JPS6021494B2 - スペ−ス・ダイバ−シティ受信方式 - Google Patents
スペ−ス・ダイバ−シティ受信方式Info
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- JPS6021494B2 JPS6021494B2 JP54039743A JP3974379A JPS6021494B2 JP S6021494 B2 JPS6021494 B2 JP S6021494B2 JP 54039743 A JP54039743 A JP 54039743A JP 3974379 A JP3974379 A JP 3974379A JP S6021494 B2 JPS6021494 B2 JP S6021494B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/084—Equal gain combining, only phase adjustments
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、無線通信回線で発生する周波数選択性フェー
ジングによる帯域内振幅偏差及び遅延偏差を減少できる
スペース・ダイバーシティ受信方式に関するものである
。
ジングによる帯域内振幅偏差及び遅延偏差を減少できる
スペース・ダイバーシティ受信方式に関するものである
。
従来、マイクロ波ＦＭ回線においては、フェージングに
よる熱雑音の増加や瞬断を軽減するため、２基のアンテ
ナの受信信号を同位相で合成する同相合成スペース・ダ
イバーシティ（ＳＤ）受信方式が適用されている。
よる熱雑音の増加や瞬断を軽減するため、２基のアンテ
ナの受信信号を同位相で合成する同相合成スペース・ダ
イバーシティ（ＳＤ）受信方式が適用されている。
第１図にその基本構成を示す。アンテナ１及び２によっ
てそれぞれ受信した信号≦，（の），三２（の）は移送
器３によって同相に制御され合成器４で合成される。従
来この制御法は、合成後のレベルを最大とする制御であ
るため、狭帯城信号の信号対雑音比の改善には有効であ
る。しかし、入射波条件として主波の他に通路長差のあ
る干渉波が存在する場合、従来の同相合成では帯域内振
幅偏差及び遅延偏差が残留し、帯城特性の改善は十分で
はない。入射波条件として、第１図に示したように、２
波モデルを仮定（周波数選択性フェージングの大部分は
主波と干渉数の２波干渉によって発生する）したときの
、単一受信及び同相合成受信信号は以下のように与えら
れる。
てそれぞれ受信した信号≦，（の），三２（の）は移送
器３によって同相に制御され合成器４で合成される。従
来この制御法は、合成後のレベルを最大とする制御であ
るため、狭帯城信号の信号対雑音比の改善には有効であ
る。しかし、入射波条件として主波の他に通路長差のあ
る干渉波が存在する場合、従来の同相合成では帯域内振
幅偏差及び遅延偏差が残留し、帯城特性の改善は十分で
はない。入射波条件として、第１図に示したように、２
波モデルを仮定（周波数選択性フェージングの大部分は
主波と干渉数の２波干渉によって発生する）したときの
、単一受信及び同相合成受信信号は以下のように与えら
れる。
く単一受信＞
きｉ（山）＝１十把「の７‘＝Ｒｉ（■）ｅｊｏｉ 【
１｝但し、ｉ＝１，２（１：アンテナ１、２：アンテナ
２に対応）Ｒｉ（Ａの）：ノ１十〆十公ＣＯＳの７１＝
ノ１十〆十公ｃｏｓ（のｉ＋△の７ｉ） ■８ｉ＝−
ｔａｎ−・．主≦暴き声三ｉ ４‘３’＜同相
合成受信〉 文Ｓ（の）＝ＡｓｏＸ｛１十ｒｅ「のすＳ｝ ■但し
ＡＳ。
１｝但し、ｉ＝１，２（１：アンテナ１、２：アンテナ
２に対応）Ｒｉ（Ａの）：ノ１十〆十公ＣＯＳの７１＝
ノ１十〆十公ｃｏｓ（のｉ＋△の７ｉ） ■８ｉ＝−
ｔａｎ−・．主≦暴き声三ｉ ４‘３’＜同相
合成受信〉 文Ｓ（の）＝ＡｓｏＸ｛１十ｒｅ「のすＳ｝ ■但し
ＡＳ。
乳瓜券‐ｅｊぞ（５ー
◇＝８，一０２（同相合成条件） 【６’ｒ＝比鮮少一
の（雲２−？・）／■Ｓを 【７， ケＳニ（７１十７２）／２ 【８｝ｒ：主波
と干渉波の振幅比７１：アンテナｉにおける主波と干渉
波 の遅延時間差 ｗ：＝のｏ＋△ののｏ：帯域中心角周波数△の：の。
の（雲２−？・）／■Ｓを 【７， ケＳニ（７１十７２）／２ 【８｝ｒ：主波
と干渉波の振幅比７１：アンテナｉにおける主波と干渉
波 の遅延時間差 ｗ：＝のｏ＋△ののｏ：帯域中心角周波数△の：の。
からの偏差のｉ：７ｉによって生ずる主波と干渉波の位
相差で、のＦの。
相差で、のＦの。
７ｉ−２Ｎｍ
０：移相器の移相量
第２図に、これらの関係式を用いて計算した位相合成前
の各アンテナの受信信号の帯域特性（式‘１｝）及び同
相合成信号の帯域特性（式‘４１）の一例を示す。
の各アンテナの受信信号の帯域特性（式‘１｝）及び同
相合成信号の帯域特性（式‘４１）の一例を示す。
ここで計算条件は７ｉ＝４ｎＳ，ｒ＝０．９，の，ニ１
２００，の２ ニ１７００，ｅ．（■）ニｌ≦，（の）
Ｉ，ｅ２（の）＝！色２（の）Ｉ，ＸＳ（の）＝ｌ２Ｓ
（山）ｌである。第２図において、単一受信のときの特
性ｅ，（の），ｅ２（山）に比べて、同相合成のときの
帯城特性Ｘｓ（の）は若干改善されているが、大きな帯
城特性が残留している。このような帯城特性をもつ伝送
系を用いて広帯域ディジタル信号を伝送した場合には、
波形歪の増大による符号誤り率の著しい劣化を生ずる。
このように、従釆の同相合成スペース・ダイバーシティ
受信方式では、信号レベルを増大にすることは可能であ
るが、周波数特性の改善が不十分であるという欠点があ
った。本発明は従来の技術の上記欠点を改善するもので
、その目的は多重波干渉性フェージング時に発生する帯
域内振幅偏差及び遅延偏差を軽減するスペース・ダイバ
ーシティ受信方式を提供することを目的とする。
２００，の２ ニ１７００，ｅ．（■）ニｌ≦，（の）
Ｉ，ｅ２（の）＝！色２（の）Ｉ，ＸＳ（の）＝ｌ２Ｓ
（山）ｌである。第２図において、単一受信のときの特
性ｅ，（の），ｅ２（山）に比べて、同相合成のときの
帯城特性Ｘｓ（の）は若干改善されているが、大きな帯
城特性が残留している。このような帯城特性をもつ伝送
系を用いて広帯域ディジタル信号を伝送した場合には、
波形歪の増大による符号誤り率の著しい劣化を生ずる。
このように、従釆の同相合成スペース・ダイバーシティ
受信方式では、信号レベルを増大にすることは可能であ
るが、周波数特性の改善が不十分であるという欠点があ
った。本発明は従来の技術の上記欠点を改善するもので
、その目的は多重波干渉性フェージング時に発生する帯
域内振幅偏差及び遅延偏差を軽減するスペース・ダイバ
ーシティ受信方式を提供することを目的とする。
この目的を達成するためのひとつの技術として本出願人
は先に特魔昭弘一１４３５９を提案した。本発明はこれ
を更に改善するものでその特徴は、２個の空間的に離間
したアンテナで信号を受信ち、一方の信号の位相を位相
制御器により制御して両受信信号を合成するごときスペ
ース・ダイバーシティ受信方式において、合成する前の
各アンテナの受信信号の帯域内振幅傾斜を検出する手段
と、両アンテナの信号間のレベルを比較する手段、及び
合成後の帯域内振幅額斜を検出する手段を有し、帯域内
振幅懐斜の極性とアンテナ間レベル差の極性から移送器
の制御方向を判定し、干渉度を打消すように位相制御を
行うごときスペース・ダイバーシティ受信方式にある。
以下図面により詳細に説明する。第３図に本発明の基本
概念を示す。
は先に特魔昭弘一１４３５９を提案した。本発明はこれ
を更に改善するものでその特徴は、２個の空間的に離間
したアンテナで信号を受信ち、一方の信号の位相を位相
制御器により制御して両受信信号を合成するごときスペ
ース・ダイバーシティ受信方式において、合成する前の
各アンテナの受信信号の帯域内振幅傾斜を検出する手段
と、両アンテナの信号間のレベルを比較する手段、及び
合成後の帯域内振幅額斜を検出する手段を有し、帯域内
振幅懐斜の極性とアンテナ間レベル差の極性から移送器
の制御方向を判定し、干渉度を打消すように位相制御を
行うごときスペース・ダイバーシティ受信方式にある。
以下図面により詳細に説明する。第３図に本発明の基本
概念を示す。
入射波条件として【ａに示すような２波モデルを考える
。合成受信後の帯城特性を平坦化するためには、式‘４
’においてｒ＝ｏとすれば玄Ｓ（の）は周波数に無関係
に一定となる。このことは、｛即こ示すように、アンテ
ナ２の信号を、？＝Ｊ２一Ｊ，一灯だけ移相して合成す
ることにより、干渉波１及び２を逆相状態で相殺し、遅
延時間差の４・さし、主波１及び２のみが残るように位
相制御を行うことを意味する。第２図には本発明を適用
した場合の帯域特性の計算例（曲線ｄ）を併記し、曲線
ｄは図示のごとく平坦となる。次に入射波条件の変動に
対して、干渉波を相殺するように移相器を駆動するため
の制御情報を如何にして得るかについて示す。
。合成受信後の帯城特性を平坦化するためには、式‘４
’においてｒ＝ｏとすれば玄Ｓ（の）は周波数に無関係
に一定となる。このことは、｛即こ示すように、アンテ
ナ２の信号を、？＝Ｊ２一Ｊ，一灯だけ移相して合成す
ることにより、干渉波１及び２を逆相状態で相殺し、遅
延時間差の４・さし、主波１及び２のみが残るように位
相制御を行うことを意味する。第２図には本発明を適用
した場合の帯域特性の計算例（曲線ｄ）を併記し、曲線
ｄは図示のごとく平坦となる。次に入射波条件の変動に
対して、干渉波を相殺するように移相器を駆動するため
の制御情報を如何にして得るかについて示す。
合成信号の周波数の。
−△の，の。十△のにおけるレベル差△ｘは式‘４｝を
用いて次式で与えられる。△Ｘ＝ｌ之Ｓ（の。
用いて次式で与えられる。△Ｘ＝ｌ之Ｓ（の。
十△の）ｌ−ｌ之Ｓ（の。一△の）Ｉ＝ＫＳｉｎきｎ享
（岬十ａ）Ｓｉｎ学 【９’但しＫ：比例定数ａ＝の２
−の，００ ｂニの，十の２ （１１）△の：位相
制御誤差△の＝○−（の２ −の，一汀） （１２）式
側から、△ｘは位相制御誤差△のの大きさに対応して第
４図のように変化する。
（岬十ａ）Ｓｉｎ学 【９’但しＫ：比例定数ａ＝の２
−の，００ ｂニの，十の２ （１１）△の：位相
制御誤差△の＝○−（の２ −の，一汀） （１２）式
側から、△ｘは位相制御誤差△のの大きさに対応して第
４図のように変化する。
△×の極性は△の＝ｏで反転するため、ａ，ｂの範囲（
ａ考ｏ，ｂ多２・中；後述するように入射波条件が与え
られれば一義的に決まる）が判定できれば、Ａｘの極性
を用いて△の＝０に制御を収束せることが可能となる。
従って、干渉波相殺点を求める位相制御の基本的な考え
方は次のようになる。
ａ考ｏ，ｂ多２・中；後述するように入射波条件が与え
られれば一義的に決まる）が判定できれば、Ａｘの極性
を用いて△の＝０に制御を収束せることが可能となる。
従って、干渉波相殺点を求める位相制御の基本的な考え
方は次のようになる。
■ ａ及びｂの大きさを、各アンテナの合成前の帯城特
性により判定する。
性により判定する。
■ △の≠０の領域における移相器の駆動方向は、式｛
９１に基き、△ｘの極性、ａの極性及びｂの大きさによ
り決定する。
９１に基き、△ｘの極性、ａの極性及びｂの大きさによ
り決定する。
■ 制御の収束条件は合成信号の帯城が平坦化（△ｘ＝
０）された状態とする。
０）された状態とする。
次に入射波条件の判定法について示す。
単一受信における帯城特性は式（２）のＲｉ（Ａの）で
与えられるが、王波と干渉波の位相差の，，の２のとり
得る大きさは、帯城特性の煩斜の方向によって表１に示
すように一義的に決まる。
与えられるが、王波と干渉波の位相差の，，の２のとり
得る大きさは、帯城特性の煩斜の方向によって表１に示
すように一義的に決まる。
従って、ａ（＝の２−の，）の極性は、表１に示した帯
城特性の判定（Ｒ，（一△の）≧Ｒ，（十△の））及び
帯域中央のアンテナ間レベルの比較（Ｒ，（ｏ）多Ｒ２
（ｏ）を用いて表２に示すように判定できる。またｂ（
＝の，十の，）のとり得る範囲は、ａの場合と同様に、
単一受信の帯嫁特性（Ｒ，（一Ａの），Ｒ，（０），Ｒ
，（十Ａの））を用いて表２のように一義的に定まる。
城特性の判定（Ｒ，（一△の）≧Ｒ，（十△の））及び
帯域中央のアンテナ間レベルの比較（Ｒ，（ｏ）多Ｒ２
（ｏ）を用いて表２に示すように判定できる。またｂ（
＝の，十の，）のとり得る範囲は、ａの場合と同様に、
単一受信の帯嫁特性（Ｒ，（一Ａの），Ｒ，（０），Ｒ
，（十Ａの））を用いて表２のように一義的に定まる。
従って、単一受信の帯城両端（のｏ±△の）及び帯域中
央（■ｏ）のレベルを検出し、表２に示したレベル比較
を行うことにより、位相制御に必要な入射波条件ａ，ｂ
の大きさの判定を容易に行なうことができる。
央（■ｏ）のレベルを検出し、表２に示したレベル比較
を行うことにより、位相制御に必要な入射波条件ａ，ｂ
の大きさの判定を容易に行なうことができる。
△の≠０の領域における移相器の駆動方向は、表２で求
められた入射波状態の判定結果と合成受信後の帯域特性
△×の特性に対して、式（９｝の関係式あるいは第４図
を用いて決定される。
められた入射波状態の判定結果と合成受信後の帯域特性
△×の特性に対して、式（９｝の関係式あるいは第４図
を用いて決定される。
表３に移相器の駆動方向の判定表を示す。この表に従っ
て表 １夫３ 表 ２ 移相器を所定方向に駆動し、合成後の帯城特性が平坦と
なった状態（△ｘ＝０）で駆動を停止すれば、干渉波成
分を逆相で打消すことができる。
て表 １夫３ 表 ２ 移相器を所定方向に駆動し、合成後の帯城特性が平坦と
なった状態（△ｘ＝０）で駆動を停止すれば、干渉波成
分を逆相で打消すことができる。
なお、第４図で、△の＝−ａにおいても帯域特性が平坦
となることが示されているが、これは、主波相互が打消
し合う場合である。この点と△の＝０における△×の微
係数が逆極性であるため、誤って△の＝−ａに制御が収
束することはない。第５図は本発明を適用した受信装置
の実施例のフロック図を示す。アンテナ１で受信した信
号卓，（■）は、結合器１０によってその一部が制御情
報検出用に分岐され、通過域中心周波数がそれぞれのｏ
−△の，のｏ，■ｏ＋△のである狭帯域炉波器１１ａ，
１１ｂ，１１ｃに加えられ、帯域内の３点しベルＲ，（
一△の），Ｒ，（０），Ｒ，（十△の）が検出される。
ここで、検出のための情報源としては、伝送信号がディ
ジタル変調信号などスペクトルが時間的にほぼ一定の場
合には、変調信号そのもののスペクトルを、また伝送信
号がＳＳＢ−ＡＭ変調信号などスペクトルが時間的変化
をする場合には、上記３点の周波数に挿入された振幅検
出用パイロット信号を使用する。同様に、アンテナ２で
受信した信号ｅ２（の）は、移相器３を経て結合器１２
によってその一部が制御用に分岐され、１１ａ，１１ｂ
，１１ｃとにそれぞれ同一の特性をもつ狭帯域炉波器１
３ａ，１３ｂ，１３ｃに加えられ帯域内の３点のレベル
Ｒ２（一△の），Ｒ２（０），Ｒ２（十△の）が検出さ
れる。狭帯域炉波器１１ａ，１１ｃの出力はしベル比較
器１４に加えられて、Ｒ，（一△の）とＲ．（十△ｗ）
のレベルが比較され、アンテナ１側の入射波状態が判定
される。同機に狭帯域炉波器１３ａ，１３ｃの出力はし
ベル比較器１５に加えられてＲ２（一△の）とＲ２（十
△の）のレベルが比較され、アンテナ２側の入射波状態
が判定される。また、狭帯域炉波器１１ｂと１３ｂの出
力はしベル比較器１６に加えられる。レベル比較器１４
，１５，１６の判定結果は制御信号判定回賂１７に加え
られ、表２を用いて入射波状態を表わすパラメータａ，
ｂの領域（ａ≧ｏ，ｂ≧２け）が判定される。一方、結
合器１０，１２の出力は合成器４に加えられて合成され
、結合器２川こよって、制御信号検出用の一部が分岐さ
れる。
となることが示されているが、これは、主波相互が打消
し合う場合である。この点と△の＝０における△×の微
係数が逆極性であるため、誤って△の＝−ａに制御が収
束することはない。第５図は本発明を適用した受信装置
の実施例のフロック図を示す。アンテナ１で受信した信
号卓，（■）は、結合器１０によってその一部が制御情
報検出用に分岐され、通過域中心周波数がそれぞれのｏ
−△の，のｏ，■ｏ＋△のである狭帯域炉波器１１ａ，
１１ｂ，１１ｃに加えられ、帯域内の３点しベルＲ，（
一△の），Ｒ，（０），Ｒ，（十△の）が検出される。
ここで、検出のための情報源としては、伝送信号がディ
ジタル変調信号などスペクトルが時間的にほぼ一定の場
合には、変調信号そのもののスペクトルを、また伝送信
号がＳＳＢ−ＡＭ変調信号などスペクトルが時間的変化
をする場合には、上記３点の周波数に挿入された振幅検
出用パイロット信号を使用する。同様に、アンテナ２で
受信した信号ｅ２（の）は、移相器３を経て結合器１２
によってその一部が制御用に分岐され、１１ａ，１１ｂ
，１１ｃとにそれぞれ同一の特性をもつ狭帯域炉波器１
３ａ，１３ｂ，１３ｃに加えられ帯域内の３点のレベル
Ｒ２（一△の），Ｒ２（０），Ｒ２（十△の）が検出さ
れる。狭帯域炉波器１１ａ，１１ｃの出力はしベル比較
器１４に加えられて、Ｒ，（一△の）とＲ．（十△ｗ）
のレベルが比較され、アンテナ１側の入射波状態が判定
される。同機に狭帯域炉波器１３ａ，１３ｃの出力はし
ベル比較器１５に加えられてＲ２（一△の）とＲ２（十
△の）のレベルが比較され、アンテナ２側の入射波状態
が判定される。また、狭帯域炉波器１１ｂと１３ｂの出
力はしベル比較器１６に加えられる。レベル比較器１４
，１５，１６の判定結果は制御信号判定回賂１７に加え
られ、表２を用いて入射波状態を表わすパラメータａ，
ｂの領域（ａ≧ｏ，ｂ≧２け）が判定される。一方、結
合器１０，１２の出力は合成器４に加えられて合成され
、結合器２川こよって、制御信号検出用の一部が分岐さ
れる。
分岐出力は、中心周波数がそれぞれの。−△の，の。
十△のである狭帯城炉波器２１ａ，２１ｃに加えられ、
合成受信後の帯域特性ｘｓ（一△の），ｘｓ（十△の）
が検出される。狭帯城炉波器２１ａ，２１ｃの出力はし
ベル比較器２２に加えられ、式側で示した△ｘの正負が
判定され、その結果は制御方向判定回路２２に加えられ
る。制御方向判定回路２２では、入射波状態を表わすパ
ラメータａ，ｂ及び合成後の帯城特性△×の判定結果（
ａ多ｏ，ｂ多２ｗ．△Ｘ≧ｏ）を用し・て表３に従って
移相器の駆動方向が判定される。
十△のである狭帯城炉波器２１ａ，２１ｃに加えられ、
合成受信後の帯域特性ｘｓ（一△の），ｘｓ（十△の）
が検出される。狭帯城炉波器２１ａ，２１ｃの出力はし
ベル比較器２２に加えられ、式側で示した△ｘの正負が
判定され、その結果は制御方向判定回路２２に加えられ
る。制御方向判定回路２２では、入射波状態を表わすパ
ラメータａ，ｂ及び合成後の帯城特性△×の判定結果（
ａ多ｏ，ｂ多２ｗ．△Ｘ≧ｏ）を用し・て表３に従って
移相器の駆動方向が判定される。
この判定結果に従って、移相器駆動回路２３は移相器３
を駆動し、合成後の帯域内レベル偏差が零（レベル比較
器２２の出力が零）となった移相量で制御が完了する。
なお、入射波状態として干渉波が消滅して主波のみとな
った場合には、合成後の帯域特性は常に平坦となる。
を駆動し、合成後の帯域内レベル偏差が零（レベル比較
器２２の出力が零）となった移相量で制御が完了する。
なお、入射波状態として干渉波が消滅して主波のみとな
った場合には、合成後の帯域特性は常に平坦となる。
この場合、第５図にこれまで述べた構成では全ての位相
制御量に対して△ｘ＝０となって制御は停止し、移相器
３の位相状態によっては、合成レベルの著しい低下を生
ずる。この対策として、入射波が主波のみとなった状態
を合成前・後の帯城特性から検出し、従釆の同相合成制
御形式に切換え、合成後のレベルを最大にするように位
相制御を行えばよい。
制御量に対して△ｘ＝０となって制御は停止し、移相器
３の位相状態によっては、合成レベルの著しい低下を生
ずる。この対策として、入射波が主波のみとなった状態
を合成前・後の帯城特性から検出し、従釆の同相合成制
御形式に切換え、合成後のレベルを最大にするように位
相制御を行えばよい。
なお、入射波が主波のみとなった場合の判定条件は次の
３個の関係式が同時に成立する場合であり、この状態は
第５図のレベル比較器１４，１５，２２の出力を用いて
容易に検出が可能である。なお、同相合成に切替えた場
合、合成器入力の位相差を検出する必要がある。
３個の関係式が同時に成立する場合であり、この状態は
第５図のレベル比較器１４，１５，２２の出力を用いて
容易に検出が可能である。なお、同相合成に切替えた場
合、合成器入力の位相差を検出する必要がある。
第５図の位相検出器２５は、アンテナ１側入力とアンテ
ナ２側の入力の位相差を検出するためのもので、式（１
３）の条件が成立している間は、位相検出器２５の出力
が零になるように移相器３が制御される。ここで第５図
では位相検出器２５への入力として、周波数の。である
狭帯域炉波器出力１１ｂ，１３ｂを用いたが、周波数の
。士△のにおける信号を用いても効果は同一である。な
お第５図は干渉波相殺型スペース・ダイバーシティ受信
方式の基本構成を示すものであり、第５図の変形として
次のような構成が挙げられる。
ナ２側の入力の位相差を検出するためのもので、式（１
３）の条件が成立している間は、位相検出器２５の出力
が零になるように移相器３が制御される。ここで第５図
では位相検出器２５への入力として、周波数の。である
狭帯域炉波器出力１１ｂ，１３ｂを用いたが、周波数の
。士△のにおける信号を用いても効果は同一である。な
お第５図は干渉波相殺型スペース・ダイバーシティ受信
方式の基本構成を示すものであり、第５図の変形として
次のような構成が挙げられる。
｛１｝ 第５図では高周波合成の場合を示したが、『合
成においても制御信号検出系（合成前及び合成後）の周
波数がＩＦ帯に変るだけで、制御系の構成は基本的には
同一である。なお『合成の場合には、移相器を挿入でき
る場所として、高周波帯（第５図と同じ）の他に、ｍ帯
、局部発振信号系などがあるが、どこに移相器を挿入し
ても本発明の効果に変化はない。
成においても制御信号検出系（合成前及び合成後）の周
波数がＩＦ帯に変るだけで、制御系の構成は基本的には
同一である。なお『合成の場合には、移相器を挿入でき
る場所として、高周波帯（第５図と同じ）の他に、ｍ帯
、局部発振信号系などがあるが、どこに移相器を挿入し
ても本発明の効果に変化はない。
（２｝ 第５図では狭帯城炉波器の出力レベルを比較す
るためにレベル比較器を合計４個使用する例を示してい
るが、レベル比較の方法については特定する必要はなく
、各炉波器の出力をＡ−Ｄ変換し、マイクロプロセッサ
による順次切替比較、判定も可能である。｛３’ 本発
明の原理の説明及び第５図において、入射波状態の判定
のために、帯城中心のｏにおけるアンテナ間のレベル比
較としてＲ，（０）≧Ｒ２（０）の比較を行ったが、こ
の比較の代りに、Ｒ，（一△の）多Ｒ２（十△の）ある
いはＲ，（十△の）多Ｒ２（一△の）の比鰍こ変えても
同一の判定が可能である。
るためにレベル比較器を合計４個使用する例を示してい
るが、レベル比較の方法については特定する必要はなく
、各炉波器の出力をＡ−Ｄ変換し、マイクロプロセッサ
による順次切替比較、判定も可能である。｛３’ 本発
明の原理の説明及び第５図において、入射波状態の判定
のために、帯城中心のｏにおけるアンテナ間のレベル比
較としてＲ，（０）≧Ｒ２（０）の比較を行ったが、こ
の比較の代りに、Ｒ，（一△の）多Ｒ２（十△の）ある
いはＲ，（十△の）多Ｒ２（一△の）の比鰍こ変えても
同一の判定が可能である。
従って、この場合には第５図の狭帯城炉波器１ １ｂ，
１３ｂは省略可能であり、狭帯域病波器１１ａと１３ｃ
あるし、は１１ｃと１３ａの出力がレベル比較器１６へ
の入力となる。【４｝ 第５図では、同相合成に切替え
た際の位相差検出法として、位相検波法を用いる場合を
示したが、その他に同相合成スペース・ダイバーシティ
受信方式に従来から使用されているセンシング法（位相
を比較すべき一方の信号に低周波ＰＭ変調をかけ、合成
後の信号の振幅変調成分から位相差を検出する）も適用
可能である。以上説明したように、本発明の構成によれ
ば、周波数選択性フェージングの原因である干渉波成分
を常に逆相状態で相殺することができ、その結果、これ
までのダイバーシティ受信方式ではできなかったフェー
ジング時の帯域内振幅偏差及び遅延偏差の軽減が可能と
なる。マイクロ波帯を用いるディジタル無線方式ではフ
ェージング時に発生する帯域内振幅及び遅延偏差により
波形ひずみが増大し伝送品質の著しい劣化が生ずる。
１３ｂは省略可能であり、狭帯域病波器１１ａと１３ｃ
あるし、は１１ｃと１３ａの出力がレベル比較器１６へ
の入力となる。【４｝ 第５図では、同相合成に切替え
た際の位相差検出法として、位相検波法を用いる場合を
示したが、その他に同相合成スペース・ダイバーシティ
受信方式に従来から使用されているセンシング法（位相
を比較すべき一方の信号に低周波ＰＭ変調をかけ、合成
後の信号の振幅変調成分から位相差を検出する）も適用
可能である。以上説明したように、本発明の構成によれ
ば、周波数選択性フェージングの原因である干渉波成分
を常に逆相状態で相殺することができ、その結果、これ
までのダイバーシティ受信方式ではできなかったフェー
ジング時の帯域内振幅偏差及び遅延偏差の軽減が可能と
なる。マイクロ波帯を用いるディジタル無線方式ではフ
ェージング時に発生する帯域内振幅及び遅延偏差により
波形ひずみが増大し伝送品質の著しい劣化が生ずる。
また多重ＦＤＭ信号をＳＳＢ−ＡＭ変調で伝送するマイ
クロ波方式においても、フェージングによる帯域内振幅
偏差を極めて４・さし、範囲に抑圧する必要がある。本
発明によるスペース・ダイバーシティ受信方式を用いる
ことにより、フヱージング伝送路における広帯域ディジ
タル及びアナログ信号の伝送品質をズか副こ改善するこ
とができ、その結果、中継距離の拡大、伝送容量の増大
、海上伝搬区間等伝搬路条件の厳しい区間への無強暴方
式の適用の拡大等を図ることができる。
クロ波方式においても、フェージングによる帯域内振幅
偏差を極めて４・さし、範囲に抑圧する必要がある。本
発明によるスペース・ダイバーシティ受信方式を用いる
ことにより、フヱージング伝送路における広帯域ディジ
タル及びアナログ信号の伝送品質をズか副こ改善するこ
とができ、その結果、中継距離の拡大、伝送容量の増大
、海上伝搬区間等伝搬路条件の厳しい区間への無強暴方
式の適用の拡大等を図ることができる。
第１図はスペース・ダイバーシティ受信方式の基本構成
図、第２図はフェージング時の帯域内振幅特性の説明図
、第３図ａ及びｂは本発明の基本動作を示すベクトル図
、第４図Ａ及びＢは移相器の制御方向を判定するために
使用される合成後の帯域内レベル偏差の極性と位相制御
誤差の関係を示す図、第５図は本発明によるダイバーシ
ティ受信装置の一実施例のブロック図である。 １，２：アンテ．ナ、３：移相器、４：合成器、１０：
結合器、１ １ａ，１１ｂ，１ １ｃ：狭帯域炉波器、
１２：結合器、１‐３ａ，１３ｂ，１３ｃ：狭帯域炉波
器、１４，１５，１６：レベル比較器、１７：制御方向
判定回路、２０：結合器、２１ａ，２１ｃ：狭帯城炉波
器、２２：レベル比鮫器、２３：移相器駆動回路、２５
：位相迭／図 終ぞ図 鯖ぅ図 溝〆図 尊ら５ 図
図、第２図はフェージング時の帯域内振幅特性の説明図
、第３図ａ及びｂは本発明の基本動作を示すベクトル図
、第４図Ａ及びＢは移相器の制御方向を判定するために
使用される合成後の帯域内レベル偏差の極性と位相制御
誤差の関係を示す図、第５図は本発明によるダイバーシ
ティ受信装置の一実施例のブロック図である。 １，２：アンテ．ナ、３：移相器、４：合成器、１０：
結合器、１ １ａ，１１ｂ，１ １ｃ：狭帯域炉波器、
１２：結合器、１‐３ａ，１３ｂ，１３ｃ：狭帯域炉波
器、１４，１５，１６：レベル比較器、１７：制御方向
判定回路、２０：結合器、２１ａ，２１ｃ：狭帯城炉波
器、２２：レベル比鮫器、２３：移相器駆動回路、２５
：位相迭／図 終ぞ図 鯖ぅ図 溝〆図 尊ら５ 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ２個の空間的に離間したアンテナで信号を受信し、
一方の信号の位相を位相制御器により制御して両受信信
号を合成するごときスペース・ダイバーシテイ受信方式
において、合成する前の各アンテナの受信信号の帯域内
振幅傾斜Ｒ＿１（−Δω）−Ｒ＿１（＋Δω）およびＲ
＿２（−Δω）−Ｒ＿２（＋Δω）を検出する手段と（
Ｒ＿１（−Δω）はアンテナ１の帯域中心角周波ω＿０
からの偏差−Δωにおける受信信号レベル、Ｒ＾１（＋
Δω）は前記ω＿０からの偏差＋Δωにおける受信レベ
ルであり、Ｒ＿２（Δω）はアンテナ２の帯域中心角周
波数ω＿０からの偏差−Δωにおける受信信号レベル、
Ｒ＿２（＋Δω）は前記ω＿０からの偏差＋Δωにおけ
る受信レベルである。 ）、両アンテナの受信信号の間のレベル差Ｒ＿１（０）
−Ｒ＿２（０）を検出する手段（Ｒ＿１（０）はアンテ
ナ１の帯域中心角周波ω＿０における受信信号レベル、
Ｒ＿５（０）はアンテナ２の帯域中心角周波数ω＿０に
おける受信信号レベルである。）及び合成信号の帯域内
振幅傾斜Δｘを検出する手段とを有し、帯域内振幅傾斜
Ｒ＿１（−Δω）−Ｒ＿１（＋Δω）およびＲ＿２（−
Δω）−Ｒ＿２（＋Δω）の極性とアンテナ間レベル差
Ｒ＿１（０）−Ｒ＿２（０）の極性の組合せから、表Ａ
により媒介変数ａおよび（ｂ−２π）の極性を決定し、
さらに当該変数の極性および帯域内傾斜Δｘの極性から
表Ｂにより移相器の制御方向を判定し、干渉数を打消す
ように前記位相制御器の位相制御を行なうことを特徴と
するスペース・ダイバーシテイ受信方式；表 Ａ ▲数式、化学式、表等があります▼ 表 Ｂ ▲数式、化学式、表等があります▼
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54039743A JPS6021494B2 (ja) | 1979-04-04 | 1979-04-04 | スペ−ス・ダイバ−シティ受信方式 |
| US06/113,591 US4326294A (en) | 1979-02-13 | 1980-01-21 | Space diversity reception system having compensation means of multipath effect |
| CA344,382A CA1128134A (en) | 1979-02-13 | 1980-01-25 | Space diversity reception system having compensation means of multipath effect |
| GB8003122A GB2042307B (en) | 1979-02-13 | 1980-01-30 | Multipath radio reception system |
| DE3003820A DE3003820C2 (de) | 1979-02-13 | 1980-02-02 | Raumdiversity-Empfangsvorrichtung |
| IT67209/80A IT1128754B (it) | 1979-02-13 | 1980-02-12 | Sistema ricevitore a diversita spaziale per segnali radio |
| FR8003180A FR2449372B1 (fr) | 1979-02-13 | 1980-02-13 | Systeme de transmission radio a diversite d'espace avec moyens de compensation des trajets multiples |
| US06/365,345 US4710975A (en) | 1979-02-13 | 1982-04-05 | Space diversity reception system having compensation means of multipath effect |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54039743A JPS6021494B2 (ja) | 1979-04-04 | 1979-04-04 | スペ−ス・ダイバ−シティ受信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55133145A JPS55133145A (en) | 1980-10-16 |
| JPS6021494B2 true JPS6021494B2 (ja) | 1985-05-28 |
Family
ID=12561436
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP54039743A Expired JPS6021494B2 (ja) | 1979-02-13 | 1979-04-04 | スペ−ス・ダイバ−シティ受信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6021494B2 (ja) |
-
1979
- 1979-04-04 JP JP54039743A patent/JPS6021494B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55133145A (en) | 1980-10-16 |
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