DE2845166A1 - Verfahren und anordnung zum messen der steigung der kennlinie der gruppenlaufzeit in einem uebertragungskanal und anwendung auf die automatische auswahl eines entzerrers - Google Patents
Verfahren und anordnung zum messen der steigung der kennlinie der gruppenlaufzeit in einem uebertragungskanal und anwendung auf die automatische auswahl eines entzerrersInfo
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Description
-A-
Anmelderin: International Business Machines
Corporation, Armonk, N.Y. 10504
heb/se
Verfahren und Anordnung zum Messen der Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit in einem übertragungskanal und Anwendung
auf die automatische Auswahl eines Entzerrers
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Anordnung zur Messung der Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit eines
Übertragungskanals bei der Datenübertragung und die Anwendung auf die Auswahl eines von mehreren festen Entzerrern.
Grundsätzlich besteht eine Datenübertragungsanlage aus einem Sender, einem Übertragungskanal und einem Empfänger. Von einer
Datenquelle kommende digitale Daten werden für die Übertragung
inem Sender zugeführt, der die Daten in eine für die Übertragung über den Kanal geeignetere Form umsetzt. Der Empfänger
wandelt die am anderen Ende des Kanals aufgenommenen Signale in digitale Daten um, die dann einem Datenverbraucher zugeführt
werden. Man sieht sofort, daß der Aufbau des Senders und des Empfängers in unmittelbarer Beziehung zu den Übertragungseigenschaften
des Übertragungskanals steht. D.h., daß die Kennwerte des zu benutzenden Übertragungskanals bei
Entwurf und Entwicklung des Senders und Empfängers bekannt sein müssen.
Die meisten Übertragungskanäle, wie z.B. die für öffentliche Fernsprechleitungen benutzten Kanäle haben dieselben Arten
von Eigenschaften, die sich dabei in bezug auf die Bedeutung, die die verschiedenen Faktoren aufweisen, nur graduell voneinander
unterscheiden. Übertragungskanäle werden im allgeneinen durch ihre frequenzabhängigen Kennwerte, nämlich das
Übertragungsband und die Gruppenlaufzeit gekennzeichnet. Die Durchlaßkennlinie eines Übertragungskanals gibt für jede inner-
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halb des Durchlaßbereichs liegende Frequenz die zugehörige Dämpfung in Dezibel an. Die Kennlinie der Gruppenlaufzeit
stellt die Veränderungen der Steigung der Phasen/Frequenzkennlinie des Kanals dar. Die Gruppenlaufzeit stellt für
eine gegebene Frequenz die Übertragungszeit für diese Frequenz über den Übertragungskanal dar. Die Kennlinie der Gruppenlaufzeit stellt damit die relativen übertragungszeiten in
Millisekunden der innerhalb des Durchlaßbereichs des Kanals liegenden Frequenzen dar. Für eine vollständigere Definition sei beispielsweise auf Bell System Data Communications
Technical Reference mit dem Titel "Transmission Parameters Affecting Voiceband Data Transmission Description of Parameters" PUB 41008 vom Juli 1974 hingewiesen. Die Amplitudenkennlinie und die Kennlinie der Gruppenlaufzeit liegen dabei innerhalb vorgegebener Profile, die die Qualität des Übertragungskanals oder wie manchmal auch gesagt wird, die Qualität der Leitung kennzeichnen. Das am meisten benutzte Verfahren zur Messung der Gruppenlaufzeit-Kennlinie ist in Bell System Data Communications Technical Reference, unter dem Titel "Transmission Parameters Affecting Voiceband Data
Transmission Measuring Techniques", PUB 41009, vom Januar
1972 beschrieben. Kurz gesagt besteht dieses Verfahren darin, daß die Steigung der Phasen-/Frequenzkennlinie der Leitung für jede innerhalb des Durchlaßbereichs der Leitung liegende Frequenz gemessen wird. Dieses Verfahren ist nicht nur umständlich und zeitraubend, sondern erfordert auch besondere Prüf- und Meßgeräte, die nur die Fernsprechgesellschaften selbst zur Untersuchung und Prüfung ihrer Leitungen verwenden können. Außerdem kennt der Benutzer einer Leitung im allgemeinen die genaue Kennlinie der Gruppenlaufzeit nicht und kennt nur das Profil, das ihm die Fernsprechgesellschaft überlassen hat, und das den Bereich angibt, innerhalb dessen die Kennlinie liegt. Es wurde festgestellt, daß für viele Anwendungsgebiete eine Kenntnis des Profils der Kennlinie der Gruppenlaufzeit und die Steigung dieser Kennlinie ausreicht.
stellt die Veränderungen der Steigung der Phasen/Frequenzkennlinie des Kanals dar. Die Gruppenlaufzeit stellt für
eine gegebene Frequenz die Übertragungszeit für diese Frequenz über den Übertragungskanal dar. Die Kennlinie der Gruppenlaufzeit stellt damit die relativen übertragungszeiten in
Millisekunden der innerhalb des Durchlaßbereichs des Kanals liegenden Frequenzen dar. Für eine vollständigere Definition sei beispielsweise auf Bell System Data Communications
Technical Reference mit dem Titel "Transmission Parameters Affecting Voiceband Data Transmission Description of Parameters" PUB 41008 vom Juli 1974 hingewiesen. Die Amplitudenkennlinie und die Kennlinie der Gruppenlaufzeit liegen dabei innerhalb vorgegebener Profile, die die Qualität des Übertragungskanals oder wie manchmal auch gesagt wird, die Qualität der Leitung kennzeichnen. Das am meisten benutzte Verfahren zur Messung der Gruppenlaufzeit-Kennlinie ist in Bell System Data Communications Technical Reference, unter dem Titel "Transmission Parameters Affecting Voiceband Data
Transmission Measuring Techniques", PUB 41009, vom Januar
1972 beschrieben. Kurz gesagt besteht dieses Verfahren darin, daß die Steigung der Phasen-/Frequenzkennlinie der Leitung für jede innerhalb des Durchlaßbereichs der Leitung liegende Frequenz gemessen wird. Dieses Verfahren ist nicht nur umständlich und zeitraubend, sondern erfordert auch besondere Prüf- und Meßgeräte, die nur die Fernsprechgesellschaften selbst zur Untersuchung und Prüfung ihrer Leitungen verwenden können. Außerdem kennt der Benutzer einer Leitung im allgemeinen die genaue Kennlinie der Gruppenlaufzeit nicht und kennt nur das Profil, das ihm die Fernsprechgesellschaft überlassen hat, und das den Bereich angibt, innerhalb dessen die Kennlinie liegt. Es wurde festgestellt, daß für viele Anwendungsgebiete eine Kenntnis des Profils der Kennlinie der Gruppenlaufzeit und die Steigung dieser Kennlinie ausreicht.
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Aufgabe der Erfindung ist es, ein einfacheres Verfahren und eine Anordnung zu schaffen, die durch den Benutzer eines Übertragungskanals
zum Messen der Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit dieses Kanals eingesetzt werden kann. Damit soll
erreicht werden, daß diese Kennlinie der Gruppenlaufzeit eines Kanals und ihre Steigung beim Anfahren eines Datenübertragungssystems
rasch und zuverlässig ermittelt werden kann.
Die Kennlinie der Gruppenlaufzeit ist ein wichtiges Merkmal eines Übertragungskanals. Da die Gruppenlaufzeit über die
Frequenz nicht konstant ist, wird ein über einen Kanal übertragenes Signal eine gewisse Verzerrung erfahren, die in
Verbindung mit der Amplitudenverzerrung bei einer Datenübertragung auch eine Interferenz zwischen aufeinanderfolgenden
Impulsen zur Folge hat. Wenn theoretisch die genaue Gruppenlauf zeitkennlinie und Amplitudenkennlinie bekannt wären, könnte
man die Auswirkungen der Interferenz zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen dadurch beseitigen, daß man ein Filter baut,
dessen Übertragungsfunktion genau umgekehrt zu der des Kanals verläuft. In der Praxis sind diese Kennwerte jedoch nicht
genau bekannt und ändern sich außerdem noch langsam mit der Zeit. Die Auswirkungen von Störungen durch Interferenz
aufeinanderfolgender Impulse kann beseitigt oder mindestens stark dadurch herabgesetzt werden, daß man eine bekannte
automatisch arbeitende, adaptive Schaltung, nämlich einen Entzerrer, einsetzt.
Ein adaptiver Entzerrer ist jedoch eine sehr komplizierte Schaltung, deren Kosten die Gesamtkosten des Empfängers der
nit einem solchen Entzerrer ausgerüstet ist, wesentlich beeinträchtigt.
Bei Datenübertragungssystemen, bei denen die Signalübertragungsfrequenz gleich oder kleiner ist als
2400 Bit je Sekunde, hat man festgestellt, daß für diesen Fall, da die Auswirkungen der Intereferenz zwischen aufeinanderfolgenden
Impulsen für eine Datenübertragung in solchen Systemen weniger störend sind, man nur einen ■
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einzigen fest eingestellten Entzerrer verwenden muß, der wesentlich
weniger kostspielig ist, als ein adaptiver Entzerrer. Später hat man für diesen fest eingestellten Entzerrer eine
Gruppe von fest eingestellten Entzerrern mit unterschiedlichen übertragungsfunktionen verwendet. Beim Systemanlauf gestattet
dann die Auswahl eines bestimmten Entzerrers dessen Verwenjdung für eine gegebene Übertragung. Das am meisten benutzte
Anlaufverfahren besteht darin, daß nacheinander die verschiedenen Entzerrer in den übertragungsweg eingeschaltet und dann
derjenige Entzerrer ausgewählt wird, der die besten Ergebnisse liefert. Dieses Verfahren ist natürlich stark zeitraubend
und erhöht damit auch die Kosten der Übertragung. Da die Interferenz zwischen benachbarten Impulsen von der Gruppenlauf
zeitverzerrung abhängt, wurde gefunden, daß das neue Verfahren zum Messen der Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit
für die automatische Auswahl eines fest eingestellten Entzerrers benutzt werden kann.
Demgemäß ist es Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren und eine Anordnung für die automatische Auswahl eines fest eingestellten
Entzerrers in einer Datenübertragungsanlage zu schaffen, die nur eine Gruppe von fest eingestellten Entzerrern aufweist.
Ganz allgemeine gesprochen läßt sich dieses der Erfindung zugrundeliegende Problem dadurch lösen, daß ein Meßsignal
über den Übertragungskanal übertragen wird, von dem die Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit gemessen werden
soll, und daß diese Steigung aus dem am Ausgang des Kanals auftretenden Meßsignal bestimmt wird. Das über den Übertragungskanal
übertragene Meßsignal hat ein Frequenzspektrum, das drei Spektrallinien bei den Freuquenzen
f , f1 bzw. fo enthält, die etwa in der Mitte und an den
Kanten des brauchbaren Durchlaßbandes des Kanals liegen. Am Ausgang des Kanals werden die drei Komponenten mit den
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Frequenzen fQ, f1 und f2 aus dem aufgenommenen Meßsignal
abgeleitet und die Augenblicksphasen ψ , ψ1 und ψ0 dieser
drei Komponenten werden dann gemessen. Der Wert der Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit ergibt sich dann aus der
Beziehung
S =
wobei φ' , φ1 .j und φ'2 die Phasen der drei Spektrallinien
bei den Frequenzen f , f.. und f„ des über den Kanal übertragenen
Meßsignals sind.
Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung wird das Meßsignal dann, wenn das Verfahren zum Messen der Steigung auf ein Datenübertragungssystem
mit zwei Seitenband-Quadraturträger-Modulation (DSB-QC) angewandt wird, dadurch erzeugt, daß der
Träger mit der Signalübertragungsfrequenz laufend Phasenänderungen
von +π/2 und π/2 erfährt. Bei Verwendung eines Empfängers mit einer Gruppe von fest eingestellten Entzerrern kann dann
der richtige Entzerrer als Funktion der gemessenen Steigung ausgewählt werden.
Die Erfindung wird nunmehr anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen im einzelnen
beschrieben.
In den Zeichnungen zeigt:
Fig. 1 eine typische Kennlinie der Gruppenlaufzeit in einem Sprachband-Übertragungskanal,
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Senders mit DSB-QC Modulation,
Fig. 3 ein Diagramm zur Darstellung der Erzeugung des Meßsignals,
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Fig. 4 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäß aufgebauten PSK-Empfängers,
Fig. 5 eine beispielhafte Ausführungsform der in
Fig. 4 benutzten Filter 35 und 36,
Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel der im Empfänger von Fig. 4 benutzten Pufferstufe 40,
Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel der Rechenschaltung
48 in dem Empfänger gemäß Fig. 4 zur Berechnung der Steigung,
Fig. 8 ein Ausführungsbeispiel der Vergleichs- und Auswahlstufe 50 im Empfänger der Fig. 4,
Fig. 9 eine weitere Ausführungsform einer Schaltung
zur Erzeugung des Meßsignals.
Fig. 1 zeigt eine typische Kennlinie der Gruppenlaufzeit für einen Übertragungskanal im Sprachband zwischen 300 und 3400 Hz.
Die Kurve stellt die relativen Gruppenlaufzeiten bei verschiedenen Frequenzen in bezug auf die Gruppenlaufzeit bei der Frequenz
1500 Hz dar, die als Bezugsfrequenz genommen wird. Die Punkte A und B stellen die Gruppenlaufzeiten bei den Frequenzen
f. = 1200 Hz und ±2 = 2400 Hz dar, während der Punkt H die
Projektion des Punktes A auf die Abszisse, d.h. das Lot auf die Frequenzachse beim Punkt f2 = 2400 Hz darstellt. Es wurde gefunden,
daß sich die Gruppenlaufzeit-Kennlinie durch ihre Steigung definieren läßt, die in Fig. 1 durch den Abschnitt BH
dargestellt ist. Die Frequenzen f.. und f» sind so gewählt, daß
sie an den Kanten des ausnutzbaren Durchlaßbereichs des Übertragungskanals liegen. Im allgemeinen sind dies diejenigen Frequenzen,
bei denen die Dämpfung in der Amplituden-Frequenzkennlinie des übertragenen Signals -6dB oder -3dB beträgt.
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Zunächst soll durch die Erfindung ein Verfahren und eine Anordnung zur Messung der Steigung der in Fig. 1 dargestellten
Kurve geschaffen werden. Zu diesem Zweck wird ein Meßsignal, dessen Frequenzspektrum sich aus drei Spektrallinien
mit den Frequenzen f , f und f2 zusammensetzt, über den Übertragungskanal
übertragen. Die Frequenzen f.. und f2 wurden oben
definiert derart, daß die Frequenz f zwischen f.. und f2 liegt,
so daß f = 1/2 (f1 + f0) ist. In einem synchronen Datenübertragungssystem
mit DSB-QC Modulation würde der ausgewählte Wert von f gleich der Trägerfrequenz sein und die
Werte von f- und f- wären:
f1 = fo - 1/2T und f2 = fQ + 1/2T
mit 1/T der Signalfrequenz.
Der Ausdruck DSB-QC Modulation wird hier ganz allgemein verwendet und soll dabei alle Systeme umfassen, bei denen das
übertragene Signal dadurch dargestellt werden kann, daß man zwei um 90° gegeneinander phasenverschobene Trägeramplituden
noduliert. Somit schließt der Ausdruck DSB-QC auch die Phasenumtastung (PSK) die Amplituden-Phasenumtastung (A-PSK)
und die Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM) mit ein.
Der Klarheit und Einfachheit halber soll das Meßverfahren jemäß der Erfindung in einem synchron arbeitenden Daten-Ibertragungssystem
mit DSB-QC-Modulation beschrieben werlen. Dazu wird das Verfahren, mit dem der Fachmann die
teigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit eines übertrajungskanals
messen kann, im allgemeinen beschrieben.
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Wenn das Meßverfahren gemäß der Erfindung in einem Datenübertragungssystem
mit DSB-QC Modulation verwendet wird, wird das oben definierte Meßsignal dadurch erzeugt, daß
der übertragene Träger fortlaufend mit der Signalfrequenz
1/T Phasenänderungen von +ir/2 und —ir/2 Radian unterzogen
wird. Es kann leicht gezeigt werden, daß das so erzeugte Signal ein Spektrum aufweist, das aus drei Spektrallinien
besteht, deren eine bei der Trägerfrequenz f liegt, während die übrigen Spektrallinien bei den Frequenzen f. = f - 1/2T
und f2 = fQ + 1/2T liegen.
In Fig. 2 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild eines DSB-QC Senders dargestellt, der von der Erfindung Gebrauch macht.
Selbstverständlich könnte dieser Sender ein PSK-, ein A-PSK- oder ein QAM-Sender sein, da alle drei Senderarten gleichartig
aufgebaut sind. Mit Ausnahme des Meßsignalgenerators 3 ist der in Fig. 2 gezeigte Sender von üblicher Bauart für
ein synchrones Datenübertragungssystem mit DSB-QC Modulation. Der Sender enthält eine Datenquelle 1, einen Codierer 2,
einen MeßSignalgenerator 3, zwei Umschalter 4 und 5, zwei
Tiefpaßfilter 6 und 7, zwei Modulatoren 8 und 9, einen Oszillator 10, einen 90°-Phasenschieber 11 und eine Summenschaltung
12. Die Datenquelle 1 ist am Eingang des Decodierers 2 angeschlossen, dessen Ausgangssignale über Leitungen 13
bzw. 14 nach der Position A der zweipoligen Umschalter 4 und 5 abgegeben werden. Der Meßsignalgenerator 3 weist zwei
Ausgangsleitungen 15 und 16 auf, die an der Position B des
Schalters 4 bzw. 5 angeschlossen sind. Die Ausgänge der Schalter 4 und 5 sind jeweils mit dem Eingang zweier identischer
Tiefpaßfilter 6 und 7 verbunden, deren Ausgänge jeweils am Eingang eines der Modulatoren 8 oder 9 angeschlossen
sind. Der andere Eingang des Modulators 8 ist unmittelbar am Ausgang des Oszillators 10 angeschlossen, während der
andere Eingang des Modulators 9 über den 90°-Phasenschieber
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11 ebenfalls am Ausgang des Oszillators 10 angeschlossen
ist. Die Ausgänge der Modulatoren 8 und 9 sind an dem Plusbzw. Minuseingang der Summenschaltung 12 angeschlossen,
deren Ausgang am Eingang des Übertragungskanals angeschlossen ist.
Im Betrieb bei der Datenübertragung sind beide Schalter 4 und 5 in Position A. Die zu übertragenden Datenbits werden von
der Datenquelle 1 geliefert und im Codierer 2 in zwei Folgen von Symbolen umgesetzt. An jedem der durch die Signalübertragung
1/T, ausgedrückt in Baud, definierten ÜbertragungsZeitpunkte
werden zwei Symbole, d.h. eines aus jeder Folge über die Schalter 4 und 5 an die Bandpaßfilter 6 bzw. 7 abgegeben.
Ein Symbolpaar stellt die in Phase befindliche Komponente und die um 90 phasenverschobene Komponente des zu
übertragenden Signals in einem System rechtwinkliger Koordinaten dar. Die beiden gegeneinander um 90° phasenverschobenen
Signalkomponenten stehen auf den Leitungen 13 bzw. 14 zur
Verfügung. Jede dieser Komponenten hat dabei die Form eines Impulses, dessen Amplitude zum Wert dieser Komponente in
Beziehung steht. Die der in-Phase befindlichen Komponente und der um 90° phasenverschobenen Komponente entsprechenden
Impulse werden den Filtern 6 bzw. 7 zugeführt, die sie in Basisbandsignalelemente umsetzen, deren Form für die Übertragung
besser geeignet ist. Die so erhaltenen Signaleletnente werden dann dazu benutzt, einen in-Phase befindlichen
Träger und einen um 90 phasenverschobenen Träger in den Modulatoren 8 bzw. 9 zu modulieren. Der in-Phase befindliche
Träger wird unmittelbar durch den Oszillator 10 geliefert, während der um 90° phasenverschobene Träger dadurch erhalten
wird, daß das in-Phase befindliche Trägersignal des Oszillators 10 dem 90°-Phasenschieber 11 zugeführt wird, der die Phase
des Trägers um 90° in der Phase verschiebt. Die am Ausgang der Modulatoren 8 und 9 auftretenden modulierten Signale
werden in der Summenschaltung 12 zusammengefaßt und dem
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- 13 Eingang des Übertragungskanals zugeleitet.
Zur Messung der Steigung wird der übertragene Träger abwechselnd zur Erzeugung eines Meßsignals aufeinanderfolgenden
Phasenänderungen von +π/2 und -π/2 Radian unterzogen. In dem in Fig. 2 dargestellten Beispiel wird das Meßsignal dadurch
erzeugt, daß fortlaufend die Phase des Trägers um 0 bzw. +π/2 in der Phase verschoben wird. Man sieht, daß die Übertragung
eines Trägers, dessen Phasen 0, π/2, Ο, π/2, Ο, π/2, 0, π/2
sind, äquivalent der Übertragung eines Trägers ist, dessen Phasenänderungen +π/2, -π/2, +π/2, —ir/2 usw. sind. In der
Schaltung gemäß Fig. 2 wird für eine Phase des Trägers = 0 ein Signal übertragen, dessen in-Phase-Komponente und dessen
um 90° phasenverschobene Komponente jeweils = 1 und 0 sind, während für die Phase des Trägers = π/2 ein Signal
übertragen wird (vgl. Fig. 3) dessen in-Phase-Komponente = 0 und dessen um 90 phasenverschobene Komponente = 1 ist. Beim
Meßbetrieb werden die Schalter 4 und 5 in Fig. 2 beide in Position B umgelegt. Der Meßsignalgenerator 3 liefert auf
Leitung 15 das Signal X 101010101 und auf Leitung 16 die Folge Y 010101010 mit der Signalübertragungsgeschwindigkeit.
Beide Signale können aus einem einzigen Schieberegister abgeleitet werden, das die Signalfolge 10011001100 ... gespeichert
hält und dessen erste Stufe an der Leitung 15 und dessen zweite Stufe an der Leitung 16 angeschlossen ist. Legt man
die Folgen X und Y an die Leitungen 15 bzw. 16 an, dann werden Signale übertragen, deren in-Phase-Komponenten und um
90° phasenverschobene Komponenten = (1,0), (0,1), (1,0), (0,1), ..., sind, d.h., daß ein Träger übertragen wird, der
aufeinanderfolgende Phasenänderungen von +π/2 und -π/2 aufweist.
Fig. 4 ist ein Blockschaltbild eines Datenempfängers unter Einsatz der Erfindung. Das über den Übertragungskanal ankommende
Signal gelangt über Leitung 20 auf eine Stufe 21 mit automatischer Verstärkungsregelung, wo die Energie des Signals
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normalisiert wird. Der Ausgang der Stufe 21 ist am Eingang eines Bandpasses 22 angeschlossen, der außerhalb des Durchlaßbereichs
liegende Störungen aussiebt. Das Ausgangssignal des Bandpasses 22 wird parallel einer Gruppe von Analogentzerrerstufen
zugeführt. Es sind hier der Einfachheit halber nur drei Entzerrerstufen ENTZ 1, ENTZ 2 und ENTZ 3 gezeigt.
Solche fest eingestellten Entzerrerstufen sind allgemein bekannt und eine Beschreibung einer solchen Entzerrerstufe
findet sich in der französischen Patentanmeldung 70 26336 (Veröffentlichungsnummer 2 097 657). Die Ausgangssignale der
Entzerrerstufen ENTZ 1 bis ENTZ 3 liegen an den Klemmen A, B
und C eines vierstufigen Schalters 23. Die Position D des Schalters 23 ist unmittelbar am Ausgang des Bandpasses 22
angeschlossen. Der Ausgang des Schalters 23 liegt an einer Abtastvorrichtung 53, die ausgangsseitig am Eingang eines
Analog-Digital-Wandlers 24 angeschlossen ist. Der Ausgang des Analog-Digital-Wandlers 24 ist am Eingang eines digitalen
Hilbert-Transformators 25 angeschlossen. Ein Hilbertrransformator
ist eine Anordnung, die die in-Phase-Kompotiente und die um 90° phasenverschobene Komponente eines
Eingangssignals liefert. Eine digitale Ausführungsform einer
solchen Schaltung ist beispielsweise in einem Aufsatz von L.R. Robiner und CM. Rader mit dem Titel "Theory and
Implementation of the Discrete Hubert Transform", in
Digital Signal Processing, IEEE Press, 1972 beschrieben. Der 3ilbert-Transformator 25 hat zwei Ausgänge, die über die Leibungen
26 und 27 jeweils am Eingang eines Umschalters 28 bzw. 29 angeschlossen sind. Die Positionen A dieser Schalter sind
nit den beiden Eingängen eines digitalen Phasendetektors 30 verbunden, der ausgangsseitig über Leitung 31 an einer Datenffiedergewinnungsschaltung
32 angeschlossen ist. Eine Einzelaeschreibung eines digitalen Phasendetektors findet sich im
französischen Patent 71 47 850 (Veröffentlichungs-Nr. 2 164
ind ein Ausführungsbeispiel einer geeigneten Datenwiedergetfinnungsschaltung
ist im französischen Patent 74 30001 (Ver-5ffentlichungs-Nr.
2 283 606) beschrieben. Die Positionen B
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der Schalter 28 und 29 sind über Leitung 33 bzw. 34 mit je einem Eingang zweier identischer Filter 35 bzw. 36 verbunden,
äie im Zusammenhang mit Fig. 5 beschrieben werden sollen.
Das Filter 35 hat drei Ausgänge, die über Leitungen 36, 38 und
9 am Eingang einer Pufferstufe 40 angeschlossen sind, die im Zusammenhang mit Fig. 6 noch zu beschreiben ist. Filter
6 weist ebenfalls drei Ausgänge auf, die über Leitungen 41, 42 und 43 am Eingang der Pufferstufe 40 angeschlossen sind.
Die Pufferstufe 40 weist zwei Ausgänge auf, die über Leitungen 44 und 45 am Eingang einer digitalen Phasenwiedergewinnungsschaltung
46 angeschlossen sind, die identisch wie die Schaltung 30 aufgebaut ist. Ausgangsseitig ist die Phasenwiederjewinnungsschaltung
46 über Leitung 47 am Eingang einer tufe 48 zur Steigungsberechnung angeschlossen, die mit
hinein ihrer Ausgänge über Leitung 49 am Eingang einer Verjleichs-
und Auswahlstufe 50 angeschlossen ist, die die Ar-Deitsweise des Schalters 23 über Leitung 52 steuert und deren
anderer Ausgang an einer Leitung 51 angeschlossen ist.
3ei Datenübertragungsbetrieb sind die Schalter 28 und 29 bei-Ie
in Position A eingestellt. Es sei angenommen, daß der richtige Entzerrer, beispielsweise ENTZ 1 zuvor ausgewählt wurde
und daß der Schalter 23 in Position A eingestellt ist. Das vom Übertragungskanal aufgenommene Datensignal durchläuft die
automatische Verstärkungsregelungsschaltung 21, das Bandpaßfilter 22 und den Entzerrer ENTZ 1. Das am Ausgang des Entzerrers
ENTZ 1 auftretende Ausgangssignal wird mit der Signaliibertragungsgeschwindigkeit
oder Frequenz 1/T abgetastet und Lm Analog-Digital-Wandler 24 in digitale Form umgesetzt. Dieses
am Ausgang des A/D-Wandlers 24 auftretende Ausgangssignal dem Hilbert-Transformator 25 zugeführt, der auf den Leitungen
26 und 27 die in-Phase-Komponente und die um 90° pha-3enverschobene
Komponente des Eingangssignals liefert. Der Phasendetektor 30 leitet aus diesen Komponenten die Phase des
aufgenommenen Signals ab und der Phasendetektor 32 leitet daraus die aufgenommenen Daten ab. Da sich die Erfindung nicht
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mit der Wiedergewinnung der Daten befaßt, wird die Arbeitsweise des Empfängers im Datenbetrieb nicht beschrieben.
Im Meßbetrieb erzeugt der Sender (Fig. 2) ein Meßsignal, wodurch der Träger aufeinanderfolgende Phasenänderungen von
+π/2 und -π/2 mit Signalfrequenz ausführt. Das Spektrum dieses Signals besteht aus drei Spektrallinien, deren eine bei
der Trägerfrequenz f liegt, während die beiden anderen die Frequenzen f.. und f« haben, die mit t. = f 1/2T und f2 =
f + 1/2T mit 1/T der Signalfrequenz definiert sind.
Demgemäß wird das zu übertragende Meßsignal durch überlagerung
dreier Sinusschwingungen mit den Frequenzen f , f.. und fo gebildet. Diese drei Sinusschwingungen können in vereinfachter
Form wie folgt ausgedrückt werden:
cos (2irfQt - j )
cos (2Tf.,t + -J) (1)
rine (0 ητψ "h + —- 1
Z 4
Z 4
wobei - ■?, + -j und + ■? die Phasen dieser drei Sinusschwingungen
darstellen, die sich aus den Phasenänderungen des Trägers ergeben. Das am Eingang des Empfängers auftretende Meßsignal
nimmt dabei die Form dreier überlagerter Sinusschwingungen
F , F1 und F0 an, die ausgedrückt werden können als
ο ι ^
F : cos ( 2πί t - τ- + φ
O O 4 ™C
cos
( 2irf.,t + J + φ1 ) (2)
cos ( 2irf 2t + f + Φ2
> '
wobei φ , φ1 und φ0 die durch den Übertragungskanal einge
fügten Phasenverschiebungen oder Phasenabweichungen sind.
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- 17 - | TT | und ψ2 der Si- | (5) | daß sich die Stei- |
Zur Ableitung der Augenblicksphasen ψ , ψ.. | • "Ί ι 4 1 | Beziehung 2 auch | Gruppenlauf- | |
nusschwingungen F , F1 und F„ kann man die | ψ2 = 2TTf2t + -| + φ2 | r dann läßt sich die | ||
schreiben als | Angenommen, die Kennlinie der Gruppenlaufzeit sei eine Kurve | |||
F : cos ψ | (3) | zweiter Ordnung, dann kann gezeigt werden, | ||
D1 : cos ψ1 | jung S ausdrücken läßt als 4 |
|||
F2 : cos ψ2 | kombiniert man die Beziehungen (6) und (4) | |||
(4) | Steigung S schreiben zu | |||
Die Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit in Fig. 1 kann | ||||
auch geschrieben werden als | ||||
S =τ - (f2) - τ Cf1) | ||||
«robei Cf1) und (f2) die entsprechenden | ||||
zeiten bei Frequenzen f., und f2 darstellen. | ||||
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2TT(f2 -
- 18 -
In der Praxis kann es für viele Anwendungsgebiete ausreichend sein, die Größe θ zu kennen, die als
θ = \ (f2 - f.,) S (8)
definiert ist, wobei gemäß Gleichung (7) dieser Ausdruck auch geschrieben werden kann als
θ = π + 2ψο - ψ1 - ψ2 (9)
was der Steigung S entspricht. Es ist wichtig, anzumerken, daß die Gleichungen (6), (7) und (9) nicht zeitabhängig sind.
Der in Fig. 4 dargestellte Empfänger benutzt die Beziehung 4 für die Bestimmung der Steigung S.
In Fig. 4 werden im Meßbetrieb die Schalter 28 und 29 in Position B und Schalter B zunächst in Position D eingestellt.
Das über Leitung 10 aufgenommene Meßsignal durchläuft die automatische Verstärkungsregelung 21, das Bandpaßfilter 22,
Schalter 23 in Position D und Abtastschaltung 53 und wird in Analog-Digital-Wandler 24 in digitale Form umgesetzt. Das vom
Analog-Digital-Wandler 24 kommende Ausgangssignal wird dem HiIbert-Transformator 25 zugeleitet, der auf Leitung 26 bzw.
27 die in-Phase-Komponente bzw. die um 90 phasenverschobene Komponente des aufgenommenen Signals liefert. Die inPhase
liegende Komponente dieses Signals wird über den Schalter 28 in Schaltstellung B und Leitung 33 dem Filter 35 zugeführt.
Das Filter 35, von dem ein Ausführungsbeispiel in Fig.5 gezeigt ist, besteht aus drei elementaren Filtern, deren Mittenfrequenzen
bei fQ, f und f liegen. Das Filter 35 filtert
aus der in-Phase liegenden Komponente des aufgenommenen Signals die "in Phase" liegenden Komponenten der Frequenzen
f , f1 und f„ dieses Signals aus. Die Komponenten mit den
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Frequenzen fQ, f^ und ±2 des aufgenommenen Signals sind die
zuvor definierten Sinusschwingungen P , F1 und F„. Die inPhase-Komponenten
cos ψ , cos ψ1 und cos ψ2 der Signale F ,
1 und F2 sind dann auf den Ausgangsleitungen 37, 38 und 39
des Filters 35 abzunehmen. Die um 90° phasenverschobene
Komponente des aufgenommenen, auf Leitung 27 liegenden Signals,
wird über Schalter 29 in Schaltstellung B und Leitung 34 dem Filter 36 zugeführt, das genauso aufgebaut ist wie das Filter
35. Auf den drei Ausgangsleitungen 41, 42 und 43 des Filters
|36 treten die um 90° phasenverschobenen Komponenten sin ψ , sin ψ1 und sin ψ2 der Signale FQ, F1 und F2 auf. Die in-Phase
liegenden Komponenten und die um 90° phasenverschobenen Komponenten der Signale FQ, F^ und F2 werden einer Pufferstufe
40 zugeführt, dort in Registern abgespeichert und nacheinander paarweise dem Phasendetektor 46 wie folgt zugeführt: Die Pufferstufe
40 liefert auf den Leitungen 44 bzw. 45 die Signalkomponenten cos ψ und sin ψ , dann die Komponenten cos ψ., und
sin If)1 und schließlich die Komponenten cos ψ2 und sin ψ2· Der
Phasendetektor 46 leitet den Momentanwert oder Augenblickswert der Phase ψ aus den Komponenten cos ψ und sin ψ ab,
den Wert der Augenlicksphase ψ1 aus den Komponenten cos TJj1 und
sin ψ1 und den Wert der Augenblicksphase ψ2 aus den Komponenten
cos ψ2 und sin ψ2·
Der Phasendetektor 46 ist eine Schaltung üblicher Bauart, der eingangsseitig die Werte des Sinus und Cosinus eines
Winkels zugeführt werden und der ausgangsseitig den Wert des Winkels liefert. Dem Fachmann leuchtet ohne weiteres ein,
daß der Empfänger in Fig. 4 zwar zwei Phasendetektoren 30 und 46 zeigt, daß ein tatsächlich aufgebauter Empfänger auch
nit einem einzigen Phasendetektor auskommen könnte, der dann als Detektor 46 beim Meßbetrieb und beim Datenbetrieb als
Detektor 30 arbeitet.
Die Phasen ψ , Tf)1 und ψ2 werden nacheinander der Rechenschaltun j
48 für die Steigung zugeführt. Die Rechenschaltung 48 berechnet
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die Steigung S der Kennlinie der Gruppenlaufzeit gemäß der Be ziehung (7), die hier nochmal wiederholt sei.
s =
Der digitale Wert der Steigung S steht dann an der Ausgangsleitung
51 der Rechenschaltung 48 zur Verfügung.
Hat man auf diese Weise den Wert der Steigung S abgeleitet, dann kann man aufgrund dieses Wertes auch den richtigen fest
eingestellten Entzerrer ermitteln. Wie in der Beschreibungseinleitung erwähnt, liefern die Fernsprechgesellschaften ein
Profil, das den Bereich angibt, in dem die Kennlinien der Gruppenlaufzeiten von Leitungen einer vorgegebenen Qualität
liegen. Dies ermöglicht die Bestimmung eines Bereiches, innerhalb dessen die Steigungen S von Leitungen, die die durch
dieses Profil definierten Eigenschaften aufweisen, liegen. Die CCITT-Empfehlungen für eine nichtbelastende Leitung
geben einen Bereich von Steigungen von 1,7 ms an. Nach dem erfindungsgemäßen Verfahren wird zur Auswahl des richtigen
Entzerrers der Bereich der Steigungen N Abschnitte unterteilt, wobei für jeden dieser N Abschnitte ein fester Entzerrer
vorgesehen wird. Die Steigung S der benutzten Leitung wird gemessen und dann wird der Bereich, in dem die gemessene
Steigung S liegt, zusammen mit dem zugeordneten fest eingestellten Entzerrer ausgewählt. Es wird in Fig. 4 angenommen,
daß der durch seine Extremwerte, beispielsweise S und S3
festgelegte Bereich der Steigungen in drei Intervalle I, II und III unterteilt wird, die jeweils durch ihre extremen
Steigungswerte S_ bis S1, S1 bis S2 und S2 bis S3 definiert
sind. Es wird ferner angenommen, daß die Entzerrer ENTZ 1, ENTZ 2 und ENTZ 3 den entsprechenden Bereichen I, II und III
zugeordnet sind. Man muß daher bestimmen, in welchem Bereich die gemessene Steigung S liegt, und die so gemessene Steigung
mit den Steigungswerten S , S1 und S3 zur Festlegung des
Bereichs vergleichen. Es hat sich jedoch als zweckmäßiger erwiesen, die durch Gleichungen (8) und (9) definierte Größe
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θ für die Auswahl der richtigen Entzerrer heranzuziehen,
lemäß Gleichung (9) kann man auch schreiben
Θ1 = 5 (f2 ~ f1) Si für i = 0/ 1/ 2 und 3
Statt eines Vergleichs der gemessenen Steigung S mit den Werten SQ, S^, S2 und S3 kann die Größe θ mit den durch Gleichung
(10) definierten Werten QqI Q^, Q2 und θ3 verglichen werden.
En Fig. 4 wird der gemessene Wert von θ durch den Detektor auf die Ausgangsleitung 49 gegeben und einer Vergleichs- und
kuswahlstufe 50 zugeleitet, von der ein Ausführungsbeispiel in ?ig. 8 gezeigt ist. Die Vergleichs- und Auswahlstufe 50 verjleicht
den auf Leitung 49 zur Verfügung stehenden gemessenen ifert von θ mit den Werten von QQ, Q^, &2 und θ3, wodurch Schalter
23 in Abhängigkeit davon, ob der gemessene Wert von θ zwischen QQ und Q1 zwischen Θ. und 6„, oder zwischen Q2 und
, liegt, in Stellung A, B oder C umgeschaltet wird.
Der allgemeine Aufbau eines digitalen Filters, das als Filter 35 oder 36 im Empfänger der Fig. 4 verwendet werden kann, soll
lunmehr im Zusammenhang mit Fig. 5 beschrieben werden. Die in rig. 5 gezeigten Eingangs- und Ausgangsleitungen des Filters
beziehen sich auf das Filter 35, während die in Klammer gesetzten Bezugszeichen sich auf das Filter 36 beziehen. Die
Ln-Phase befindliche Komponente des aufgenommenen Signals .rd über Leitung 33 (Fig. 4) einer aus den Verzögerungsslementen
60, 61 und 62 bestehenden Verzögerungsleitung zugeleitet, die jeweils eine Verzögerung von T/2 Sekunden liefern.
Das auf Leitung 33 liegende Eingangssignal wird in einer Subtrahierstufe 63 vom Ausgangssignal des Verzögerungseleinents
61 abgezogen, die über Leitung 37 die in-Phase befindliche Komponente des Signals F liefert. Das Eingangssignal
auf Leitung 33 wird außerdem in der Addierstufe 64 zu
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dem Ausgangssignal des Verzögerungselements 61 hinzuaddiert. In der Addierstufe 65 wird das Ausgangssignal des Verzögerungselements 60 zum Ausgangssignal des Verzögerungselements 62
hinzuaddiert. In der Subtrahierstufe 66, die die in-Phase-Komponente
des Signals F1 über Leitung 38 abgibt/ wird das
von der Addierstufe 65 kommende Ausgangssignal vom Ausgangssignal der Addierstufe 64 abgezogen. In der Addierstufe 67,
die die in-Phase-Komponente des Signals F~ über Leitung 39
liefert, werden die Ausgangssignale der Addierstufen 64 und 65 miteinander addiert. Wenn das in Fig. 5 gezeigte Filter
als Filter 36 verwendet wird, dann wird es über Leitung (34) mit der um 90° phasenverschobenen Komponente des aufgenommenen
Signals angesteuert und liefert über Leitungen (41), (42) und (43) die um 90° pha
Signale F , F1 bzw. F .
Signale F , F1 bzw. F .
- 22 -
und (43) die um 90° phasenverschobenen Komponenten der
Fig. 6 zeigt ein digitales Ausführungsbeispiel der in Fig. 4 durch ein Rechteck dargestellten Pufferstufe 40. Die auf den
Leitungen 37, 38 oder 39 ankommenden in-Phase liegenden Komponenten der Signale F , F1 bzw. F„ werden in den Registern
70, 71 und 72 eingespeichert, während die über Leitungen 41, 42 und 43 ankommenden, um 90° phasenverschobenen Komponenten
der Signale F , F1 und F„ in den Registern 73, 74 bzw. 75 eingespeichert
werden. Die Ausgänge der Register 70, 71 und 72 sind an den Anschlüssen A, B und C eines Schalters 76 mit
drei Stellungen angeschlossen, der ausgangsseitig an der Leitung
44 angeschlossen ist. Die Ausgänge der Register 73, 74 und 75 sind an den Schaltstellungen A, B und C eines dreistufigen
Schalters 77 angeschlossen, der ausgangsseitig an der Leitung 45 angeschlossen ist. Die Schalter 76 und 77 werden
gleichzeitig auf die Schaltstellungen A, B oder C eingestellt. Liegen beide Schalter in Schaltstellung A, dann liegen
der Inhalt der Register 70 und 73 auf Leitung 44 bzw. 45 usw.
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Fig. 7 zeigt ein digitales Ausführungsbeispiel einer Rechenschaltung
48 zur Berechnung der Steigung, welche in Fig. 4 nur als Block dargestellt ist. Das Ausgangssignal des Phasendetektors
46 (Fig. 4) wird über Leitung 47 einem dreistufigen
chalter 80 zugeführt, dessen Schaltstellungen A, B und C
jeweils am Eingang eines Schieberegisters 81 und am Eingang eines Registers 82 bzw. eines Registers 83 angeschlossen
sind. Somit werden die nacheinander durch den Phasendetektor 46 abgeleiteten Phasen ψο, ψ1 und ψ_ über den Schalter 80 in
Register 81, 82 bzw. 83 abgespeichert. Der Inhalt des Schieberegisters 81 wird dann um eine Bitposition nach links verschoben,
so daß nach dieser Operation das Schieberegister 81 die Sröße 2ψ enthält. Eine Addierstufe 84 ist eingangsseitig an
äen Ausgängen der Register 82 bzw. 83 angeschlossen und liefert auf der Ausgangsleitung 85 die Summe ψ. + Ψ2* Der aus
lern Schieberegister 81 entnommene Wert 2ψ , wird dann über
eitung 86 dem Pluseingang einer Subtrahierstufe 87 zugeleitet,
deren Minuseingang über Leitung 85 das Summensignal
+ ψ2 aufnimmt. Dies Subtrahierstufe 87 liefert dann die
Sröße 2ψ - ψ1 - ψο, zu der dann der Wert von ir in einer
O ι **
kddierstufe 88 hinzuaddiert wird. Am Ausgang der Addierstufe
88 steht dann auf Leitung 49 die Größe
θ = π + 2ψο - ψ1 - ψ2
zur Verfügung. Der so berechnete Wert von wird dann in äer Multiplizierstufe 89 mit der Größe
nultipliziert. Die Multiplizierstufe 89 liefert somit auf
Ihrer Ausgangsleitung 51 den Wert der Steigung S gemäß den
leichungen (7) und (8).
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Fig. 8 zeigt ein Äusführungsbeispiel der Vergleichs- und Auswahlstufe
50 in Fig. 4. Der durch die Rechenschaltung 48 in Fig. 4 berechnete Wert von Θ, wird über Leitung 49 den Pluseingängen
von drei Vergleichsstufen 90, 91 und 92 zugeführt. Die Minuseingänge dieser Vergleichsstufen sind dabei jeweils
an Speichern 93, 94 bzw. 95 angeschlossen, die die Werte von θ.|, Q2 bzw. θ3 gespeichert halten. In dem dargestellten Beispiel
liefern die Vergleichsstufen 90 bis 92 dann ein hohes Potential,wenn der Wert des am Pluseingang liegenden Signals
größer ist als der Wert des am Minuseingang liegenden Signals. Das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 90 wird über die Auswahlleitung
96 für den Entzerrer 3 dem Eingang einer Schaltersteuerung 97 zugeführt. Das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 91 wird dem einen Eingang eines UND-Gliedes 98 zugeleitet,
dessen anderer Eingang das durch eine Inverterstufe
99 invertierte Ausgangssignal der Vergleichsstufe 90 aufnimmt. Ausgangsseitig ist das UND-Glied 98 über die Auswahlleitung
100 für den Entzerrer 2 am Eingang der Schaltersteuerung 97
angeschlossen. Der Ausgang der Vergleichsstufe 92 ist am Eingang eines UND-Gliedes 101 angeschlossen, an dessen anderen
Eingang das durch Inverterstufe 102 invertierte Ausgangssignal der Vergleichsstufe 91 liegt. Das Ausgangssignal des
UND-Gliedes 101 wird über die Auswahlleitung 103 für Entzerrer dem Eingang der Schaltersteuerung 97 zugeführt. Im Betrieb
sei beispielsweise angenommen, daß Θ. < θ
> Q ist, dann ist das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 90 auf niedrigem
Potential, wodurch die Leitung 96 gesperrt wird und das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 91 ist auf niedrigem
Potential, wodurch das UND-Glied 98 gesperrt wird, was die Leitung 100 abschaltet. Das von der Vergleichsstufe 92 kommende
Ausgangssignal ist auf hohem Potential, das von der Inverterstufe 102 kommende Ausgangssignal ist ebenfalls auf
hohem Potential. Dadurch wird das UND-Glied 101 entsperrt und gibt die Auswahlleitung 103 für Entzerrer 1 frei. Die Schalter-
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Steuerung 97 ist von üblicher Bauart und kann, je nachdem, welche Leitung 103, 100 oder 96 angesteuert wird, den
Schalter 23 in Position A, B oder C umschalten.
Bis jetzt war im Zusammenhang mit Fign. 2 bis 8 eine Übertragungsanlage
beschrieben worden, bei der Schaltmittel für die Messung der Steigung S sowie für die automatische Auswahl
ines fest eingestellten Entzerrers vorgesehen sind. In diesem System werden aufeinanderfolgende Phasenänderungen
des Trägers von +ir/2 und -ir /2 Radian zur Erzeugung eines
Meßsignals benutzt, das aus drei synchronen Frequenzen f , f1 und f2 besteht. Selbstverständlich können auch andere
Mittel für die Erzeugung dieses Meßsignals eingesetzt werden.
Es sei beispielsweise angenommen, daß die Steigung S eines prachband-übertragungskanals gemessen werden soll, und daß man
für die Erzeugung eines Meßsignals aus einem 600 Hz-Oszillator in Fig. 9 die Frequenzen f = 1800 Hz, f.. = 1200 Hz und
f2 = 2400 Hz ausgewählt hat. Der in Fig. 9 gezeigte Meßsignalgenerator
enthält einen 600 Hz-Oszillator 110 und drei Frejuenzvervielfacher
111, 112 und 113, die diese Frequenz mit
2 bzw. 3 bzw. 4 multiplizieren, so daß die Signale 1200 Hz, 1800 Hz bzw. 2400 Hz erzeugt werden. Die Ausgangssignale der
Multiplizierstufen 111 bis 113 werden in einer Summenschaltung
114 aufsummiert und liefern' damit ein Meßsignal, das sich aus
ler Überlagerung von drei Sinusschwingungen mit den Frequenzen E , f1 und ±2 ergibt.
En diesem Fall, der der allgemeine Fall ist, lassen sich die Irei Sinusschwingungen in vereinfachter Form ausdrücken wie
Eolgt:
cos ( 2fffQt + Φ'ο
cos ( 2Trf.,t + φ1., ) (11)
cos ( 2irf2t + φ'2 ) f
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wobei φ1 , φ1 und φ1 die Phasen der übertragenen Sinusschwingungen
sind. Es sei darauf hingewiesen, daß die Gleichung D/ die die drei das Meßsignal bildenden Sinusschwingungen aus
drückt, die durch aufeinanderfolgende Phasenänderungen des Trägers um +ττ/2 und -u/2 erzeugt werden, nur ein Sonderfall
der oben angegebenen Beziehungen (1') ist. Die Gleichungen (1) werden aus den Gleichungen (1·) dadurch abgeleitet, daß
man den Phasen φ1 , φ' und φ'2 die folgenden Werte gibt:
Φ'ο = " f ΦΊ = Φ;'2 = + ί
Verwendet man die in bezug auf Gleichungen (T) gemachten Annahmen, so erhält man die Gleichungen (2) als Gleichungen
(2').
En gleicher | : cos ( | 2^o* + Φο | + | Φ' | ο> | |
F. | . : cos ( | 21Tf1I: + φ1 | + | Φ' | 1> | |
A | ψ- | ? : cos ( | 2rf2t + φ2 | + | ■θ- | 2>- |
ψ. | Weise werden | Gleichungen | (4) | nunmehr zu | ||
> - 2*fofc | - ΦΟ ♦ Φ | Ό | ||||
, = 2Uf1t | Φι Φ | ι 1 |
||||
, = 27Tf t | Φο Φ | I 2* |
||||
Kombiniert man Gleichung (6) und Gleichung (4')r so findet man
len allgemeinen Ausdruck für die Steigung S, bei dem die drei erzeugten Sinusschwingungen der Frequenzen f , f- und f2 die
sntsprechenden Phasen φ'ο/ φ1 « und φ'2 aufweisen
(2*o - *1 - *2 - 2*o
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! - 27 -
Die durch Gleichung (8) definierte Größe θ sei hier nochmals wiederholt
θ = \ (f2 - ±Λ) S (8)
und wird, beginnend mit Gleichung (7')
j ■ θ = 2ψο - ψ1 - ψ2 - 2φ'ο + φ1., + φ'2 (9')
Man sieht, daß man wenn man den Phasen φ1 , φ· und φ'~ die
Werte
gibt und in Gleichungen (71)/ (91)/ (151) und (181)
einsetzt, die zuvor abgeleiteten Gleichungen (7), (9), (15) und (18) erhält.
Man sieht sofort, daß die Bestimmung der Steigung S durch die Gleichung (71) in der in den Fign. 4 bis 8 dargestellten
Anordnung nur geringfügige Änderungen erfordert. In der Rechenschaltung gemäß Fig. 7 muß zum Ausgangssignal der
Subtrahierstufe 87 noch ein Korrekturausdruck -2φ' + φ1- + φ'2
hinzuaddiert werden, anstelle des in der Figur dargestellten Wertes von π.
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Claims (1)
- PATENTANSPRÜCHEVerfahren zum Bestimmen des Wertes der Steigung S der Kennlinie der Gruppenlaufzeit in einem bei der Signalübertragung eingesetzten Übertragungskanal, gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte: Erzeugen und übertragen eines aus drei Schwingungen mit den Frequenzen fQ, f1 und f2 bestehenden Meßsignals über den Übertragungskanal, wobei f die Trägerfrequenz ist und f.. und f„ zuf1 = fQ - 1/2T und f2 = fo + 1/2Tdefiniert sind, mit 1/T gleich der Übertragungsfrequenz, Ableiten der Komponenten des Meßsignals mit den Frequenzen fQ, f.j und ±2 3^ enipfangsseitigen Ende des Übertragungskanals;Ableiten der Augenblicksphase ψ , ψ1 und ψ2 aus den Komponenten der Frequenzen f , f.. und f2 des aufgenommenen MeßsignaIs undBerechnen der der Steigung S der Kennlinie der Gruppenlaufzeit entsprechenden Größe θ gemäß der Beziehungθ = 2ψο - ψ1 - ψ2 - 2φο + φ'τ + φ'2wenn φ'/ φ1 * und φ' die Phasen der drei Spektrallinien mit den Frequenzen f , f.. und f2 des über den Übertragungskanal übertragenen Meßsignals sind.Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steigung S der Kennlinie der Gruppenlaufzeit des Übertragungskanals gemäß der BeziehungS =berechnet wird.5. Verfahren nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß das über den übertragimgakanaiFR 977 007ORIGINAL INSPECTED845166gene Meßsignal dadurch erzeugt wird, daß die Phase des Trägers mit der Frequenz f fortlaufend abwechseln« mit der Signalfrequenz um +ir/2 und -ττ/2 geändert wird.Anordnung zur Durchführung eines Verfahrens nach den Ansprüchen 1 bis 3 mit einem mit Zwei-Seitenband-Quadratur-Trägermodulation (DSB-QC) arbeitenden Sender, einem Übertragungskanal und einem entsprechenden Empfänger, dadurch gekennzeichnet, daß senderseitig vor den üblichen Filtern (6, 7) und Modulatoren (8, 9) ein wahlweise anstelle der Datenquelle CD anschaltbarer Meßsignalgenerator (3; Fig. 9) vorgesehen ist, der die Phase des Trägers fortlaufend um +ir/2 bzw. —ir/2 mit der Signalfrequenz ändert, so daß damit ein Meßsignal erzeugt wird, dessen Spektrum aus drei Spektrallinien mit der Trägerfrequenz f und zwei weiteren Frequenzen f.j = fQ-1/2T und f2 = f +1/2T mit der Signal frequenz 1/T besteht, daß empfängerseitig (Fig. 4) zur Auswahl eines fest eingestellten Entzerrers (ENTZ1, ENTZ2, ENTZ3) eine bei übertragung von Meßsignalen anschaltbare Regelschleife (35-52) vorgesehen ist, die am Eingang mit selektiven Filtern (35, 36) für die phasenrichtigen und die um 90° phasenverschobenen Komponenten der drei Frequenzen f , f.. und ±2 ausgerüstet sind, und ausgangssei tig die Phasenkomponenten σοεψ , cosiK und cosiK bzw. sini/j , sinif/,. und sint|>2 liefern, die alle parallel einem Pufferregister (40) zuführbar sind, und daß nach dem an dem Pufferregister (40) angeschlossenen (44, 48) Phasendetektor (46) eine Rechenschaltung (48; Fig. 7) zur Berechnung der Größe θ gemäß der Beziehungθ = π + 2ψο - ψ1 - ψ2vorgesehen ist, die ein Maß für die Steigung der Kennlinie der Gruppenlaufzeit ist.FR 977 °07 909818/07385. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenschaltung (Fig. 7) aus mehreren, nacheinander (8O) ansteuerbaren Registern, nämlich einem Schieberegister (81) und zwei weiteren Registern (82r 83) zur Aufnahme der Werte ψο, ψ^ und ψ2) besteht, daß dabei die zwei Register (82, 83) an den Eingängen einer Addierstufe (84) angeschlossen sind, daß der Ausgang des Schieberegisters (81) und der Ausgang der ersten Addierstufe an den Eingängen einer zweiten Addierstufe (87) angeschlossen sind, die ausgangsseitig mit einem Eingang einer dritten Addierstufe (88) verbunden sind, deren zweiter Eingang durch den Faktor π ansteuerbar ist.6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur Berechnung der Steigung S der Kennlinie der Gruppenlaufzeit in der Rechenschaltung (48) am Ausgang der dritten Addierstufe (88) eine Multiplizierstufe (89) angeschlossen ist, deren zweiter Eingang durch die Größeansteuerbar ist, so daß damit die Steigung2Tf(f2- f.,)S gemäß der BeziehungS - 2Tr(f2-f.,) " θableitbar ist.7. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß empfangsseitig eine Gruppe von N fest eingestellten Entzerrern (ENTZ1-3) vorgesehen ist, deren Bereiche (I, II, III) das übertragungsfrequenzband abdecken, die über einen Schalter (23) selektiv in den Signalübertragungsweg des Empfängers einschaltbar sind und daß die Auswahl dieser Entzerrer durch eine im Regelkanal liegende Vergleichsund Auswahlstufe (Fig. 8) über die berechnete Größe θ steuerbar ist.fr 977 007 909818/0731
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