 beide in Position B umgelegt. Der Meßsignalgenerator 3 liefert auf Leitung 15 das Signal X 101010101 und auf Leitung 16 die Folge Y 010101010 mit der Signalübertragungsgeschwindigkeit. Beide Signale können aus einem einzigen Schieberegister abgeleitet werden, das die Signalfolge 10011001100 ... gespeichert hält und dessen erste Stufe an der Leitung 15 und dessen zweite Stufe an der Leitung 16 angeschlossen ist. Legt man die Folgen X und Y an die Leitungen 15 bzw. 16 an, dann werden Signale übertragen, deren in-Phase-Komponenten und um 90° phasenverschobene Komponenten = (1,0), (0,1), (1,0), (0,1), ..., sind, d.h., daß ein Träger übertragen wird, der aufeinanderfolgende Phasenänderungen von +π/2 und -π/2 aufweist.

Fig. 4 ist ein Blockschaltbild eines Datenempfängers unter Einsatz der Erfindung. Das über den Übertragungskanal ankommende Signal gelangt über Leitung 20 auf eine Stufe 21 mit automatischer Verstärkungsregelung, wo die Energie des Signals

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normalisiert wird. Der Ausgang der Stufe 21 ist am Eingang eines Bandpasses 22 angeschlossen, der außerhalb des Durchlaßbereichs liegende Störungen aussiebt. Das Ausgangssignal des Bandpasses 22 wird parallel einer Gruppe von Analogentzerrerstufen zugeführt. Es sind hier der Einfachheit halber nur drei Entzerrerstufen ENTZ 1, ENTZ 2 und ENTZ 3 gezeigt. Solche fest eingestellten Entzerrerstufen sind allgemein bekannt und eine Beschreibung einer solchen Entzerrerstufe findet sich in der französischen Patentanmeldung 70 26336 (Veröffentlichungsnummer 2 097 657). Die Ausgangssignale der Entzerrerstufen ENTZ 1 bis ENTZ 3 liegen an den Klemmen A, B und C eines vierstufigen Schalters 23. Die Position D des Schalters 23 ist unmittelbar am Ausgang des Bandpasses 22 angeschlossen. Der Ausgang des Schalters 23 liegt an einer Abtastvorrichtung 53, die ausgangsseitig am Eingang eines Analog-Digital-Wandlers 24 angeschlossen ist. Der Ausgang des Analog-Digital-Wandlers 24 ist am Eingang eines digitalen Hilbert-Transformators 25 angeschlossen. Ein Hilbertrransformator ist eine Anordnung, die die in-Phase-Kompotiente und die um 90° phasenverschobene Komponente eines Eingangssignals liefert. Eine digitale Ausführungsform einer solchen Schaltung ist beispielsweise in einem Aufsatz von L.R. Robiner und CM. Rader mit dem Titel "Theory and Implementation of the Discrete Hubert Transform", in Digital Signal Processing, IEEE Press, 1972 beschrieben. Der 3ilbert-Transformator 25 hat zwei Ausgänge, die über die Leibungen 26 und 27 jeweils am Eingang eines Umschalters 28 bzw. 29 angeschlossen sind. Die Positionen A dieser Schalter sind nit den beiden Eingängen eines digitalen Phasendetektors 30 verbunden, der ausgangsseitig über Leitung 31 an einer Datenffiedergewinnungsschaltung 32 angeschlossen ist. Eine Einzelaeschreibung eines digitalen Phasendetektors findet sich im französischen Patent 71 47 850 (Veröffentlichungs-Nr. 2 164 ind ein Ausführungsbeispiel einer geeigneten Datenwiedergetfinnungsschaltung ist im französischen Patent 74 30001 (Ver-5ffentlichungs-Nr. 2 283 606) beschrieben. Die Positionen B

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der Schalter 28 und 29 sind über Leitung 33 bzw. 34 mit je einem Eingang zweier identischer Filter 35 bzw. 36 verbunden, äie im Zusammenhang mit Fig. 5 beschrieben werden sollen. Das Filter 35 hat drei Ausgänge, die über Leitungen 36, 38 und

9 am Eingang einer Pufferstufe 40 angeschlossen sind, die im Zusammenhang mit Fig. 6 noch zu beschreiben ist. Filter

6 weist ebenfalls drei Ausgänge auf, die über Leitungen 41, 42 und 43 am Eingang der Pufferstufe 40 angeschlossen sind. Die Pufferstufe 40 weist zwei Ausgänge auf, die über Leitungen 44 und 45 am Eingang einer digitalen Phasenwiedergewinnungsschaltung 46 angeschlossen sind, die identisch wie die Schaltung 30 aufgebaut ist. Ausgangsseitig ist die Phasenwiederjewinnungsschaltung 46 über Leitung 47 am Eingang einer tufe 48 zur Steigungsberechnung angeschlossen, die mit hinein ihrer Ausgänge über Leitung 49 am Eingang einer Verjleichs- und Auswahlstufe 50 angeschlossen ist, die die Ar-Deitsweise des Schalters 23 über Leitung 52 steuert und deren anderer Ausgang an einer Leitung 51 angeschlossen ist.

3ei Datenübertragungsbetrieb sind die Schalter 28 und 29 bei-Ie in Position A eingestellt. Es sei angenommen, daß der richtige Entzerrer, beispielsweise ENTZ 1 zuvor ausgewählt wurde und daß der Schalter 23 in Position A eingestellt ist. Das vom Übertragungskanal aufgenommene Datensignal durchläuft die automatische Verstärkungsregelungsschaltung 21, das Bandpaßfilter 22 und den Entzerrer ENTZ 1. Das am Ausgang des Entzerrers ENTZ 1 auftretende Ausgangssignal wird mit der Signaliibertragungsgeschwindigkeit oder Frequenz 1/T abgetastet und Lm Analog-Digital-Wandler 24 in digitale Form umgesetzt. Dieses am Ausgang des A/D-Wandlers 24 auftretende Ausgangssignal dem Hilbert-Transformator 25 zugeführt, der auf den Leitungen 26 und 27 die in-Phase-Komponente und die um 90° pha-3enverschobene Komponente des Eingangssignals liefert. Der Phasendetektor 30 leitet aus diesen Komponenten die Phase des aufgenommenen Signals ab und der Phasendetektor 32 leitet daraus die aufgenommenen Daten ab. Da sich die Erfindung nicht

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mit der Wiedergewinnung der Daten befaßt, wird die Arbeitsweise des Empfängers im Datenbetrieb nicht beschrieben.

Im Meßbetrieb erzeugt der Sender (Fig. 2) ein Meßsignal, wodurch der Träger aufeinanderfolgende Phasenänderungen von +π/2 und -π/2 mit Signalfrequenz ausführt. Das Spektrum dieses Signals besteht aus drei Spektrallinien, deren eine bei der Trägerfrequenz f liegt, während die beiden anderen die Frequenzen f.. und f« haben, die mit t. = f 1/2T und f₂ = f + 1/2T mit 1/T der Signalfrequenz definiert sind.

Demgemäß wird das zu übertragende Meßsignal durch überlagerung dreier Sinusschwingungen mit den Frequenzen f , f.. und f_o gebildet. Diese drei Sinusschwingungen können in vereinfachter Form wie folgt ausgedrückt werden:

cos (2irf_Qt - j )

cos (2_Tf.,t + -J) (1)

rine (0 ητψ "h + —- 1
Z 4

wobei - ■?, + -j und + ■? die Phasen dieser drei Sinusschwingungen darstellen, die sich aus den Phasenänderungen des Trägers ergeben. Das am Eingang des Empfängers auftretende Meßsignal nimmt dabei die Form dreier überlagerter Sinusschwingungen

F , F₁ und F₀ an, die ausgedrückt werden können als ο ι ^

F : cos ( 2πί t - τ- + φ

O O 4 ™C

cos

( 2irf.,t + J + φ₁ ) (2)

cos ( 2irf ₂t + f + Φ₂ > '

wobei φ , φ₁ und φ₀ die durch den Übertragungskanal einge fügten Phasenverschiebungen oder Phasenabweichungen sind.

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- 17 -	TT	und ψ₂ der Si-	(5)	daß sich die Stei-
Zur Ableitung der Augenblicksphasen ψ , ψ..	• "Ί ι 4 1	Beziehung 2 auch	Gruppenlauf-
nusschwingungen F , F₁ und F„ kann man die	ψ₂ = ²TTf₂t + -\| + φ₂			_r dann läßt sich die
schreiben als			Angenommen, die Kennlinie der Gruppenlaufzeit sei eine Kurve
F : cos ψ	(3)	zweiter Ordnung, dann kann gezeigt werden,
D₁ : cos ψ₁		jung S ausdrücken läßt als 4
F₂ : cos ψ₂		kombiniert man die Beziehungen (6) und (4)
(4)	Steigung S schreiben zu

Die Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit in Fig. 1 kann
auch geschrieben werden als
S =τ - (f₂) - τ Cf₁)
«robei Cf₁) und (f₂) die entsprechenden
zeiten bei Frequenzen f., und f₂ darstellen.

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2TT(f₂ -

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In der Praxis kann es für viele Anwendungsgebiete ausreichend sein, die Größe θ zu kennen, die als

θ = \ (f₂ - f.,) S (8)

definiert ist, wobei gemäß Gleichung (7) dieser Ausdruck auch geschrieben werden kann als

θ = π + 2ψ_ο - ψ₁ - ψ₂ (9)

was der Steigung S entspricht. Es ist wichtig, anzumerken, daß die Gleichungen (6), (7) und (9) nicht zeitabhängig sind.

Der in Fig. 4 dargestellte Empfänger benutzt die Beziehung 4 für die Bestimmung der Steigung S.

In Fig. 4 werden im Meßbetrieb die Schalter 28 und 29 in Position B und Schalter B zunächst in Position D eingestellt. Das über Leitung 10 aufgenommene Meßsignal durchläuft die automatische Verstärkungsregelung 21, das Bandpaßfilter 22, Schalter 23 in Position D und Abtastschaltung 53 und wird in Analog-Digital-Wandler 24 in digitale Form umgesetzt. Das vom Analog-Digital-Wandler 24 kommende Ausgangssignal wird dem HiIbert-Transformator 25 zugeleitet, der auf Leitung 26 bzw. 27 die in-Phase-Komponente bzw. die um 90 phasenverschobene Komponente des aufgenommenen Signals liefert. Die inPhase liegende Komponente dieses Signals wird über den Schalter 28 in Schaltstellung B und Leitung 33 dem Filter 35 zugeführt. Das Filter 35, von dem ein Ausführungsbeispiel in Fig.5 gezeigt ist, besteht aus drei elementaren Filtern, deren Mittenfrequenzen bei f_Q, f und f liegen. Das Filter 35 filtert aus der in-Phase liegenden Komponente des aufgenommenen Signals die "in Phase" liegenden Komponenten der Frequenzen f , f₁ und f„ dieses Signals aus. Die Komponenten mit den

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Frequenzen f_Q, f^ und ±₂ des aufgenommenen Signals sind die zuvor definierten Sinusschwingungen P , F₁ und F„. Die inPhase-Komponenten cos ψ , cos ψ₁ und cos ψ₂ der Signale F , ₁ und F₂ sind dann auf den Ausgangsleitungen 37, 38 und 39 des Filters 35 abzunehmen. Die um 90° phasenverschobene Komponente des aufgenommenen, auf Leitung 27 liegenden Signals, wird über Schalter 29 in Schaltstellung B und Leitung 34 dem Filter 36 zugeführt, das genauso aufgebaut ist wie das Filter 35. Auf den drei Ausgangsleitungen 41, 42 und 43 des Filters |36 treten die um 90° phasenverschobenen Komponenten sin ψ , sin ψ₁ und sin ψ₂ der Signale F_Q, F₁ und F₂ auf. Die in-Phase liegenden Komponenten und die um 90° phasenverschobenen Komponenten der Signale F_Q, F^ und F₂ werden einer Pufferstufe 40 zugeführt, dort in Registern abgespeichert und nacheinander paarweise dem Phasendetektor 46 wie folgt zugeführt: Die Pufferstufe 40 liefert auf den Leitungen 44 bzw. 45 die Signalkomponenten cos ψ und sin ψ , dann die Komponenten cos ψ., und sin If)₁ und schließlich die Komponenten cos ψ₂ und sin ψ₂· Der Phasendetektor 46 leitet den Momentanwert oder Augenblickswert der Phase ψ aus den Komponenten cos ψ und sin ψ ab, den Wert der Augenlicksphase ψ₁ aus den Komponenten cos TJj₁ und sin ψ₁ und den Wert der Augenblicksphase ψ₂ aus den Komponenten cos ψ₂ und sin ψ₂·

Der Phasendetektor 46 ist eine Schaltung üblicher Bauart, der eingangsseitig die Werte des Sinus und Cosinus eines Winkels zugeführt werden und der ausgangsseitig den Wert des Winkels liefert. Dem Fachmann leuchtet ohne weiteres ein, daß der Empfänger in Fig. 4 zwar zwei Phasendetektoren 30 und 46 zeigt, daß ein tatsächlich aufgebauter Empfänger auch nit einem einzigen Phasendetektor auskommen könnte, der dann als Detektor 46 beim Meßbetrieb und beim Datenbetrieb als Detektor 30 arbeitet.

Die Phasen ψ , Tf)₁ und ψ₂ werden nacheinander der Rechenschaltun j 48 für die Steigung zugeführt. Die Rechenschaltung 48 berechnet

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die Steigung S der Kennlinie der Gruppenlaufzeit gemäß der Be ziehung (7), die hier nochmal wiederholt sei.

^{s =}

Der digitale Wert der Steigung S steht dann an der Ausgangsleitung 51 der Rechenschaltung 48 zur Verfügung.

Hat man auf diese Weise den Wert der Steigung S abgeleitet, dann kann man aufgrund dieses Wertes auch den richtigen fest eingestellten Entzerrer ermitteln. Wie in der Beschreibungseinleitung erwähnt, liefern die Fernsprechgesellschaften ein Profil, das den Bereich angibt, in dem die Kennlinien der Gruppenlaufzeiten von Leitungen einer vorgegebenen Qualität liegen. Dies ermöglicht die Bestimmung eines Bereiches, innerhalb dessen die Steigungen S von Leitungen, die die durch dieses Profil definierten Eigenschaften aufweisen, liegen. Die CCITT-Empfehlungen für eine nichtbelastende Leitung geben einen Bereich von Steigungen von 1,7 ms an. Nach dem erfindungsgemäßen Verfahren wird zur Auswahl des richtigen Entzerrers der Bereich der Steigungen N Abschnitte unterteilt, wobei für jeden dieser N Abschnitte ein fester Entzerrer vorgesehen wird. Die Steigung S der benutzten Leitung wird gemessen und dann wird der Bereich, in dem die gemessene Steigung S liegt, zusammen mit dem zugeordneten fest eingestellten Entzerrer ausgewählt. Es wird in Fig. 4 angenommen, daß der durch seine Extremwerte, beispielsweise S und S₃ festgelegte Bereich der Steigungen in drei Intervalle I, II und III unterteilt wird, die jeweils durch ihre extremen Steigungswerte S_ bis S₁, S₁ bis S₂ und S₂ bis S₃ definiert sind. Es wird ferner angenommen, daß die Entzerrer ENTZ 1, ENTZ 2 und ENTZ 3 den entsprechenden Bereichen I, II und III zugeordnet sind. Man muß daher bestimmen, in welchem Bereich die gemessene Steigung S liegt, und die so gemessene Steigung mit den Steigungswerten S , S₁ und S₃ zur Festlegung des Bereichs vergleichen. Es hat sich jedoch als zweckmäßiger erwiesen, die durch Gleichungen (8) und (9) definierte Größe

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θ für die Auswahl der richtigen Entzerrer heranzuziehen, lemäß Gleichung (9) kann man auch schreiben

^Θ1 ⁼ 5 ^(f2 ~ ^f1^{) S}i ^{für i = 0/ 1/ 2 und 3}

Statt eines Vergleichs der gemessenen Steigung S mit den Werten S_Q, S^, S₂ und S₃ kann die Größe θ mit den durch Gleichung (10) definierten Werten Q_qI Q^, Q₂ und θ₃ verglichen werden.

En Fig. 4 wird der gemessene Wert von θ durch den Detektor auf die Ausgangsleitung 49 gegeben und einer Vergleichs- und kuswahlstufe 50 zugeleitet, von der ein Ausführungsbeispiel in ?ig. 8 gezeigt ist. Die Vergleichs- und Auswahlstufe 50 verjleicht den auf Leitung 49 zur Verfügung stehenden gemessenen ifert von θ mit den Werten von Q_Q, Q^, &₂ und θ₃, wodurch Schalter 23 in Abhängigkeit davon, ob der gemessene Wert von θ zwischen Q_Q und Q₁ zwischen Θ. und 6„, oder zwischen Q₂ und , liegt, in Stellung A, B oder C umgeschaltet wird.

Der allgemeine Aufbau eines digitalen Filters, das als Filter 35 oder 36 im Empfänger der Fig. 4 verwendet werden kann, soll lunmehr im Zusammenhang mit Fig. 5 beschrieben werden. Die in rig. 5 gezeigten Eingangs- und Ausgangsleitungen des Filters beziehen sich auf das Filter 35, während die in Klammer gesetzten Bezugszeichen sich auf das Filter 36 beziehen. Die Ln-Phase befindliche Komponente des aufgenommenen Signals .rd über Leitung 33 (Fig. 4) einer aus den Verzögerungsslementen 60, 61 und 62 bestehenden Verzögerungsleitung zugeleitet, die jeweils eine Verzögerung von T/2 Sekunden liefern. Das auf Leitung 33 liegende Eingangssignal wird in einer Subtrahierstufe 63 vom Ausgangssignal des Verzögerungseleinents 61 abgezogen, die über Leitung 37 die in-Phase befindliche Komponente des Signals F liefert. Das Eingangssignal auf Leitung 33 wird außerdem in der Addierstufe 64 zu

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dem Ausgangssignal des Verzögerungselements 61 hinzuaddiert. In der Addierstufe 65 wird das Ausgangssignal des Verzögerungselements 60 zum Ausgangssignal des Verzögerungselements 62 hinzuaddiert. In der Subtrahierstufe 66, die die in-Phase-Komponente des Signals F₁ über Leitung 38 abgibt/ wird das von der Addierstufe 65 kommende Ausgangssignal vom Ausgangssignal der Addierstufe 64 abgezogen. In der Addierstufe 67, die die in-Phase-Komponente des Signals F~ über Leitung 39 liefert, werden die Ausgangssignale der Addierstufen 64 und 65 miteinander addiert. Wenn das in Fig. 5 gezeigte Filter als Filter 36 verwendet wird, dann wird es über Leitung (34) mit der um 90° phasenverschobenen Komponente des aufgenommenen Signals angesteuert und liefert über Leitungen (41), (42) und (43) die um 90° pha
Signale F , F₁ bzw. F .

- 22 -

und (43) die um 90° phasenverschobenen Komponenten der

Fig. 6 zeigt ein digitales Ausführungsbeispiel der in Fig. 4 durch ein Rechteck dargestellten Pufferstufe 40. Die auf den Leitungen 37, 38 oder 39 ankommenden in-Phase liegenden Komponenten der Signale F , F₁ bzw. F„ werden in den Registern 70, 71 und 72 eingespeichert, während die über Leitungen 41, 42 und 43 ankommenden, um 90° phasenverschobenen Komponenten der Signale F , F₁ und F„ in den Registern 73, 74 bzw. 75 eingespeichert werden. Die Ausgänge der Register 70, 71 und 72 sind an den Anschlüssen A, B und C eines Schalters 76 mit drei Stellungen angeschlossen, der ausgangsseitig an der Leitung 44 angeschlossen ist. Die Ausgänge der Register 73, 74 und 75 sind an den Schaltstellungen A, B und C eines dreistufigen Schalters 77 angeschlossen, der ausgangsseitig an der Leitung 45 angeschlossen ist. Die Schalter 76 und 77 werden gleichzeitig auf die Schaltstellungen A, B oder C eingestellt. Liegen beide Schalter in Schaltstellung A, dann liegen der Inhalt der Register 70 und 73 auf Leitung 44 bzw. 45 usw.

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Fig. 7 zeigt ein digitales Ausführungsbeispiel einer Rechenschaltung 48 zur Berechnung der Steigung, welche in Fig. 4 nur als Block dargestellt ist. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 46 (Fig. 4) wird über Leitung 47 einem dreistufigen

chalter 80 zugeführt, dessen Schaltstellungen A, B und C jeweils am Eingang eines Schieberegisters 81 und am Eingang eines Registers 82 bzw. eines Registers 83 angeschlossen sind. Somit werden die nacheinander durch den Phasendetektor 46 abgeleiteten Phasen ψ_ο, ψ₁ und ψ_ über den Schalter 80 in Register 81, 82 bzw. 83 abgespeichert. Der Inhalt des Schieberegisters 81 wird dann um eine Bitposition nach links verschoben, so daß nach dieser Operation das Schieberegister 81 die Sröße 2ψ enthält. Eine Addierstufe 84 ist eingangsseitig an äen Ausgängen der Register 82 bzw. 83 angeschlossen und liefert auf der Ausgangsleitung 85 die Summe ψ. + Ψ₂* ^{Der aus} lern Schieberegister 81 entnommene Wert 2ψ , wird dann über eitung 86 dem Pluseingang einer Subtrahierstufe 87 zugeleitet, deren Minuseingang über Leitung 85 das Summensignal

+ ψ₂ aufnimmt. Dies Subtrahierstufe 87 liefert dann die Sröße 2ψ - ψ₁ - ψ_ο, zu der dann der Wert von ir in einer

O ι **

kddierstufe 88 hinzuaddiert wird. Am Ausgang der Addierstufe 88 steht dann auf Leitung 49 die Größe

θ = π + 2ψ_ο - ψ₁ - ψ₂

zur Verfügung. Der so berechnete Wert von wird dann in äer Multiplizierstufe 89 mit der Größe

nultipliziert. Die Multiplizierstufe 89 liefert somit auf Ihrer Ausgangsleitung 51 den Wert der Steigung S gemäß den leichungen (7) und (8).

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Fig. 8 zeigt ein Äusführungsbeispiel der Vergleichs- und Auswahlstufe 50 in Fig. 4. Der durch die Rechenschaltung 48 in Fig. 4 berechnete Wert von Θ, wird über Leitung 49 den Pluseingängen von drei Vergleichsstufen 90, 91 und 92 zugeführt. Die Minuseingänge dieser Vergleichsstufen sind dabei jeweils an Speichern 93, 94 bzw. 95 angeschlossen, die die Werte von θ.|, Q₂ bzw. θ₃ gespeichert halten. In dem dargestellten Beispiel liefern die Vergleichsstufen 90 bis 92 dann ein hohes Potential,wenn der Wert des am Pluseingang liegenden Signals größer ist als der Wert des am Minuseingang liegenden Signals. Das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 90 wird über die Auswahlleitung 96 für den Entzerrer 3 dem Eingang einer Schaltersteuerung 97 zugeführt. Das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 91 wird dem einen Eingang eines UND-Gliedes 98 zugeleitet, dessen anderer Eingang das durch eine Inverterstufe

99 invertierte Ausgangssignal der Vergleichsstufe 90 aufnimmt. Ausgangsseitig ist das UND-Glied 98 über die Auswahlleitung

100 für den Entzerrer 2 am Eingang der Schaltersteuerung 97 angeschlossen. Der Ausgang der Vergleichsstufe 92 ist am Eingang eines UND-Gliedes 101 angeschlossen, an dessen anderen Eingang das durch Inverterstufe 102 invertierte Ausgangssignal der Vergleichsstufe 91 liegt. Das Ausgangssignal des UND-Gliedes 101 wird über die Auswahlleitung 103 für Entzerrer dem Eingang der Schaltersteuerung 97 zugeführt. Im Betrieb sei beispielsweise angenommen, daß Θ. < θ > Q ist, dann ist das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 90 auf niedrigem Potential, wodurch die Leitung 96 gesperrt wird und das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 91 ist auf niedrigem Potential, wodurch das UND-Glied 98 gesperrt wird, was die Leitung 100 abschaltet. Das von der Vergleichsstufe 92 kommende Ausgangssignal ist auf hohem Potential, das von der Inverterstufe 102 kommende Ausgangssignal ist ebenfalls auf hohem Potential. Dadurch wird das UND-Glied 101 entsperrt und gibt die Auswahlleitung 103 für Entzerrer 1 frei. Die Schalter-

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Steuerung 97 ist von üblicher Bauart und kann, je nachdem, welche Leitung 103, 100 oder 96 angesteuert wird, den Schalter 23 in Position A, B oder C umschalten.

Bis jetzt war im Zusammenhang mit Fign. 2 bis 8 eine Übertragungsanlage beschrieben worden, bei der Schaltmittel für die Messung der Steigung S sowie für die automatische Auswahl

ines fest eingestellten Entzerrers vorgesehen sind. In diesem System werden aufeinanderfolgende Phasenänderungen des Trägers von +ir/2 und -ir /2 Radian zur Erzeugung eines Meßsignals benutzt, das aus drei synchronen Frequenzen f , f₁ und f₂ besteht. Selbstverständlich können auch andere Mittel für die Erzeugung dieses Meßsignals eingesetzt werden.

Es sei beispielsweise angenommen, daß die Steigung S eines prachband-übertragungskanals gemessen werden soll, und daß man für die Erzeugung eines Meßsignals aus einem 600 Hz-Oszillator in Fig. 9 die Frequenzen f = 1800 Hz, f.. = 1200 Hz und f₂ = 2400 Hz ausgewählt hat. Der in Fig. 9 gezeigte Meßsignalgenerator enthält einen 600 Hz-Oszillator 110 und drei Frejuenzvervielfacher 111, 112 und 113, die diese Frequenz mit 2 bzw. 3 bzw. 4 multiplizieren, so daß die Signale 1200 Hz, 1800 Hz bzw. 2400 Hz erzeugt werden. Die Ausgangssignale der Multiplizierstufen 111 bis 113 werden in einer Summenschaltung 114 aufsummiert und liefern' damit ein Meßsignal, das sich aus ler Überlagerung von drei Sinusschwingungen mit den Frequenzen E , f₁ und ±2 ergibt.

En diesem Fall, der der allgemeine Fall ist, lassen sich die Irei Sinusschwingungen in vereinfachter Form ausdrücken wie Eolgt:

cos ( 2fff_Qt + Φ'_ο

cos ( 2Trf.,t + φ¹., ) (1¹)

cos ( 2irf₂t + φ'₂ ) f

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wobei φ¹ , φ¹ und φ¹ die Phasen der übertragenen Sinusschwingungen sind. Es sei darauf hingewiesen, daß die Gleichung D/ die die drei das Meßsignal bildenden Sinusschwingungen aus drückt, die durch aufeinanderfolgende Phasenänderungen des Trägers um +ττ/2 und -u/2 erzeugt werden, nur ein Sonderfall der oben angegebenen Beziehungen (1') ist. Die Gleichungen (1) werden aus den Gleichungen (1·) dadurch abgeleitet, daß man den Phasen φ¹ , φ' und φ'₂ die folgenden Werte gibt:

Φ'ο ⁼ " f ΦΊ = Φ;'₂ ^{= +} ί

Verwendet man die in bezug auf Gleichungen (T) gemachten Annahmen, so erhält man die Gleichungen (2) als Gleichungen (2').

	En gleicher	: cos (	²^o* ⁺ Φο	⁺	Φ'	ο>
F.		. : cos (	21Tf₁I: + φ₁	+	Φ'	1>
A	ψ-	_? : cos (	2rf₂t ₊ φ₂	⁺	■θ-	2>-
ψ.	Weise werden	Gleichungen	(4)	nunmehr zu
> - ²*^fo^fc	- Φ_Ο ♦ Φ	Ό
, = 2Uf₁t	Φι Φ	ι 1
, = 27Tf t	Φο Φ	I 2*

Kombiniert man Gleichung (6) und Gleichung (4')r so findet man len allgemeinen Ausdruck für die Steigung S, bei dem die drei erzeugten Sinusschwingungen der Frequenzen f , f- und f₂ die sntsprechenden Phasen φ'_ο/ φ¹ « und φ'₂ aufweisen

⁽²*o - *1 - *2 - ²*o

^FR977007 809818/0738

! - 27 -

Die durch Gleichung (8) definierte Größe θ sei hier nochmals wiederholt

θ = \ (f₂ - ±_Λ) S (8)

und wird, beginnend mit Gleichung (7')

j ■ θ = 2ψ_ο - ψ₁ - ψ₂ - ₂φ'_ο + φ¹., + φ'₂ (9')

Man sieht, daß man wenn man den Phasen φ¹ , φ· und φ'~ die Werte

gibt und in Gleichungen (7¹)/ (9¹)/ (15¹) und (18¹) einsetzt, die zuvor abgeleiteten Gleichungen (7), (9), (15) und (18) erhält.

Man sieht sofort, daß die Bestimmung der Steigung S durch die Gleichung (7¹) in der in den Fign. 4 bis 8 dargestellten Anordnung nur geringfügige Änderungen erfordert. In der Rechenschaltung gemäß Fig. 7 muß zum Ausgangssignal der Subtrahierstufe 87 noch ein Korrekturausdruck -2φ' + φ¹- + φ'₂ hinzuaddiert werden, anstelle des in der Figur dargestellten Wertes von π.

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Claims

PATENTANSPRÜCHE

Verfahren zum Bestimmen des Wertes der Steigung S der Kennlinie der Gruppenlaufzeit in einem bei der Signalübertragung eingesetzten Übertragungskanal, gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte: Erzeugen und übertragen eines aus drei Schwingungen mit den Frequenzen f_Q, f₁ und f₂ bestehenden Meßsignals über den Übertragungskanal, wobei f die Trägerfrequenz ist und f.. und f„ zu

f₁ = f_Q - 1/2T und f₂ = f_o + 1/2T

definiert sind, mit 1/T gleich der Übertragungsfrequenz, Ableiten der Komponenten des Meßsignals mit den Frequenzen f_Q, f.j und ±2 ³^ enipfangsseitigen Ende des Übertragungskanals;

Ableiten der Augenblicksphase ψ , ψ₁ und ψ₂ aus den Komponenten der Frequenzen f , f.. und f₂ des aufgenommenen MeßsignaIs und

Berechnen der der Steigung S der Kennlinie der Gruppenlaufzeit entsprechenden Größe θ gemäß der Beziehung

θ = 2ψ_ο - ψ₁ - ψ₂ - 2φ_ο + φ'τ + φ'₂

wenn φ'/ φ¹ * und φ' die Phasen der drei Spektrallinien mit den Frequenzen f , f.. und f₂ des über den Übertragungskanal übertragenen Meßsignals sind.

Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steigung S der Kennlinie der Gruppenlaufzeit des Übertragungskanals gemäß der Beziehung

^{S =}

berechnet wird.

5. Verfahren nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß das über den übertragimgakanai

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ORIGINAL INSPECTED

845166

gene Meßsignal dadurch erzeugt wird, daß die Phase des Trägers mit der Frequenz f fortlaufend abwechseln« mit der Signalfrequenz um +ir/2 und -ττ/2 geändert wird.

Anordnung zur Durchführung eines Verfahrens nach den Ansprüchen 1 bis 3 mit einem mit Zwei-Seitenband-Quadratur-Trägermodulation (DSB-QC) arbeitenden Sender, einem Übertragungskanal und einem entsprechenden Empfänger, dadurch gekennzeichnet, daß senderseitig vor den üblichen Filtern (6, 7) und Modulatoren (8, 9) ein wahlweise anstelle der Datenquelle CD anschaltbarer Meßsignalgenerator (3; Fig. 9) vorgesehen ist, der die Phase des Trägers fortlaufend um +ir/2 bzw. —ir/2 mit der Signalfrequenz ändert, so daß damit ein Meßsignal erzeugt wird, dessen Spektrum aus drei Spektrallinien mit der Trägerfrequenz f und zwei weiteren Frequenzen f.j = f_Q-1/2T und f₂ = f +1/2T mit der Signal frequenz 1/T besteht, daß empfängerseitig (Fig. 4) zur Auswahl eines fest eingestellten Entzerrers (ENTZ1, ENTZ2, ENTZ3) eine bei übertragung von Meßsignalen anschaltbare Regelschleife (35-52) vorgesehen ist, die am Eingang mit selektiven Filtern (35, 36) für die phasenrichtigen und die um 90° phasenverschobenen Komponenten der drei Frequenzen f , f.. und ±2 ausgerüstet sind, und ausgangssei tig die Phasenkomponenten σοεψ , cosiK und cosiK bzw. sini/j , sinif/,. und sint|>₂ liefern, die alle parallel einem Pufferregister (40) zuführbar sind, und daß nach dem an dem Pufferregister (40) angeschlossenen (44, 48) Phasendetektor (46) eine Rechenschaltung (48; Fig. 7) zur Berechnung der Größe θ gemäß der Beziehung

θ = π + 2ψ_ο - ψ₁ - ψ₂

vorgesehen ist, die ein Maß für die Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit ist.

^{FR 977} °⁰⁷ 909818/0738

5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenschaltung (Fig. 7) aus mehreren, nacheinander (8O) ansteuerbaren Registern, nämlich einem Schieberegister (81) und zwei weiteren Registern (82_r 83) zur Aufnahme der Werte ψ_ο, ψ^ und ψ₂) besteht, daß dabei die zwei Register (82, 83) an den Eingängen einer Addierstufe (84) angeschlossen sind, daß der Ausgang des Schieberegisters (81) und der Ausgang der ersten Addierstufe an den Eingängen einer zweiten Addierstufe (87) angeschlossen sind, die ausgangsseitig mit einem Eingang einer dritten Addierstufe (88) verbunden sind, deren zweiter Eingang durch den Faktor π ansteuerbar ist.

6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur Berechnung der Steigung S der Kennlinie der Gruppenlaufzeit in der Rechenschaltung (48) am Ausgang der dritten Addierstufe (88) eine Multiplizierstufe (89) angeschlossen ist, deren zweiter Eingang durch die Größe

ansteuerbar ist, so daß damit die Steigung

2Tf(f₂- f.,)

S gemäß der Beziehung

^S - 2Tr(f₂-f.,) " ^θ

ableitbar ist.

7. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß empfangsseitig eine Gruppe von N fest eingestellten Entzerrern (ENTZ1-3) vorgesehen ist, deren Bereiche (I, II, III) das übertragungsfrequenzband abdecken, die über einen Schalter (23) selektiv in den Signalübertragungsweg des Empfängers einschaltbar sind und daß die Auswahl dieser Entzerrer durch eine im Regelkanal liegende Vergleichsund Auswahlstufe (Fig. 8) über die berechnete Größe θ steuerbar ist.

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