DE3003820A1

DE3003820A1 - Raumdiversity-empfangsvorrichtung

Info

Publication number: DE3003820A1
Application number: DE19803003820
Authority: DE
Inventors: Izumi Horikawa; Shozo Komaki; Yoshiharu Okamoto
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1979-02-13
Filing date: 1980-02-02
Publication date: 1980-08-14
Also published as: US4326294A; FR2449372A1; IT8067209A0; GB2042307B; GB2042307A; FR2449372B1; DE3003820C2; US4710975A; IT1128754B; CA1128134A

Description

Raumdiversity-Empfangsvorrichtung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Raumdiversity-Empfangsvorrichtung. Sie ermöglicht eine Verringerung der Amplitudenabweichung und der Verzögerungsabweichung, die durch die frequenzselektive Schwunderscheinung (Fading) im Durchlaßfrequenzbereich bewirkt v/erden.

In einer Mikrowellen-FM-Schaltung (FM= Frequenzmodulation) erreicht eine Mikrowelle, die von der an den Sender TX angeschlossenen Sendeantenne MJT. ausgesendet wird, die am Empfänger RX angeschlossene Empfangsantenne ANTp über mindestens einen direkten Weg P. und einen indirekten Weg Pp (s. Fig. 1). Die über einen indirekten Weg übertragene Mikrowelle wird als Störsignal und die andere als direktes Signal bezeichnet. Die Phasenverschiebung zwischen dem direkten Signal und dem Störsignal ändert sich beliebig. Wenn sich das direkte Signal als Aq = a_Q sinoot und das Störsignal als A₁ = a. sin to (t - T) darstellen läßt, dann beträgt die in dB gemessene Dämpfung des Summensignals bis zu 20 log (1/(1-V)) mit V = a₁/a_Q.

Um diese Dämpfung zu verhindern, ist eine Raumdiversity-Vorrichtung benutzt worden, bei der die beiden von mehreren räumlich getrennten Antennen empfangenen Signale phasengleich summiert werden.

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild einer bekannten Raumdiversity-Vorrichtung, und die Figuren 3A, 3B und 3C zeigen die Wirkungsweise der bekannten Raumdiversity-Vorrichtung.

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BAD ORIGINAt

Tn Fig. 2 bezeichnet 1 eine erste Antenne, 2 eine zweite Antenne, 3 einen Phasenschieber und 4 einen Summierer. Es sei angenommen, daß die Antenne 1 das Hauptsignal IVL und das Störsignal I₁ mit der in Fig. 3A dargestellten Phasenverschiebung empfängt, dann ist die Empfangsleistung C₁ die vektorielle Summe von M₁ und I₁, wie es in Fig. 3A dargestellt ist. In ähnlicher Weise sei angenommen, daß die zweite Antenne 2 das Hauptsignal M„ und das Störsignal Ip mit der in Fig. 3A dargestellten Phasenverschiebung empfängt. Die Empfangsleistung Cp ist dann die vektorielle Summe von Mp und Ip, wie es in Fig.3A dargestellt ist.

Bei der bekannten Diversity-Vorrichtung werden die Vektorsummen C₁ und Cp im Summierer 4 durch eine entsprechende Einstellung des Phasenschiebers 3 phasengleich summiert, und das resultierende Signal ist

Diese bekannte Raumdiversity-Vorrichtung soll die maximale Summenleistung sicherstellen, so daß sie nur eine Verbesserung des Störabstandes (Verhältnis von Nutz- zu Störsignal) eines schmalbandigen Signals bewirkt.

Diese mit phasengleicher Suramierung arbeitende Diversity-Vorrichtung kann jedoch bei einem breitbandigen Übertragungssystem nicht immer den Amplitudengang (die Abhängigkeit der Amplitude von der Frequenz) verbessern. Insbesondere wenn (koherente) Störsignale über verschieden lange Wege übertragen werden, wird der Amplitudengang verzerrt. Daher ist diese bekannte Diversity-Vorrichtung nicht für ein breitbandiges digitales Hochgeschwindigkeits-Funkübertragungssystem geeignet, bei dem beispielsweise Daten mit einer Geschwindigkeit von 50 MB übertragen werden. Nachstehend soll dies ausführlicher mathematisch erläutert werden.

Es sei angenommen, daß bei der Anordnung nach Fig. 2 jede Antenne ein Störsignal und ein direktes Signal empfängt. Das von einer einzigen Antenne empfangene Signal und das Summensignal beider Antennen lassen sich dann wie folgt darstellen:

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BAD ORIGINAL

a) Bei Empfang durch eine einzige Antenne:

e. (ω) 1 + re"^¹ = R, (o) e'¹⁰¹ (1)

mit i = 1 oder 2 (der Index 1 bezieht sich auf die erste Antenne 1 und der Index 2 auf die zweite Antenne 2)

R_± (Δο) = y 1 + r² + 2 rcos

= \/ 1 + r² + 2 rcos (Tp₁ + AGft^) (2)

r sin (Jü.

rcos

b) Bei phasengleicher Summierung der von beiden Antennen empfangenen Signale:

Χ_β (ω) = Α_ςπ χ P +Te"¹'"""³ \ mit

A_SD = 2 cos ^- ' e^i (5)

Q - Q (bei phasengleicher Summierung) (6)

_rcos φ-to CT 2 -Ti) / _cos

T₃ - (T₁ + T₂)/2

Darin ist

r das Verhältnis der Amplituden von Haupt- und Störsignal, X- die Zeitdifferenz zwischen Haupt= und Störsignal an der Antenne i,

0) = 10 + ΔΟύ ΔίΟ die Abweichung von 6) (A die Mittenfrequenz des Durchlaßfrequenzbereichs, Ipi die durch die unterschiedliche Laufzeit T₁ bewirkte Phasenver schiebung zwischen Haupt- und Störsignal, nämlich

= ' Ü_OT. - 2 ΝΤΓ .

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BAD ORIGINAL

Fig. 30 zeigt den sich rechnerisch ergebenden Verlauf der Beträge der durch obige Gleichungen (1) und (A) dargestellten Größen, und zwar die Kurve (p) den Araplitndengang des Au s ran <rs signals der Antenne 1, die Kurve (b) den Amplituden/rang c?es Ausgangssignals der Antenne 2 und die Kurve (c) den Amplituden/rang des sich durch phasengleiche Sumnierung ergebenden Signals. Dabei sind die nachstehend angegebenen Werte und Bedingungen gewählt worden.

Hittenfreouenz = 5 GHz

Tj = 4nS (nano Sekunden)

*- = 0,9

P-I =■■ 120°

Φα. = ¹⁷⁰°

e₂(O) = |e₂(ü)
X_s(«) = |X

Wie Fig. 3C zeigt, ist die Kurve (c) zwar etwas besser als die Kurven (a) und (b), jedoch nicht hinreichend eben bzw. konstant. Wenn breitbandige digitale Funksignale bei der durch die Kurve (c) dargestellten Empfangskennlinie übertragen werden, wird der Verlauf des Signals verzerrt und die Bitfehlerrate erhöht.

Die beknnnte Diversity-Vorrichtung ist mithin nicht in der Lage, einen konstanten Amplitudengang zu bewirken, obwohl sie die Amplitude des empfangenen Signals gegenüber Störsignalen anheben kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Raumdiversity-Empfangsvorrichtung anzugeben, die einen ebenen bzw. konstanten Amplitudengang aufweist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß bei einer Diversity-Smpfangs-

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vorrichtung mit zwei räumlich getrennten Antennen, einem mit einer der Antennen verbundenen Phasenschieber, einem an die Ausgänge des Phasenschiebers und die andere Antenne angeschlossenen Sumierer und einer Regeleinrichtung zur Steuerung des Phasenschiebers dadurch gelöst, daß die Regeleinrichtung den Phasenschieber so steuert, daß das von der ersten Antenne empfangene Störsignal eine zu dem von der zweiten Antenne empfangenen Störsignal entgegengesetzte Phasenlage an den Eingägen des Summierers aufweist und die Störsignale der beiden Antennen einander aufheben.

Die Erfindung und Weiterbildungen der Erfindung werden nachstehend anhand bevorzugter, in den Zeichnungen dargestellte Ausführungsbeispiele näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 die Mehrweg-Übertragung bei einem Funkübertragungssystem,

Fig. 2 den prinzipiellen Aufbau einer bekannten Diversity-Empfangs-Vorrichtung,

Fig. 3A und Fig. 3B die bekannte phasengleiche Summierung,

Fig. 3C den Amplitudengang der bekannten mit jjhasengleicher Summierung arbeitenden Diversity-Vorrichtung,

Fig. 4A und Fig. 4B die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Raumdiversity-Empfangsvorrichtung,

Fig. 4C den Amplitudengang der erfindungsgemäßen Raumdiversity-Empfangsvorrichtung,

Fig. 5 die Richtung der durch den Phasenschieber bewirkten Phasenverschiebung zur Erzielung der in den Figuren 4A und 4B dargestellten Wirkungsweise,

Fig. 6 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Raumdiversity-Empfangsvorrichtung mit der in den Figuren 4A und 4B dargestellten Wirkungsweise,

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Fig. 7 das Schaltbild der in Fig. 6 dargestellten Regelschaltung, Fig. 8 das Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels

einer erfindungsgemäßen Raumdiversity-Empfangsvorrichtung,

Fig. 9A die Abhängigkeit der Verzerrung von der durch den Phasenschieber bewirkten Phasenverschiebung zur Erläuterung der Wirkungsweise der Vorrichtung nach Fig. 8,

Fig. 9B Verzerrungskurvenverläufe zur Erläuterung der Wirkungsweise der Vorrichtung nach Fig. 8,

Fig. 1OA, 1OB, 1OC und 1OD Blockschaltbilder des in Fig. 8 dargestellten Verzerrungsdetektors 40,

Fig. 11 das Blockschaltbild einer Abwandlung des Ausführungsbeispiels nach Fig. 8,

Fig. 12 das Blockschaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels

einer erfindungsgemäßen Raumdiversity-Empfangsvorrichtung,

Fig. 13A, 13B und 13C Kurvendiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Vorrichtung nach Fig. 12,

Fig. 14A, 14B und 14C andere Kurvendiagramme zur Erläuterung der Vorrichtung nach Fig. 12,

Fig. 15 ein Diagramm zur Erläuterung des Prinzips eines vierten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Vorrichtung,

Fig. 16 ein Blockschaltbild des vierten Ausführungsbeispiels,

Fig. 17A ein Blockschaltbild des in Fig. 16 dargestellten Taktsignalgenerators 72,

Fig. 17B den Verlauf von Signalen in dem in Fig. 17A dargestellten Taktsignalgenerator,

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Fig. 17c ein Blockschaltbild der Abtastschaltung (68a, 68b, 68c) in der Vorrichtung nach Fig. 16,

Fig. 18 Kurveivüiagragramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der in Fig. 16 dargestellten Vorrichtung,

Fig. 19 ein Flußdiagramm der Wirkungsweise des SignalProzessors in der Vorrichtung nach Fig. 16 und

Fig. 2OA und 2OB Blockschaltbilder der Regelschaltung in dem vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Die Figuren 4A bis 4C stellen das theoretische Prinzip der erfindungsgemäßen Diversity-Empfangsvorrichtung dar. Fig. 4A zeigt die beiden Signalkomponenten, die von den Antennen 1 und 2 empfangen werden, und ist gleich Fig. 1. Erfindungsgemäß werden zwei von den beiden Antennen empfangene Signale summiert, so daß die Störsignale I₁ und Ip gegenphasig sind, wie es in Fig. 4B dargestellt ist. Die auf Grund der verschiedenen Verzögerungs- bzw. Laufzeiten verschiedene Phasenlagen in Bezug auf die Hauptsignale aufweisenden Störsignale kompensieren sich daher, so daß der Amplitudengang des Summensignals konstant sein kann, wie es in Fig. 4C dargestellt ist, wobei die Kurven (a) und (b) die gleichen wie die in Fig. 3C dargestellten sind und die Kurve (d) den Amplitudengang des erfindungsgemäß gebildeten Summensignals darstellte

Anhand der Fig. 5 und 6 wird das erste erfindungsgemäße Ausführungsbeispiel nachstehend beschrieben.

Anhand der oben erwähnten Gleichung (4) erhält man für die Differenz Ax der Summensignalamplitude bei der Fr* der Summensignalamplitude bei der Frequenz (ω

Δχ = IiL (ω_Λ + Lq) \ - Ix_o (ux, -

SO ι S O

= K₁ sin b sin ( ^Jß + a ) sin

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Darin ist K. eine Konstante,

Διρ = φ-

(Steuerfehler des Phasenschiebers)
Die Größe Λ R wird wie nachstehend definiert:

AR² = R². (ω₀) - R² (ω₀) = 4K₂ sin b sin a (13)

Aus den Gleichungen (9) und (13) erhält man unter der Voraussetzung, daß /\x gleich Null ist, zur Bestimmung des Wertes

sin έψ- = - 4K₁K₂ ΔΧ AR² (14)

Das Vorzeichen von /\TÜ ist daher

sgn (&ψ) = sgnA_x * AR² = sgn (Δχ) χ

mit AR = R (ω₀) - R₁ fa₀)» ^und die Vorzeichen von /IR und /^R sind gleich.

Damit ergibt sich für das Vorzeichen von Λφdie in Fig. 5 dargestellte Tabelle.

Fig. 6 zeigt das Blockschaltbild einer Diversity-Empfnngsvorrichtung, die nach dem in Fig. 5 dargestellten Prinzip arbeitet.

In Fig. 6 bezeichnen 10 und 12 Frequenzmischer zur Umsetzung der Funkfrequenz in die Zwischenfrequenz (ZF), 14 einen Empfängeroszillator für die Frequenzumsetzung, 16 einen Phasenschieber, der die phasengeregelte Empfangsoszillatorfrequenz einem Mischer zuführt, 18 einen-Zwischenfrequenzverstärker, 19 den Ausgang für das ZF-Signal,. 20, 22 und 24 Amplitudendetektoren (Amplitudendemo-

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dulatoren) und 26 eine Regelschaltung für den Phasenschieber 16.

Das erste von der ersten Antenne ANT,. empfangene Signal wird dem ersten Mischer 10 zugeführt, der mittels der Frequenz des Empfängeroszillators 14 die Funkfrequenz in die Zwischenfrequenz umsetzt;, und in ähnlicher Weise wird das zweite von der zweiten Antenne ANTp empfangene Signal dem zweiten Mischer 12 zugeführt, der unter Verwendung der ihm über den Phasenschieber 16 vom Empfängeroszillator 14 zugeführten Frequenz die Funkfrequenz in die Zwischenfrequenz umsetzt. Die Ausgangssignale der Mischer 10 und 12 werden im Summierer 4 überlagert,und dessen Ausgangssignal wird über den Zwischenfrequenzverstärker 18 dem Ausgang 19 zugeführt. Die Phasenlage des Ausgangssignals des zweiten Mischers 12 wird dabei vom Phasenschieber 16 so geregelt, daß das im zweiten Empfangssignal enthaltende Störsignal gegenphasig zu dem ersten Störsignal ist. Die Amplituden der Ausgangssignale der Mischer 10 und 12 werden von den Amplitiidendetektoren 22 und 24 festgestellt (demoduliert), die einen Wert liefern, der die Amplitude der Mittenfrequenz (■->) der umgesetzten Zwischenfrequenz liefern. Die Amplitudendetektoren 22 und 24 führen den Wert R₁ (tü_Q) bzw. R₂ ((D₀) jeweils über Ausgangsleitungen (a) und (b) der Regelschaltung 26 zu. Als Informationsquelle für die Amplitudenfeststellung (Amplitudendemodulation) werden - bei digitalem Sendesignal mit konstantem Spektrum - das modulierte Signal selbst und ein in das Sendesignal eingefügtes Pilotsignal verwendet, wenn das Spektrum des Sendesignals nicht konstant ist, z.B. ein einseitenband-amplitudenmoduliertes Signal.

In ähnlicher Weise führt der Amplitudendetektor 20 die Amplituden des Summensignals bei den Frequenzen (o_Q -Δω) und (ω + άίύ) jeweils den Ausgangsleitungen (c) und (d) zu. Es sei darauf hingewiesen, daß die Amplitude (a) der Größe R₁ (o^)> die Amplitude (b) der Größe R₂ (%), die Amplitude (c) der Größe lX_s (u>_Q + A<J)\ , die Amplitude (d) der Größe (X₃ ((u_Q -Δω) und der Wert (d-c) der Differenz Δχ gemäß Gleichung (9) entspricht.

Die Regelschaltung 26 regelt die durch den Phasenschieber 16 bewirkte Phasenverschiebung in Abhängigkeit von den ermittelten Amplituden (a) bis (d) gemäß der in Fig. 5 dargestellten Entschei-

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dungstabelle, wobei das Pluszeichnaiin dieser Tabelle bedeutet, daß die Phasenverschiebung erhöht werden muß, das Minuszeichen bedeutet, daß die Phasenverschiebung verringert werden muß, und die Gleichheit von (d) und (c) bedeutet, daß die Phasenverschiebungsregelung abgeschlossen ist.

Die in Fig. 6 dargestellten Mischer 10 und 12,der Empfängeroszillator 14 und der Zwischenfrequenzverstärker 18 sind in an sich bekannter Weise ausgebildet. Der Summierer 14 und der Phasenschieber 16 sind etmfalls an sich bekannt und beispielsweise in der britischen Patentschrift 81 06 98 dargestellt. Dfe Amplitudendetektoren 20, 22 und 24 sind aus einer Hybridschaltung (H), einem Bandpaßfilter (BPF) und einem Diodendetektor (D) aufgebaut. Die Regelschal tuner 26 enthält einen Subtrahierer (SUB,., SUBp) und eine UND-Schaltung (A^ - A^), wie es in Fig. 7 dargestellt ist. Statt dessen kann die Regelschaltung auch als programmierter Mikrokomputer ausgebildet sein.

Bei diesem Ausführungsbeispiel ist angenommen, daß jedes Eingangssignal sowohl das direkte Signal als auch das indirekte Störsignal aufweist. Wenn jedoch kein Störsignal vorhanden ist, ist der Amplitudengang des Summensignals offensichtlich konstant. In diesem Falle kann das Summensignal erheblich verringert werden, je nach der Lage des Phasenschiebers 16, weil dieser bei diesem Ausführungsbeispiel so gesteuert wird, daß Ax stets gleich Null ist.

Um dieses Problem zu Ifeen, wird, wenn das Eingangssignal nur ein direktes Signal aufweist, die Regelung auf eine bekannte gleichphasige Summierung umgeschaltet. Der Fall, daß das Eingangssignal lediglich ein direktes Signal ist, wird daran festgestellt, daß dann

= R₁ (+Ae), R₂C-AuS = R₂(+Aa)» X₈C-Zk) = X_s(+Ä^ (16)

Einige Abwandlungen des Ausführungsbeispiels nach Fig. 6 oder Alternativen hierzu sind möglich.

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a) Der Summierer kann in der Funkfrequenzstufe angeordnet sein, statt in der Zwischenfrequenzstufe gemäß Fig. 6. Wenn er in der Zwischenfrequenzstufe angeordnet ist, kann in einem der Signalwege ein Phasenschieber angeordnet sein.

b) An Stelle der drei in Fig. 6 dargestellten Anplitud endet ektor en kann ein einziger Amplitudendetektor verwendet werden. Dieser kann auf die vier Eingänge umgeschaltet werden, um die Amplituden (a) bis (d) zu liefern.

Nachstehend wird anhand der Figuren 8 bis 11 das zweite Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Bei diesem wird die Phasenverschiebung so gesteuert, daß die Verzerrung des Summensifmals minimal wircU und danr\die Störsignale gegeneinander abgeglichen.

In Fig. 8 ist 1 die erste Antenne, 2 die zweite Antenne, 4 ein Summierer, 30 ein Phasenmodulator, 32 ein Phasenschieber, 34 ein Empfänger, 36 ein Detektor, 38 ein Regenerator, 40 ein Verzerrungsdetektor, 42 ein elektronischer Schalter, 44 ein Synchronise" tionsdetektor, 46 ein Meßoszillator und 48 eine selbsttätige Verstärkungsregelschaltung.

Die von den Antennen 1 und 2 empfangenen Signale werden jeweils dem Phasenmodulator 30 und dem Phasenschieber 32 zugeführt, und deren Ausgangssignale werden vom Summierer 4 summiert. Das Summenausgangssignals des Summierers 4 wird dem Empfänger 34 zugeführt, der eine Amplitudenschwankung durch die selbsttätige Verstärkungsregelschaltung 48 beseitigt» Das Ausgangssignal^des Empfängers 34 wird vom Detektor 36 f estgestelltj und der Regenerator 38 erkennt die Zeichen am Ausgang des Detektors 36. Die regenerierten digitalen Zeichen werden am Ausgang abgenommen» Ferner erzeugt der Verzerrungsdetektor 40 das Signal (c). das der vom Übertragungsweg bewirkten Verzerrung entspricht, und zwar unter Verwendung des Eingangssignals (a) und des Ausgangssignals (b) des Regenerators 38.

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Fig. 9A zeigt die Abhängigkeit der vom Verzerrungsdetektor 40 festgestellten Verzerrung (c) von der durch den Phasenschieber bewirkten Phasenverschiebung. Wie man sieht, hat die Verzerrung an zwei Punkten A.. und Ap ein Minimum. Da das von der Antenne 1 empfangene Signal durch den Phasenmodulator 30 mit dem Ausgangssignal S des Meßoszillators 46 moduliert wird, wie es in Fig. 9B (a) dargestellt ist, ändert sich die Phasenlage des Summensignals am Ausgang des Empfängers 34 periodisch. Das Ausgangssignal (c) des Verzerrungsdetektors 40 ändert sich daher ebenfalls periodisch, wie es in Fig. 9B dargestellt ist. Fig. 9B (b) stellt den Fall dar, daß eine Phasennacheilung vorliegt und der Verzerrungssignalverlauf (C) gegenphasig zu dem Meßsignalverlauf ist, was bedeutet, daß die durch den Phasenschieber 32 bewirkte Phasenverschiebung zu klein ist. Dagegen liegt nach Fig. 9B (c) Gleichphasigkeit mit dem Meßsignal nach Fig. 9B (a) vor, was bedeutet, daß die durch den Phasenschieber 32 bewirkte Phasenverschiebung zu groß ist. Der Synchronisationsdetektor 44 sieLlt daher fest, ob die Phasenlage des Ausgangssignals des Verzerrungsdetektors 40 die gleiche wie die des Ausgangssignals des Meßoszillators 46 ist, und in Abhängigkeit von der Polarität des Synchronisationsdetektor-Ausgangssignals wird der Phasenschieber 32 so gesteuert, daß die Verzerrung (c) des Ausgangssignals des Verzerrungsdetektors minimal wird. Die Steuerrichtung, d.h. die Richtung, in der die Phasenverschiebung durch den Phasenschieber 32 bewirkt wird, ist in Fig. 9A durch die Pfeile im Kurvenverlauf angedeutet. An den Punkten A. und A₂, wo die Verzerrung ein Minimum aufweist, liegt Regelungsabgleich vor, wie es in Fig. 9B (d) dargestellt ist.

In Fig. 9A liegt im Punkt A^ ein gegenseitiger Abgleich der Störsignale und im Punkt Ap ein gegenseitiger Abgleich der direkten Signale vor. Da die Amplitude eines Störsignals kleiner als die eines direkten Signals ist, wird ein Abgleich im ersten Punkt A₁ vorgezogen. Der Punkt B in Fig. 9A stellt den Abgjeichpunkt bei der bekannten gleichphasigenSummierung dar. Im allgemeinen liegt die Phasenverschiebung im Punkt B dichter bei dem ersten Abgleichpunkt A. als bei dem zweiten Abgleichpunkt A₂. Der in Fig. 8 dargestellte Schalter 42 verbindet daher zu Anfang den Ausgang der selbsttätigen Verstärkungsregelschaltung 48 mit dem Eingang des

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Synchronisationsdetektors 44, so daß die gleichphasige Summierung bewirkt wird, und nachdem das Summensignal ein Maximum hat und der Betriebspunkt B in Fig. 9A erreicht worden ist, verbindet der Schalter 42 den Ausgang des Verzerrungsdetektors 40 mit dem Eingang der Schaltung 44. Dann erfolgt ein Abgleich im ersten Abgleichpunkt A^, in dem die Störsignale gegeneinander wirken bzw. sich gegenseitig aufheben.

Die beschriebene Regelung kompensiert daher ständig die Störsignalkomponenten, so daß sich ein weitgehend konstanter Amplitudengang im Durchlaßfrequenzbereich ergibt, der für eine digitale Signalübertragung vorzuziehen ist.

Die in Fig. 8 dargestellten Bauteile sind an sich bekannt, mit Ausnahme des Verzerrungsdetektors 40. So sind der Phasenmodulator 30, der Phasenschieber 32, der Summierer 4, der Meßoszillator 46 und der Synchronisationsdetektor 44 in der britischen Patentschrift 81 06 98 dargestellt. Der Empfängerverstärker 34 und die selbsttätige Verstärkungsregelschaltung 48 sind in der US-Patentschrift 40 79 318 dargestellt. Als Regenerator 40 kann die von der Motorola Co. (USA) hergestellte integrierte Schaltung MC-I67O verwendet werden. Der Detektor 46 und der Schalter 42 können ebenfalls in an sich bekannter Weise ausgebildet sein.

Nachstehend werden einige Ausführungsbeispiele des Verzerrungsdetektors 40 beschrieben.

Fig. 10A stellt ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels des Verzerrungsdetektors dar. Darin ist 40a eine Verzögerungsschaltung, 40b ein Subtrahierer, 40c ein Binär-Mehramplituden-Umsetzer, 40d ein Tiefpaßfilter mit einer dem Funkübertragungsweg entsprechenden Kennlinie und 4Oe eine Abtastschaltung, die das Ausgangstaktsignal des Regenerators 38 und das Ausgangssignal des Subtrahierers 40b erhält. Mit 4Of ist ein Zweiweg-Gleichrichter und mit 40g ein Tiefpaßfilter bezeichnet. Wenn das übertragene digitale Signal ein digitales Mehramplituden-Signal ist, werden die Daten-Ausgangssignale des Regenerators 38 dem Binär-Mehramplituden-Umsetzer 40c und dem Tiefpaßfilter 40d zugeführt,

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so daß am Ausgang des Tiefpaßfilters ^Qd ein Signal ohne die sich ^Mf das gesendete Fipnal beziehende Verzerrung auftritt. .Andererseits wird das Eingangssignal Ca), das die Mehrwege-Verzerrunr aufweist, dem Subtrahierer 40b über die Verzögerungsschaltung 4On zugeführt, die eine Verzögerung entsprshend der Verzö^erunfszeit des Regenerators 38, des Umsetzers 40c und des Tiefpaßfilters 4Od bewirkt. Der Subtrahierer 40b bildet die Differenz des unverzerrten und des verzerrten Signals, d.h. die Differenz ist nur die Verzerrungskomponente des Signals. Das Ausgangssignal des Subtrahierers 40b wird der Abtastschaltung 4Oe zugeführt, die das Verzerrungssignal in der Abtastzeit ableitet. Der Zweiweg-Gleicbrichter 40f bildet den Absolutwert der Verzerrung, und das Tiefpaßfilter 40g entfernt die harmonischen Komponenten, so daß sich am Auspang des Tiefpaßfilters 40g das die Verzerrung darstellende Ausgangssignal (c) ergibt.

Wenn das gesendete digitale Signal ein binäres Signal (z.B. ein vierphasiges Phasenumtastsignal) ist, ist der Binär-Mehramplitudenumsetzer 40c nicht erforderlich. Auch wenn der Amplitudengang des Tiefpaßfilters 4Od genau der gleiche wie der des Übertragungsweges (einschl. des Sendefilters und Empfangsfilters) ist, kann die Abtastschaltung 40e weggelassen werden. Wenn die Abtastschaltung 4Oe ideal ist, kann das Tiefpaßfilter 4Od entfernt v/erden. Wenn ein digitales Sim-ial von einer Wiederholungsstation wiederholt wird, werden die Binär-Mehramplituden-Umsetzung und die Tiefnaßfilterung mittels eines Modulators bewirkt, so daß der Umsetzer 40c und das Tiefpaßfilter 40d entfallen.

Fig. 10B stellt ein Blockschaltbild eines reiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Verzerrungsdetektors dar. Darin ist 40h ein Vergleicher und 4Ok ein Zeichendetektor. Der Zeichendetektor 40k leitet das vorbestimmte Zeichen (Symbolfolgen) aus den gesendeten Signal ab, während die Abtastschaltung das Signal mit der sich auf dieses vorbestimmte Zeichen beziehenden Verzerrung ableitet. Der Vergleicher vergleicht das empfangene vorbestimmte Zeichen, das die Verzerrung aufweist, mit dem verzerrungsfreien und emnffin^riFeit Lp- ""orher gespeicherten Bezugszeichen, und die

he (c) ergibt, sich am Ausgang des Tiefpaßfil-

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ters ADg, das an dem Vergleicher 4Oh angeschlossen ist.

Fig. 1OC zeigt ein Blockschaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Verzerrungsdetektors. Darin ist mit 38a ein zweiter Regenerator, mit AOm ein Addierer, mit 4On ein Rauschgenerator, mit 40p eine Exklusiv-ODER-Schaltung, mit AOn ein Zähler und mit 4Or ein Digital/Analog-Umsetzer bezeichnet. Das EingangssigrdL des zweiten Regenerators 38a ist die Summe des Sendesignals und des Ausgangssignal s des Rauschgenerator=; 4On, d.h. das Verhältnis von Nutzsignal zu Störsignal des Eingangssignal s des zweiten Regenerators 38a ist schlechter als das des ersten Regenerators 38, so daß die Fehlerrate des zweiten Regenerators 38a größer als die des ersten Regenerators 38 ist. Die Wellenformverzerrung wird in Form der Fehlerrate gemessen. Die Exklusiv-ODER-Schaltung 40p erzeugt immer dann einen Fehlerimpuls, wenn das Ausgangssignal des ersten Regenerators 38 vom Ausgangssignal des zweiten Regenerators 38a abweicht, und die Anzahl der Impulse der Schaltung 40p wird vom Zähler 40o gezählt, dessen Zählwert überjden Digital/Analog-Umsetzer 40r in analoger Form "Is die Verzerrung ausgegeben wird.

Fig. 1OD zeigt ein Blockschaltbild eines vierten Ausführungsbpispiels des erfindungsgemäßen Verzerrungsdetektors. Darin ist mit 38a der zweite Regenerator, mit 40p die Exklusiv-ODER-Schaltung, mit 4os der Zähler und mit 40t der Digital/Analog-Umsetzer bezeichnet. Bei diesem Ausführungsbeispiel weicht dpr Schwellwert des zweiten Regenerators 38a vom Schwellwert des ersten Regenerators 38 ab. Wenn das Signal verzerrt ist, erzeugt daher der zweite Regenerator 38a die Erkennungsfehler. Die Exklusiv-ODFR-Schaltung 40p stellt die vom zweiten Regenerator 38a erzeugten Fehler fest. Die Anzahl der Fehler, die ein Maß für die Verzerrung ist, wird vom Zähler 40s gezählt und vom Digital/Analog-Umsetzer 40t in ein analoges Signal umgesetzt. Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 10D geht daher davon aus, daß die Verzerrung in einem festen Zusammenhang mit der Anzahl der in einem vorbestimmten Zeitinterval auftretenden Fehler steht.

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Nachstehend werden einige der möglichen Abwandlungen und Alternativen des bzw. zu dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 8 angegeben.

a) Der Phasenmodulator 30 kann mit dem zweiten Weg, in dem der Phasenschieber 32 liegt, verbunden sein. Wenn der Phasenschieber 32 eine hohe Betriebsgeschwindigkeit aufweist, kann er auch als Phasenmodulator betrieben werden. Der Phasenmodulator 30 kann dann entfallen.

b) Obwohl Fig. 8 die Stimulierung in der Hochfrequenz stufe zeigt, ist die Summierung auch in der Zwischenfrequenzstufe, wie in Fig. 6, möglich.

c) Statt den Schalter 42, wie bei obigem Ausführungsbeispiel, nur in der Anfangsphase mit dem selbsttätigen Verstärkungsregler 48 zu verbinden, ist es auch möglich, den Schalter 42 so zu steuern, daß er dann mit dem Verstärkungsregler 48 verbunden wird, wenn die Amplitude des Ausgangssignals des Summierers 4 niedriger als ein vorbestimmter Wert ist. Bei dieser Art der Steuerung ist die Amplitude des Empfangssignals stets höher als der vorbestimmte Wert.

d) Der Phasenmodulator 30 in Fig. 8 kann das Verhältnis von Nutzzu Störsignal (den Störabstand) des Steuersignals verbessern, wenn die maximale Phasenverschiebung groß ist. Wenn die Phasenverschiebung in dem Phasenmodulator jedoch zu groß ist, tritt eine unerwünschte Phasenänderung und/oder eine unerwünschte Amplitudenänderung im Summensignal auf, und die Übertragungsqualität wird verschlechtert. Um dieses Problem zu lösen, ist die in Fig. 11 dargestellte Abwandlung mit einer getrennten Steuereinrichtung möglich. Bei der Abwandlung nach Fig. 1 werden die Eingangssignale durch Verteiler 50 und 50a auf zwei Wege verteilt. Der erste Hauptweg enthält den Summierer 4, den Empfängerverstärker 34, den Verstärkungsregler 48, den Detektor 36 und den Regenerator 38 und wird zur Demodulation des empfangenen digitalen Signals benutzt. Der zweite Weg, der einen zweiten Summierer 4a, einen zweiten Empfängerverstärker 34a, einen zweiten Detektor 36a, einen zweiten Verstärkungsregler 48a,den

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Verzerrungsdetektor 40, den Schalter 42, den Synchronisationsdetektor 44 und den Meßoszillator 46 enthält, dient nur zur Steuerung des Phasenschiebers 32. Der Phasenmodulator 30 liegt außerhalb des Hauptdemodulationsweges, so daß eine starke Phasenmodulation durch den Phasenmodulator 30 möglich ist, ohne die Signalqual->Ltät im Hauptweg zu verschlechtern₀

Obwohl sich das zweite Ausführungsbeispiel auf einen Fall mit zwei Signalen bezieht, d.h. ein Hauptsignal und ein einziges Störsignal, kann es auch dann angewandt v/erden, wenn mehr als zwei Störsignale auftreten, in^xlem die Regelung in der Weise ausgeführt wird, daß die Verzerrung minimal wird.

Nachstehend wird das dritte Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Diversity-Empfangsvorrichtung anhand der Figuren 12 bis 14C beschrieben.

Bei dem AusfUhrungsbeispiel nach Fig. 12 wird das von der ersten Antenne 1 empfangene Signal über den Phasenmodulator 30 dem Summierer 4 zugeführt. Der Phasenmodulator moduliert das Eingangssignal in Abhängigkeit vom Steuersignal des Meßoszillators 46_O Das von der zweiten Antenne empfangene Signal wird dem Summierer 4 über den Phasenschieber 32 zugeführt, der die Phasenlage des Eingangssignals so steuert, daß die Störsignale einander aufheben. Das vom Summierer 4 abgegebene Summensignal wird durch den Frequenzmischer 54 einer Frequenzumsetzung unterzogen. Zu diesem Zweck erhält der Frequenzmischer 54 das Signal des Empfängeroszillators 56. Das Ausgangssignals des Frequenzmischers 54 wird über den Zwischenfrequenzverstärker 58 dem Ausgang zugeführt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 58 wird außerdem einem Frequenzgangdetektor 52 zugeführt, der die Amplitudenabweichung und/oder Ver» zögerungs- bzw. Phasenabweichung im Durchlaßfrequenzbereich des Sendesignals feststellt. Der Synchronisationsdetektor 44a steuert die durch den Phasenschieber 32 bewirkte Phasenverschiebung in Abhängigkeit von den Ausgangssignalen des Meßoszillators 46 und des Frequenzgangdetektors 52. Der Phasenschieber 32 wird so gesteuert, daß die vom Detektor 52 im Durchlaßbereich festgestellte Abweichung verringert wird. Wenn die Abweichung ein Minimum hat, sind

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die Störsignale gegenphasig, so daß der Amplitudengang eben bzw. konstant ist, wie es durch die gestrichelte Linie (d) in Fig. 4C dargestellt ist. Der Meßoszillator 46 und der Phasenmodulator 30 dienen zur leictferen Feststellung des Minimums der Abweichung.

Der Abweichungsdetektor 52 enthält schmalbandige Bandpaß^-filter 32a und 52b, deren Mittenfrequenz jeweils 6j ' +Δω und ω■ ' -AOj beträgt, wobei GJ₀ ¹ die Mittenfrequenz des frequenzumgesetzten ZF-Signals ist. Mit 52c und 52d sind Dioden-Detektoren, mit 52e ein Subtrahierer und mit 52f ein Zweiweg-Gleichrichter bezeichnet. Der Frequenzgangdetektor 52 stellt die Amplitudenabweichung des Summensignals im Durchlaßbereich fest. Das Bandpaß^filter 52a und der Detektor 52c stellen die Amplitude bei der Frequenz k ' +Δω fest, während das Bandpaß-filter 52b und der Detektor 52d die Amplitude bei der Frequenz GJ₀ ¹ -Δω feststellen. Der Subtrahierer 52e ermittelt daher die Differenz der Amplituden bei (O₀ ¹ +AcO und ^₀ ¹ -Δω . Das heißt, der Subtrahierer 52e stellt die Abweichung der Amplitude im Durchlaßfrequenzbereich dar. Das Ausgangssignal des Subtrahierers 52e wird dem Synchronisationsdetektor 44a über den Gleichrichter 52f zugeführt. Die Feststellung der Amplitude erfolgt mittels eines Pilotsignals, das dem Sendesignal zugesetzt ist, oder durch Verwendung des Sendesignals selbst, wenn der Mittelwert des Sendesignals bzw. übertragenen Signals im Frequenzbereich 6j_Q ^f +^tJ konstant ist.

Der Synchronisationsdetektor 44a stellt im wesentlichen den Differentialkoeffizienten der Abweichung im Durchlaßfrequenzbereich durch Feststellung der gleichen Frequenz wie die des Ausgangssignals des Meßoszillators 46 am Ausgang des Abweichungsdetektors 52 fest. Die Figuren 13A bis 13C veranschaulichen die Wirkungsweise des Synchronxsationsdetektors 44a.

In Fig. 13A ist die vom Subtrahierer 52e ermittelte Abweichung Δχ dargestellt, und Fig. 13B stellt den Absolutwert der Abweichung ^x dar, der am Ausgang des Zweiweg-Gleichrichters 52f auftritt. In diesen Figuren ist auf der Abszisse die Phasenverschiebung durch den Phasenmodulator 30 dargestellt. Fig. 13c zeigt den Differentialkoeffizienten d| Δ x j /d<p der Kurve nach Fig. 13B, und dieser Diffe-

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rentialkoeffizient wird vom Synchronisationsdetektor 4Aa bei jeder Phasenverschiebung des Meßoszillators 46 festgestellt. Die Schieberichtung des Phasenschiebers 32 wird durch das Vorzeichen des Differentialkoeffizienten bestimmt und ist in Fig. 13C durch den Pfeil dargestellt. Die durch den Phasenschieber 42 bewirkte Phasenverschiebung führt däner entweder am Punkt P oder am Punkt Q in Fig. 13C zu einem Abgleich. Der Punkt P stellt die Phasenverschiebung dar, bei der die Störsignale gegenphasig sind, während der Punkt Q diejenige Phasenverschiebung darstellt, bei der die direkten Signale gegenphasig sind. Sowohl bei Einhaltung des Punktes P als auch des Punktes Q kann ein konstanter Amplitudengang erreicht werden.

Die Figuren 14A bis 14C veranschaulichen die Wirkungsweise des Synchronisationsdetektors 44a, wenn die Amplituden des ersten und zweiten Störsignals verschieden sind. Dabei stellt Fig. 14A das Ausgangssignal des Subtrahierers 53e, Figo 14B das Ausgangssignal des Zweiweg-Gleichrichters 52f und Figo 14c den Differentialkoeffizienten der in Fig. 14B dargestellten Kurve dar. In diesen Figuren ist auf der Abszisse die Phasenverschiebung durch den Phasenmodulator 30 dargestellt, die durch den Meßoszillator 46 bestimmt wird. Der Regelabgleich liegt entweder im Punkt R oder im Punkt S in Fig. 14C vor. In den Abgleichpunkten ist die Abweichung Ax im Durchlaßfrequenzbereich jedoch nicht immer Null, wie Fig. 14A zeigt.

Die Regelung zur Minimisierung der Abweichung ist daher selbst dann möglich, wenn die Störsignale unterschiedliche Amplituden aufwei= sen.

Wenn das Verhältnis der Amplitude des ersten Störsignals zu der des zweiten Störsignals jedoch zu groß ist, ist die restliche Abweichung dem Abgleichpunkt nicht immer klein. Um dieses Problem zu lösen, kann der Schalter 42 gemäß Fig. 8 eingefügt werden. Das heißt, wenn die Amplitude des empfangenen Signals niedriger als der vorbestimmte Wert ist, wird die Summierung auf die herkömmliche phasengleiche Summierung umgeschaltet, und wenn die Amplitude des Empfangssignals den vorbestimmten Wert überschreitet, erfolgt

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eine Umschaltung der Regelung auf das System nach Fig. 12.

Nachstehend wird das vierte Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Vorrichtung anhand der Figuren 15 bis 20 beschrieben. Bei dem vierten Ausführungsbeispiel wird der Phasenschieber so gesteuert, daß die Störsignale gegenphasig sind, wobei aber nur das Summensignal benutzt wird.

Für die Amplitudenabweichung des Ausgangssighals des Summierers gilt folgendes:

Die Amplitudenabweichung Ax zwischen den Amplituden bei den Grenzfrequenzen (ω_ + Δω) des Durchlaßfrequenzbereiches ergibt sich aus obiger Gleichung (9).

^x χ (Αω) - χ (-Δω)

K₁ sin ( bJjL + a) sin b sin ^- (17)

Für die Amplitudenabweichung Ay zwischen den Amplituden bei der Grenzfrequenz {^_Q + Δω) und der Mittenfrequenz CO₀ des Durchlaßfrequenzbereichs sind

Δγ χ (Δω) - χ (0)

. K₃ sin ( ψ + a ) sin (b - &ψ£ ) sin ψ (₁₈)

Darin ist K-* eine positive Konstante. Die (positiven oder negativen) Vorzeichen von Δ χ und Ay für die Phasenregelabweichung Δψ ändern sich gemäß Fig. 15» in der die Vorzeichen (+) und (-) die Schieberichtung des Phasenschiebers darstellen. Gemäß dieser Figur ist, wenn das Vorzeichen von (b -TT) bekannt ist, die Regelung in Richtung auf Αψ= 0 (d.h., daß sich die Störsignale gegenseitig aufheben) möglich durch Anstreben des Zustands, daß beide Abweichungen Ax und Ay Null werden. Gemäß Figo 15 ergibt sich zwar ein konstanter Amplitudengang, wenn Αψ= - 2a ist, d.h. die Hauptsignale einander aufheben. Da das Vorzeichen des Differentialkoeffizienten an der Stelle AIj)= - 2a jedoch entgegengesetzt

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zu dem an der Stelle Alp= O ist, ist dennoch eine Regelung für einen Abgleich in Richtung auf den Punkt AIb= O möglich.

Fig. 16 zeigt ein Blockschaltbild eines vierten, auf dem Prinzip nach Fig. 15 beruhenden Ausführungsbeispiels der erfindungsgem&- sen Diversity-Empfangsvorrichtung.

Nach Fig. 16 wird das von der ersten Antenne 1 empfangene Signal e^ dem Phasenmodulator 30 zugeführt, der das Signal mit der Frequenz f des Meßoszillators 46 moduliert. Das phasenmodulierte Signal e.' wird dem Summierer 4 zugeführt. Das zweite Signal e_?, das von der zweiten Antenne 2 empfangen wird, wird durch den Phasenschieber 32 phasenverschoben, und das phasenverschobene Signal e*¹ - ^en ' ^exP (o ^) wird ebenfalls dem Summierer 4 zugeführt, der diese von den Antennen 1 und 2 zugeführten Signale summiert oder überlagert. Das Summensignal wird durch den Frequenzumsetzer 60 einer Frequenzumsetzung unterzogen, und von diesem dem Empfängerverstärker 62 zugeführt, dessen Ausgangssignal wiederum dem Ausgang zugeführt wird.

Das Zwischenfrequenzsignal am Ausgang des Frequenzumsetzers 60 wird den drei Bandpaü-filtern 66a, 66b und 66c zugeführt, deren Mittenfrequenzen jeweils ω ' - Δω, COι ' und (A' + Aco sind. Die Ausgangssignale dieser Bandpassfilter werden jeweils Amplitudendetektoren 68a, 68b und 68c zugeführt, die die Amplitude bei den drei Frequenzpunkten messen.

Wenn zwischen den Signalen e.' und e₂' an den Eingängen des Summierers 4 eine Phasenverschiebung vorliegt, tritt am Ausgang des Detektors (68a, 68b oder 68c) ein amplitudenmoduliertes Signal mit der gleichen Frequenz wie die Frequenz f des Meßoszillators auf. Der amplitudenmodulierte Signalverlauf an den Ausgängen der Detektoren 68a, 68b und 68c wird in den Zeitpunkten abgetastet, in denen die Amplitude des Meßsignalverlaufs ein Maximum hat und diese Amplitude Null ist, wie es in Fig. 18 dargestellt ist. Die Abtastung erfolgt jeweils durch die Abtastschaltungen 70a, 70b und 70c, die die vom Taktsignalgenerator 72 erzeugten Abtastimpulse benutzen. Die abgetastete Information wird von den Ausgän-

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gen der Abtastschaltungen 70a, 70b und 70c der Regelschaltung 74 zugeführt. In Fig. 18 stellen die Kurve a den Verlauf des Meßsignals am Ausgang des Meßoszillators 46, die Kurve b den Verlauf des Abtasttaktimpulses am Ausgang des Taktsignalgenerators 72 und die Kurven c, d und e den Verlauf der Ausgangssignale der Detektoren 68a, 68b und 68c und deren Abtastwerte dar.

Die Regelschaltung 74 steuert den Phasenschieber 32 so, daß die Störsignale gegenphasig überlagert werden und sich gegenseitig aufheben, wobei sie die Ausgangssignale der Abtastschaltungen 70a, 70b und 70c benutzt. Auf diese Weise ergibt sich ein weitgehend konstanter Amplitudengang des Summensignals.

Fig. 17A zeigt ein Blockschaltbild des Taktsignalgenerators 72 und Fig. 17B dessen Wirkungsweise. In Fig. 17A sind mit 72a, 72b und 72c Amplitudenvergleicher dargestellt, denen jeweils die Bezugswerte ^+v _ref» Null (0) und -^_ref zugeführt werden. Die Bezugswerte +Vf und -Vf, sind gleich den positiven und negativen Spitzenwerten der MeßSignalschwingungen. Der eine Eingang des Vergleichers ist mit dem Ausgang des Meßoszillators 46 (Fig. 16) verbunden und erhält das in Fig. 17B als Kurve a dargestellte Meßsignal. Die Ausgangssignale der Vergleicher 72a, 72b und 72 c sind dann in Fig. 17B jeweils als Kurven b, c und d dargestellt. Die Ausgangssignale der Vergleicher werden den Differenzierschaltungen 72d, 72e und 72f zugeführt, deren Ausgangs signale in Fig·.· 17B als Kurven e, f und g dargestellt sind. Die Ausgangssignale der Differenzierschaltungen werden den Gleichrichtern 72g, 72h und 72i zugeführt, die nur den positiven Wert der differenzierten Signale durchlassen. Zwischen der Differenzierschaltung 72e und dem Gleichrichter 72h ist eine Umkehrstufe 72j angeordnet. Die Ausgangssignale der Gleichrichter 72g, 72h und 72i haben den durch die Kurven S₁, Sp und S^ in Fig. 17B dargestellten Verlauf. Die Abtastimpulse S,., Sp und S^ treten immer dann auf, wenn der Augenblickswert des Ausgangssignals des Meßoszillators 46 den positiven Maximalwert, den Wert Null (0) und den negativen Maximalwert aufweist.

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Die Abtastschaltungen 70a, 70b und 70c enthalten Abtast- und Halteverstärker AHV, wie es in Fig. 17C dargestellt ist. Das Ausgangssignal des Detektors 68a wird durch die Abtastimpulse S₁, S₂ und S, in den Abtast- und Halteverstärkern in der Abtastschaltung 70a abgetastet, wie es in Fig. 18 (c) dargestellt ist. Das Ausgangssignal des Detektors 68b wird durch den Abtastimpuls Sp in dem Abtast- und Halteverstärker in der Abtastschaltung 70b abgetastet, wie es in Fig. 18 (d) dargestellt ist. Und das Ausgangssignal des Detektors 68c wird durch die Abtastimpulse S^, S₂ und S^ in den Abtast- und Halteverstärkern in der Abtastschaltung 70c abgetastet, wie es in Fig. 18 (e) dargestellt ist. Die Abtastwerte <* + , α_ο, α-, ß_Q, Jf+, iT_o» Γ- in Fig. 18 werden der Regelschaltung 74 zugeführt.

Nachstehend wird erläutert, wie die Richtung der durch den Phasenschieber 32 bewirkten Phasenverschiebung durch die Regelschaltung 74 bestimmt wird.

a) Bestimmung der Phasendifferenz beider Antennensignale„

Die Phasendifferenz der beiden Eingangssignale e^' und e₂' an den Eingängen des Summiererg 4 oder die Phasendifferenz der Anteimensignale in Abhängigkeit von den Abtastwerten in den Meßphasen 1,. m und ρ in Fig. 18 (a) ist nachstehend angegeben.

Die Phasendifferenz bei der Frequenz ω_ ι- Δω:

= η?τ - tan

tan

(19)

Die Phasendifferenz bei der Frequenz Q₀' +Δω

= nlr - tan"

tan

(20)

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2 χ
) ^; / / 2 .2

= maximaler Phasenabweichungswinkel der Messung und η = ganze Zahl, die der Bedingung - ¹TT < 0_a <0 (wenn (X +)> <λ-) oder der Bedingung 0 < Q^ <")Γ (wenn oC+ < OL-) genügte Die gleiche Beziehung gilt für Qj,

b) Amplitudenabweichungen A x und Δ γ im Durchlaßfrequenzbereich.

Aus den Gleichungen (17) und (18) erhält man folgende Beziehungen mit den in Fig. 18 dargestellten Meßdetektorausgangsgrößen:

= ^ßo -*o ⁽²²⁾

c) Bestimmung der Richtung der Phasenverschiebung durch den Phasenschieber 32.

Bei x^O und y Φ 0 werden das Vorzeichen von «Δ x und der Wert b in der Gleichung (17) eingesetzt' und dann die Richtung der durch den Phasenschieber 32 bewirkten Phasenverschiebung gemäß Tabelle 1 bestimmt, wobei der Phasenschieber 32 eine derartige Phasenverschiebung bewirkt, daß die Stör signale einander aufheben

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Tabelle 1
(Richtung der Phasenverschiebung durch Phasenschieber)

Γ <

Frequenz	Ιβ_β	>\|θ_γ	-Δω +Δω	-Δω '■ +Δω	-Δω ! +Δω	-Δω ; +Δω
Polarität der Pha sendifferenz der Antennensignale			1 Ü <0 i G >0 α , γ	θ >0 ! θ <0	θ <0 ' θ <0 α ; γ	θ >0 ! θ >C α j γ ι
Δχ>ΰ	<\|θ_γ\|	(108a)	-	(108c)	-
Δχ<0	>\|6_γ	-	(108b)	-	(10 Bd)
		-	(108f)
	<\|θ_γ\|	(108e)	-

Bemerkung: Wenn r > 1 ist, ist die Richtung der durch den Phasenverschieber bewirkten Phasenverschiebung zur gegenseitigen Aufhebung der Störsignale entgegengesetzt zu der in der Tabelle 1 angegebenen Richtung.

Das heißt, die Richtung der durch den Phasenverschieber bewirkte PhasenverschEbung wird in Abhängigkeit vom Verhältnis der Werte der Meßdetektorausgangssignäle, der Phasendifferenz 9{ und θ,_χ der Antennensignale und der Polarität der Amplitudenabweichung im Durchlaßfrequenzbereich bestimmt, wie es in der Tabelle 1 dargestellt ist, und die Störsignale heben sich auf, wenn der Amplitudengang konstant wird.

Da die Tabelle 1 den Fall r<r 1 darstellt, wird bei r > 1 die PhasBaverschiebungsrichtung umgekehrt. Es ist im allgemeinen schwierig, zu bestimmen, ob r < 1 oder r > 1 gilt, so daß die Phasenschiebe^-richtung gemäß Tabelle 1 unabhängig vom Wert r ist und das Hauptsignal abgeglichen wird, wenn r >1 ist. Dieser Fall spielt jedoch keine Rolle und ist akzeptabel, weil die Amplitude des Störsignals größer als die des Hauptsignals ist.

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Der Betrieb des Signalprozessors 74, um die Phasenschiebe^richtung des Phasenschiebers in der oben beschriebenen Weise zu bestimmen, ist in Fig. 19 dargestellt, und dies kann durch einen programmierten elektronischen Rechner oder eine Hardware-Schaltung erreicht werden, wie sie in Fig. 20 dargestellt ist.

In Fig. 20 bezeichnen 100a bis 100g Abtast- und Halteschaltungen, die die in der Zeichnung dargestellten Eingangswerte festhalten. Mit 101a bis 101f sind Quadriers chaltungen, mit 102a bis 102h Subtrahierer, mit 103a bis 103d Zweiweg-Gleichrichter, mit 104a bis 104f Detektoren, die ein Ausgangssignal abgeben, wenn ihr Eingangssignal einen vorbestimmten Wert überschreitet, mit 105a bis 105d Dividierer, mit 106a und 106b Addierer, mit 107a und 107b Arcustangens-Schaltungen, mit 108a bis 108f UND-Schaltungen, mit 109a und 109b ODER-Schaltungen und mit 110 ein Taktgeber zur Abgabe des Taktsignals an die Abtast- und Halteschaltungen bezeichnet.

Die in Fig. 20 dargestellten Schaltungen haben folgende Funktionen: Der Subtrahierer 102a bildet ^y gemäß Gleichung (22), der Subtrahierer 102b bildet ^x gemäß Gleichung (22), der Dividierer 105a bildet ^ gemäß Gleichung (21) und der Dividierer 105b bildet <&/ gemäß Gleichung (21); die ODER-Schaltung, bei der es sich im wesentlichen um eine UND-Schaltung (d.h. eine NOR-Schaltung) wegen der Umkehrung an ihrem Ausgang handelt, erzeugt ein Ausgangssignal, wenn /\x = Δγ = 0 ist, was bedeutet, daß das Störsignal vollständig kompensiert ist, so daß über den Ausgangsanschluß 111a ein Befehlsignal für einen Stop der Steuerung des Phasenschiebers abgegeben wird.

Die Schaltung 107a bildet ^,gemäß Gleichung (19), und die Schaltung 107b bildet den Wert Q^ gemäß Gleichung (20). Daher erzeugt der Detektor 104c ein Ausgangssignal, wenn4x>0, der Detektor 104d ein Ausgangssignal, wenn O₀^> 0, der Detektor 104e ein Ausgangssignal, wenn Qx- > 0 und der Detektor 104f ein Ausgangssignal, wenn \<3^\ > j |

Die UND-Schaltungen 108a bis 108f führen die logischen Verknüpfun-

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gen gemäß Tabelle 1 mit den Ausgangssignalen der Detektoren 104c bis 104f durch. So erzeugt die UND-Schaltung 108a ein Ausgangssignal, wenn2Sx > 0, ^ < 0 und Or > 0, und in diesem Falle wird am Ausgangsanschluß 111b ein Ausgangssignal abgegeben, das den Phasenschieber so steuert, daß sich eine Phasennacheilung ergibt. In welchen Fällen die einzelnen liND-Schaltungen jeweils ein Ausgangssignal erzeugen, ist in der Tabelle 1 durch die in Klammern gesetzten Bezugszahlen dieser UND-Schaltungen angedeutet. Wenn am Ausgangsanschluß 111b kein Ausgangssignal auftritt, erscheint am Ausgangsanschluß 111c wegen der zwischengeschalteten Umkehrstufe 112 ein Ausgangssignal, das für den Phasenschieber den Befehl darstellt, eine Phasenvoreilung zu bewirken.

Die Erfindung ermöglicht mithin einen Abgleich von Störsignalen, die eine Amplitudenabweichung und/oder Verzögerungsabweichung im Durchlaßfrequenzbereich bewirken, und sorgt auf diese Weise für einen konstanten Amplitudengang und konstanten Phasengang.

Bei einem breitbandigen digitalen Übertragungssystem, das im Mikrowellenbereich arbeitet, ergibt sich eine hohe Fehlerrate wegen der Kurvenformverzerrung aufgrund der Amplitudenabweichung bzw. Amplitudenänderung und/oder Verzerrungsabweichung bzw. Phasendrehung im Durchlaßfrequenzbereich. Auch bei einem Mikrowellen-Einseitenband-Übertragungssystem, bei dem ein Trägerfrequenzmultiplexsignal einer Einseitenband-Amplitudenmodulation unterzogen wird, beeinflußt die Amplitudenabweichung (Pegeländerung) im Durchlaßfrequenzbereich aufgrund von Schwunderscheinungen direkt die Schwankung des Empfangssignals, so daß der Übertragungsfrequenzbereich stark eingeschränkt werden muß. Die Erfindung ist besonders für dieses Anwendungsgebiet geeignet.

In der erfindungsgemäßen Raumdiversity-Empfangsvorrichtung heben sich Störsignale gegenseitig auf und werden Amplituden- oder Phasenabweichungen (-änderungen) im Durchlaßfrequenzbereich unterdrückt. Sie ist besonders zur Verbesserung der Übertragungsqualität eines breitbandigen digitalen und/oder analogen Übertragungssystems über einen Mehrweg-Schwundausgleichkanal geeignet.

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Zusammenfassend ergibt sich eine Raumdiversity-Empfangsvorrichtung, bei der eine im Übertragungsfrequenzbereich auftretende Amplituden- und/oder Phasendispersion durch entsprechende Steuerung eines Phasenschiebers minimisiert werden. Hierbei werden die Störsignale in den beiden Antennen-Ausgangssignalen gegenphasig überlagert. Die Richtung der vom Phasenschieber bewirkten Phasenverschiebung wird anhand des Vorzeichens zweier Parameter bestimmt. Der eine ist die Differenz der Amplituden der beiden AntenriBnsignale bei der Mittenfrequenz des Durchlaßfrequenzbereiches und der andere die Differenz der Amplituden des Summensignals bei den Grenzfrequenzen des Durchlaßfrequenzbereiches. Die den Frequenzschieber steuernde Regeleinrichtung enthält 4 Detektoren zur Feststellung dieser Amplituden, zwei Subtrahierer zur Bildung der Amplitudendifferenz und eine Steuerschaltung zur Bestimmung der Phasenverschiebungsrichtung.

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Claims

Patentanspruch e

1. iRaumdiversity-Empfangsvorrichtung mit mehreren räumlich getrenn- ~" ten Antennen, einem an einer der Antennen angeschlossenen Phasenschieber zum Verschieben der Phase des Signals dieser Antenne, einem mit dem Ausgang des Phasenschiebers und dem Ausgang einer anderen Antenne verbundenen Summierer und einer Regeleinrichtung zum Steuern des Phasenschiebers, dadurch gekennzeichnet, daß die Regeleinrichtung den Phasenschieber so steuert, daß die Phasenlage eines von einer ersten Antenne empfangenen Störsignals am Eingang des Summierers entgegengesetzt zu der eines von einer zweiten Antenne empfangenen Störsignals ist und die Störsignale aller Antennen einander aufheben.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Regeleinrichtung den Phasenschieber so steuert, daß die Amplituden- oder Phasenabweichung im Durchlaßfrequenzbereich minimisiert ist.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Regeleinrichtung einen ersten Amplitudendetektor zum Feststellen der Amplitude b am ersten Eingang des Summierers bei der Mittenfrequenz (<*)„), einen zweiten Amplitudendetektor zum Peststellen der Amplitude.a am zweiten Eingang des Summierers bei der Mittenfrequenz ((*)„)> einen dritten Amplitudendetektor zum Feststellen der Amplitude c bzw. d am Ausgang des Summierers bei beiden Grenzfrequenzen des Durchlaßbereiches (63 -Δωund Ci +Δω), einen ersten Subtrahierer zur Bildung der Differenz a - b der Ausgangssignale des ersten Amplitudendetektors und des zweiten Amplitudendetektors, einen zweiten Subtrahierer zur Bildung der Differenz d - c zweier Ausgangs signale des dritten Amplitudendetektors und eine logische Schaltung mit mehreren UND-Schaltungen, 030033/0716

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die rait den Ausgängen der beiden Subtrahieia? zur Bildung des Steuersignals für den Phasenschieber verbunden sind^ aufweist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die logische Schaltung ein erstes Ausgangssignal zur Erhöhung der Phasenverschiebung durch den Phasenschieber erzeugt, wenn a - b > 0 und d - c < 0 oder a- b < 0 und d - c > O ist, und daß die logische Schaltung ein zweites Ausgangssignal zur Verringerung der Phasenverschiebung durch den Phasenschieber erzeugt, wenn a - b < 0 und d - c < 0 oder a - b > O und d - c > 0 ist.

5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang des Summierers ein Detektor für die Demodulation eines Hochgeschwindigkeits-Digitalsignals angeschlossen ist, daß am Ausgang dieses Detektors ein Regenerator zur Erkennung des digitalen Symbols und zur Erzeugung des Ausgangssignals der Empfangsvorrichtung vorgesehen ist und daß die Regeleinrichtung aufweist: einen Meßoszillator zum Modulieren eines der Antennenausgangssignale, einen am Eingang und Ausgang des Regenerators angeschlossenen Verzerrungsdetektor zur Ermittlung der Verzerrung des regenerierten Signals und einen Synchronisationsdetektor zur Steuerung des Phasenschiebers in Abhängigkeit von der Phasenverschiebung zwischen dem Ausgangssignal des Meßoszillators und dem Ausgangssignal des Verzerrungsdetektors.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, daß der Verzerrungsdetektor aufweist: einen Subtrahierer zur Bildung der Differenz von Eingangs- und Ausgangssignal des Regenerators, eine am Ausgang des Subtrahierers angeschlossene Abtastschaltung zum Abtasten des Subtrahierer-Ausgangssignals zu einer vorbestimmten Abtastzeit, und eine Reihenschaltung aus einem Gleichrichter und einem Tiefpassfilter am Ausgang der Abtastschaltung zur Bildung des Verzerrungsausgangssignals.

7. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der

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Verzerrungsdetektor einen am Ausgang des Regenerators angeschlossenen Zeichendetektor zur Feststellung eines vorbestimmten Zeichens am Ausgang des Regenerators, einen Vergleicher zum Vergleichen des Ausgangssignals des Zeichendetektors mit dem vorbestimmten Zeichen und ein Tiefpaßfilter am Ausgang des Vergleichers ziar Bildung des Verzerrungs-Ausgangssignals aufweist.

8. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Verzerrungsdetektor aufweist: einen zweiten Regenerator, dessen Eingang sowohl mit dem Eingang des ersten Repener9tors als auch mit dem Ausgang eines Rauschsignalgenerators verbunden ist, eine Exklusiv-ODER-Schaltung zur Bildung einer Exklusiv-ODER-Verknüpfung der Ausgangssignale der beiden Regeneratoren, einen Zähler zum Zählen der Anzahl von Fehlerimpulsen, die am Ausgang der Exklusiv-ODER-Schaltung auftreten, und einen Digital/Analog-Umsetzer am Ausgang des Zählers zur Bildung des Verzerrungs-Ausgangssignals.

9. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Verzerrungsdetektor aufweist: einen zweiten Regenerator, der mit demselben Eingang wie der erste Regenerator verbunden ist und einen anderen Schwellwert als der erste Regenerator hat, eine Exklusiv-ODER-Schaltung zur Bildung einer Exklusiv-ODER-Verknüpfung der Ausgangssignale beider Regeneratoren, einen Zähler zum Zählen der Fehlerimpulse, die am Ausgang der Exklusiv-ODER-Schaltung auftreten, und einen Digital/Analog-Umsetzer am Ausgang des Zählers zur Bildung des Verzerrungs-Ausgangs signals.

10. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Summierer zum Summieren der Antennen-Ausgangssignale vorgesehen ist und die Regeleinrichtung den Phasenschieber in -Abhängigkeit vom Ausgangssignal des zweiten Summierers steuert.

11. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein

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BAD ORIGINAL

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Meßoszillator zur Phasenmodulation eines empfangenen Signals vorgesehen ist und die Regeleinrichtung mehrere am Ausgang des Summierers angeschlossene Amplitudendetektoren, die die Amplituden bei mehreren Frequenzen im Durchlaßfrequenzbereich wiedergeben, und eine Einrichtung zum Steuern des Phasenschiebers in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der Amplitudendetektoren aufweist.

12. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Feststellen der Amplituden- oder Phasenabweichung im Durchlaßbereich zwei Amplitudendetektoren, die am Ausgang des Summierers zur Wiedergabe der Amplituden bei den Grenzfrequenzen des Durchlaßfrequenzbereichs angeschlossen sind, einen Subtrahierer zur Ermittlung einer linearen Amplitudendispersion des Summierer-Ausgangssignals und einen Zweiweg-Gleichrichter zur Bildung des Absolutwerts der linearen Amplitudendispersion aufweist.

13· Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Regeleinrichtung aufweist: drei am Ausgang des Summierers angeschlossene Amplitudendetektoren zur Bildung dreier Amplituden bei der Mittenfrequenz und den Grenzfrequenzen des Durchlaßfrequenzbereiches, einen mit dem Meßgenerator verbundenen Taktgenerator zur Erzeugung dreier Taktsignale, die in dem Zeitpunkt ausgelöst werden, wenn das Meßoszillator-Ausgangssignal die positive und die negative Maximalamplitude aufweist, drei am Ausgang der Amplitudendetektoren angeschlossene Abtast- und Halteschaltungen, die durch die Taktgenerator-Ausgangssignale zur Bildung der Abtastwerte aus den Amplitudendetektor-Ausgangssignalen betätigt werden, Abtast- und Halteverstärker, Subtrahierer, Arcustangensschaltungen und Verknüpfungsglieder, die an die Abtast- und Halteschaltungsausgänge angeschlossen sind, um die Phasenschieber-Steuerricltungsinformation aus dem Ausgangssignal der Abtast- und Halteschaltungen zu erzeugen.

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