JPS6021493B2 - スペ−ス・ダイバ−シテイ受信方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、無線通信回線で発生するフェージングの影響
を軽減するスペースダイバーシティ受信装置に関するも
のである。

無線通信回線で発生するフヱージングは、その頻度、深
さ、起こる時間などが受信空中線の設置場所によって異
なる。

この性質を利用して２基以上の空中線を互いにフェージ
ングの相関性の少し、位置に設置し、各空中線で受信さ
れた信号を合成または切替えることによりフェージング
を軽減する方式が、所謂スペース・ダイバーシティ（Ｓ
Ｄ）受信方式である。

従来、マイクロ波ＦＭ回線においてフェージングによる
熱雑音の増加や隣断を軽減するため、２基のアンテナに
よる同相合成ＳＤ受信方式が適用されている。

第１図にその基本構成を示す。第１図において、空中線
１で受信した信号ｅ，は位相変調器２で周波数〆ｐの位
相変調（センシング）波形Ａにより位相変調を受け合成
器３に入る。一方、空中線４で受信した信号ギ２は移相
器５を経てｅ２′となって合成器３に加えられ、空中線
１からの信号ｅ，′と合成される。ｅ．′とｅ２′に位
相差がない場合は、合成器３の出力には第２図ａのＡ列
（合成波のベクトル図）、及びＢ列（合成波の振幅変化
）のごとく位相変調周波数〆ｐの第２高調波である周波
数２〆ｐ（日２）の振幅変化分のみが現われ、基本波〆
ｐ成分は零となる。

一方、ｅ，′とｅ２′に位相差があると、２つの合成ベ
クトルは第２図ｂ，ｃに示すように周波数〆ｐの振幅変
化分が現れる。この「ｐ（ＨＺ）の振幅変化分はｅ，′
とｅ２′の位相差にほぼ比例し、その極性はｅ，′がｅ
２′に対して進んでいるかあるいは遅れているかによっ
て反転する。この振幅変調成分を伴った信号は受信器６
に入り、その自動利得制御回路７によって、「ｐの変動
成分が抽出される。同期検波回路８において、メｐ成分
の極性が判定され、ナｐ成分が零となるように移相器５
が制御され、ｅ，′とｅ２′が同相状態で合成される。

９は位相差検出のために、位相変調器２を駆動するため
の正弦波発振器である。

なお、第２図のように位相変調により位相の進み遅れを
判定する方法をセンシング法と呼ぶ。入射波条件として
第３図に示すような２波モデル（周波数選択性フェージ
ングが主波と干渉波の２波干渉によって発生すると仮定
）を用いて計算した従来の同相合成受信時の帯域特性の
一例を第４図Ａ及びＢに示す。

なお第３図における記号は次のとおりである。

ｙ：主波と干渉波の振幅比す，：空中線４における王波
と干渉波の遅延時間差７２：空中線１における王波と干
渉波の遅延時間差の：搬送波角周波数 Ｆ，（■）、Ｆ２（の）：単一受信の伝達関数ｘ（の）
：合成受信信号の伝達関数？：移相器５の移相推移量 第３図で、アンテナ４及び１の信号をＦ，（の）及びＦ
２（■）として、移相器５の出力ａはＦ，（■）ｅｘｐ
（ｉ◇）であり、合成器３の出力ｂはｘ（の）＝Ｆ，（
の）ｅｘｐ（ｊめ）十Ｆ２（■）である。

又第４図Ａのａは空中線１のベクトル図、第４図Ａのｂ
は空中線４のベクトル図、第４図Ｂは単独および同相合
成の帯城特性をしめし計算条件は次のとおりである。中
心周波数 〆ｏ ＝昨日２ 通 路 差 す・＝４ｎＳｅＣ 振 幅 比 ｙ＝０．９ 同相条件 帯城中央（「＝〆。

）第４図Ｂで曲線ａは空中線４によるＦ，（の）、曲線
ｂは空中線１によるＦ２（の）、曲線ｃは従来の技術に
よる同相合成の特性、をしめす。

なお本発明は曲線ｄのごとく平坦な合成特性を得ようと
するものである。従来のこの制御法は、合成後のレベル
を最大とする制御であるため、狭帯域信号の信号対熱雑
音比の改善には有効である。

しかし、第４図Ｂに示されたように、周波数選択性フェ
ージングによって発生する帯域内レベル偏差を改善する
要求に対しては、従来の同相合成法では十分な効果を得
ることができないという欠点があった。従って本発明は
従釆の技術の上記欠点を改善するもので、その目的は多
重波干渉性フェージング時に発生する帯域内振幅偏差及
び遅延偏差を軽減出来るスペースダイバーシティ受信装
置を提供することにあり、その特徴は、２個の空中線で
受信した信号のうち、一方の信号の位相を制御して合成
するスペース・ダイバーシティ受信方式において、一方
の信号に位相変調を行い、その結果生ずる合成信号の振
幅変動成分を、帯域内の３点の周波数においてそれぞれ
抽出し、それをもとに各周波数における空中線間位相差
の大きさと、帯域内レベル偏差の極性から制御の方向を
判定し、干渉波を打ち消すように位相制御を行うごとき
スペース・ダイバーシティ受信装置にある。

以下図面により詳細に説明する。川 スペース・ダイバ
ーシティ受信における帯城特性第３図に示した入射波条
件に対するスペース・ダイバーシティ受信の伝達関数×
（の）は、移相器５の移相推移量を◇とすると次式で与
えられる。

文（の）＝ＡＳ。

ｘ｛１十ｒｅｘｐ（−ｊの７Ｓ）｝ ｍただし△ＳＤ＝
び瓜舎‐ｅＸｐ（ｉ会） ‘２）ｒコｙ‐■Ｓめ−の
（萎す７１ソ■Ｓ考 ‘３｝７Ｓ：（７，十７２）／
２ ■ｙ：主波を干渉波の振幅比す，：空
中線４における主波と干渉波の遅延時間差７２：空中線
１における主波と干渉波の遅延時間差式‘１’‘こおい
て、周波数のを含むのは第２項のみである。

従って選択性フェージングによる帯域内のレベル偏差を
除去するためには、式｛３１で与えられるｒを常に零に
するように移相量？を制御すれば良いことになる。すな
わち、移相器の移相量？を◇。

ニの（７２〜イー〉一中 【５，なる値に制
御し、干渉波相互を逆相状態で相殺すれば帯城特性を平
坦化できることになる。なお以下の説明では、帯城が平
坦化された状態を基準として扱うため、式偲の移相量か
らの偏差△のを導入して、移相器の移相量◇を次式で定
義する。

◇＝○ｏ十△の （６）また、
伝送帯域内の帯域特性を評価するため、周波数のを次式
で定義し、のニの。

十△の ｛７）の。：帯域
中心周波数 △の：帯城中央からの偏差以下の検討では
帯域特性をのｏ −△の’のｏ’山ｏ ＋△のの３点で
評価する。

また、遅延時間７，，丁２ による相対位相差■・’■
２ については、次式のようにそれぞれ２ｍの整数倍か
らの偏差の，，の２を導入して取扱いを容易にする。

零≦≧まき；圭≦妻；母±孝幸） ■ 但し、Ｎ，Ｍ：０＜の，，の２＜２汀となる最大の整数
式【１’に式‘５｝〜｛８｝を代入することにより、周
波数の。

十△のにおける振幅特性ｘ（△の）は、平坦状態からの
移相制御誤差△のを用いて次式で与えられる。Ｘ（小＝
小ｉ〆（ぞ十ａ）＋ｙ２Ｓｉｎ２￥十２ｙＳｍ（￥〜Ｓ
ｉｎ学ＯＳ（ｂ十Ｍ丁Ｓ）但し、ａ＝（の２−の，）／
２，ｂ＝（の，十の２）／２ 【
１０（注：■。

−△の，山ｏにおける帯城特性ｘ（一△の），ｘ（０）
は、式（９｝で、それぞれ△の→−△の・△の→０とお
いて求められる。）（ｉｉ）干渉波相殺形スペース・ダ
イバーシティ受信方式の原理入射波条件の変動に対して
、式（５｝で与えられる状態に移相量を常に制御するた
め、入射波自体から制御情報を抽出する必要がある。

制御のための基本情報は合成後の帯域内レベル偏差その
ものである。式｛９１から、帯域両端の。 土△山のレ
ベル偏差△ｘは△ｘ＝ｘ（小）一ｘ（一Ｍ）比４ｙｓｉ
ｎ△州Ｓｓｉｎ（￥十ａ）池Ｓｉｎ￥で与えられる。

また、帯城端の。 十△ひと帯城中央のｏのレベル偏差
△ｙは△ｙ＝Ｘ（△の）‐又（。

）…４ソＳｉｎ半生ｉｎ（壁十ａ）Ｓｉｎ（ｂ−竿二）
Ｓｉｎ学 （１２）となる。式（１１），（１２）にお
いて０＜△のＴｓ《中であるからｓｉｎ△のＴｓ＞０は
常に成立する。従ってＡｘ及び△ｙの正負は、位相制御
誤差△のの大きさに対して第５図のように変化する。こ
こで上欄の「十ハ「一一等は移相器駆動方向をあらわす
。図から、ｂ−汀の正負を判定できれば、帯域内偏差△
×，△ｙが共に零になる点を求めることにより、△の＝
０（干渉波が逆相状態で打ち消し合う位相制御状態）と
なるように制御が可能である。なお、第５図で、△の＝
−勿においても帯域特性が平坦となることが示されてい
るが、これは主波が打ち消し合う場合であり、この点と
△の＝０におけるレベル偏差の微係数が逆特性であるた
め、△の＝０となる点に制御を収束させることが可能で
ある。Ｇｉｉ） 干渉波相殺形スペース・ダイバーシテ
ィ受信装置の構成第６図において空中線１で受信した信
号ｅ，は位相変調器２で周波数〆ｐの位相変調を受けｅ
，′となって合成器３に加えられる。

一方、空中線４で受信した信号ｅ２は移相器５を経てｅ
２′：ｅ２・ｅｘｐ（ｉ◇）（０：移相器５の移相量）
となって合成器３に加えられ、空中線１からの信号ｅ，
′と合成される。合成信号は周波数変換器１１により中
間周波数帯信号に変換され、受信器６において所要のレ
ベルに調整される。一方、周波数変換器１１により中間
周波帯に変換された信号の一部は、帯域中心周波数がそ
れぞれのｏ′−△の，のｏ，山ｏ′十△のなる狭帯域裾
波器１２ａ，１２ｂ，１２ｃに加えられ、検波器１３ａ
，１３ｂ，１３ｃによって３点の周波数のレベルが検出
される。

合成器に加えられる信号ｅ．′とｅ２′の間に位相差が
存在すれば、検波器出力にはセンシング発振器９の位相
変調周波数〆ｐと同一の周波数成分をもつ振幅変調波形
が生ずる。

この振幅変調波形は、センシングの最大位相偏移点（位
相偏移量±△ご）及び位相偏移が零の点に対応して、第
７図に示すように標本化される。標本化は、タイミング
信号発生器１４で発生された標本化パルスによつて、各
標本化回路１５ａ，１５ｂ，１５ｃで行なわれ、各周波
数に対応した振幅情報が処理回路２０に加えられる。な
お第７図のａはセンシング波形、ｂは標本化用タイミン
グ信号、ｃ，ｄ及びｅは各々１５ａ，１５ｂ，１５ｃの
センシング検波出力とその簾本値を示す。

処理回路２０では、干渉波を逆相状態で相殺するために
必要な移相器の駆動方向の決定を行ない、帯域特性が平
坦化するまで移相器の駆動信号が送出され、移相器の駆
動回路１０‘こよって移相器５が最適値に設定される。

以下に移相器の駆動方向の決定法について述べる。■
空中線間位相差の推定； 第７図に示したセンシング位相１，ｍ，ｐ点に対応する
センシング検波出力を用いて、第６図の合成器３の入力
点における２つの入力ｅ，′，ｅ２′の位相差（空中線
間位相差）は次式で与えられる。

周波数のｏ′−△の‘こおける位相差：岬仙側・（く号
農）側牛〕（１３） 周波数のｏ′＋△の‘こおける位相差： ８ｙ：仙側・〔く号終い午〕肌 ここで、６Ｑ＝（Ｑ三一Ｑ客）／（Ｑ客−Ｑ２），６ｙ
＝（ｙ三一ｙ客）／（ｙ貧りｙ２＞ （１５）△ど
：センシング最大位相偏移角ｎ：Ｑ十＞Ｑ‐のとき、一
竹＜８Ｑ＜０，Ｑ＋＜Ｑ‐のとき ０＜ａＱ＜ｍを満た
す整数。

８ｙについても同様。

■ ｂの大きさの判定： センシング検波出力から式‘１０で定義されるｂの大き
さを推定するため、空中線間位相差８Ｑ，８ｙの差を導
入する。

ぎ＝８ｙ−８Ｑ 〇６）：
（机−・器帯器Ｓａａ〕−（物−・品；羊渋Ｓａａ）
側 但しり（△の）＝，竺２ 〔ｙＣＯＳ ａ＋ＣＯＳ｛ｂ＋△の丁Ｓ｝〕 （１８
）ｆは移相器の移相量０とは無関係に入射波条件によっ
て一義的に決する量であり、ぎの正負に対応して、式（
１７）から表１に示すような刀（△の），り（一△の）
のとり得る組み合わせが求め＊られる。

さらにその刀（△の），り（一△の）の組み合わせに対
応して式（１８）からｂの大きさのとり得る範囲は表１
のように決定される。なお、蔓の値は、空中線間位相差
８Ｑ，８８の極性及びｌＯＱｌ，ｌＯＢｌの大小に対応
して表２のような極性を有する。

表 ｌ ｆの極性とｂの関係 （庄 ａ＜０のときは、ｆの極性を入れ替えたものと一
致する。

表 ２ ；の極性■ 帯域内レベル偏差△×，△ｙ 式（１１），（１２）で定義した帯域内レベル偏差は第
７図に示したセンシング検波出力を用いて次式で与えら
れる。

△ｘ＝ｙ。

−Ｑｏ △ｙ＝８。−Ｑ。（１９）■ 移相器の駆動
方向の判定△×キ０，△ｙキ０のとき、式（１１）に、
△ｘの極性及び表１、表２から求められるｂの値を代入
して、干渉波成分を逆相状態で相殺するように移相器を
駆動すべき方向（△の→０とする方向）が表３のように
決定される。

表 ３ 移相器の駆動方向 注１． ７＞１の場合，干渉皮（遅延波）を相殺するた
めには移相器の駆動方向は表３の逆方向となる。

すなわち、センシング検波出力の大４・、空中線間位相
差ｌＯＱｌ，ｌ８ｙｌの大小、及び帯域内レベル偏差△
×の磁性に対応して、移相器の駆動方向は表３のように
一義的に決定され、帯域特性が平坦となった状態で干渉
波が相殺されることになる。

なお、表３ではｙ＜１の場合を示したが、ｙ〉１の場合
には駆動方向の極性は全て反転する。

一般こは、ッ≧１の判定は困難であるため、ｙの大きさ
を無視して表３に沿って制御を行なえば、ｙ＞１となっ
た時には、主波の方を相殺することになる。しかし、こ
の場合、干渉波の方が主波より振幅が大きい状態である
ため何ら支障はない。第８図に以上に説明した移相器の
駆動方向決定の過程をまとめて示す。なお、第６図で、
２１は自動利得制御回路を示し、伝搬路等で発生したレ
ベル変動及びセンシングによって生じたレベル変動を補
償する。

また、第６図の帯城炉波器１２ａ〜１２ｃで抽出される
振幅情報は、第９図ａに示すように伝送信号がディジタ
ル変調信号などスペクトルＳＰが一定のときは変調信号
そのもののスペクトルから検出可能である。

また伝送信号が第９図ｂに示すごとくＳＳＢ−ＡＭ変調
信号などスペクトルが時間的変化をするときには信号内
に挿入された振幅検出用パイロットを用いるものとする
。なお第９図ａ及びｂでＢＰＦは帯域炉波器の特性、Ｐ
山はパイロット信号を示す。なお第６図は原理的構成を
示す図であり、第６図の変形として次のような構成が挙
げられる。

‘ィーセンシング用位相変調器２と移相器５は同一空中
線径路に縦続に接続しても、効果は同じである。また移
相器５が高速で駆動可能であれば（例えば電気的無限移
相器等）、位相推移と同時に位相変調を同時にかけるこ
とができるので、位相変調器２の役割を移相器５で代行
可能である。【ｏ）第６図では、高周波合成方式の例を
示したが、空中線１及び４の受信信号を、各々ＩＦ帯に
変換後に合成する中間周波合成方式においても、第６図
と同様の信号検出、処理及び制御が可能である。

し一 第６図では帯域炉波器１２は、周波数変換器１１
の出力に直後接続されているが、検波器Ｉ３の動作範囲
を狭くして検波器出力の線形性を良くするため、帯域炉
波器の前段に簡易な自動利得制御回路を付加することも
可能である。

８ 第７図のセンシング検波出力のレベル差は、センシ
ングの最大位相偏移量△ごを大きくする程、増大する。

その結果信号処理回路２０１こおける信号処理の信号対
雑音比Ｓ／Ｎを改善できる。しかし、過度の位相偏移は
、伝送信号に無用の位相変動及び振幅変動をもたらし、
伝送品質の劣化をきたす場合がある。

そのため、信号処理におけるＳ／Ｎを改善する必要があ
る場合には、第１０図に示すように、主信号伝送系Ａと
は別に制御用情報検出のための径路Ｂを新たに付加して
センシングをかけることにより、主信号伝送系へ何ら悪
影響を及ぼすことなく良好な検出、信号処理が可能とな
る。第１０図において、入力信号の一部は分岐回路３０
，３１によって分岐され、制御系の専用信号として使用
される。

位相変調器３２は第６図の２と同じくセンシング用変調
器であるが、主信号系の外にあるため、必要に応じて深
い位相変調をかけることが可能となる。第１０図はその
他の部分は第６図と同様である。以上説明したように、
本発明の構成によれば、フェージングによる帯域内振幅
及び遅延偏差の発生の原因である干渉波成分を常に逆相
状態で相殺することができ、帯域内レベル特性及び遅延
特性を同時に平坦化することができる。

マイクロ波帯を用いるディジタル伝送方式等の広帯域波
形伝送では、フェージングにより発生する帯域内レベル
偏差及び遅延偏差により符号間干渉が増大し、誤り率特
性が著しく劣化する。

また、多重ＦＤＭ信号をＳＳＢ−ＡＭ変調で伝送するマ
イクロ波帯ＳＳＢ方式においては、フェージングによる
帯域内レベル偏差がそのまま伝送レベルの変動となるた
め、帯域内レベル偏差に厳しい要求が課せられる。本発
明によるス．ベース・ダイバーシティ受信を適用するこ
とにより、フェージング時の帯域内偏差の発生を抑圧で
き、フェージング伝搬路における広帯域ディジタル及び
アナログ伝送の伝送品質の改善への寄与は極めて大きい
。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の同相合成スペース・ダイバーシティ装置
の構成図、第２図はセンシングによる＆相差検出の原理
説明図、第３図は２波干渉モデルによる入射波条件の説
明図、第４図は従来の同相合成スペース・ダイバーシテ
ィ受信装置による帯城特性の改善例、第５図は移相器の
制御方向を判定するために使用される帯域内レベル偏差
の極性と位相制御誤差の関係を示す図、第６図は本発明
装置の一実施例を示す構成図、第７図はセンシング検波
出力を示す図、第８図は移相器の駆動方向決定の過程を
示す図、第９図は帯域炉波器による制御情報の検出方法
を示す図、第１０図は制御のためのセンシング系を主信
号伝送系とは別に設置した場合の本発明の実施例を示す
ブロック図である。 １，４：空中線、２，３２；位相変調器、３：合成器、
５：移相器、６；受信器、７，２１：自動利得制御回路
、８：同期検波回路、９：センシング発振器、１０：駆
動回路、１１：周波数変換器、１２；帯城炉波器、１３
：検波器、１４：タイミング信号発生器、１５：濠本化
回路、２０：処理回路、３０，３１：分岐回路。 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第９図 第８図 第１０図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ２個の空間的に離間した空中線で信号を受信し、一
   方の信号の位相を位相制御器により制御して両受信信号
   を合成するごときスペース・ダイバーシテイ受信方式に
   おいて、一方の受信信号に位相変調をかけ、その結果生
   じる合成信号の振幅変動成分を帯域内の複数の周波数点
   において抽出し、抽出された値（帯域下端において検出
   された信号をα＿＋，α＿０，α＿−、帯域上端におい
   て検出された信号をγ＿＋，γ＿０，γ＿−とする）に
   従つて各周波数における空中線間位相差の大きさθαお
   よびθγを次式θα＝ｎπ−ｔａｎ＾−＾１〔（（１＋
   δα）／（１−δα））ｔａｎ（Δε）／２〕 （ただ
   し、δα＝（α＾２＿＋−α＾２＿０）／（α＾２＿０
   −α＾２＿−）、Δε：センシング最大位相偏移角、ｎ
   ：α＿＋＞α＿−のとき−π＜θα＜０，α＿＋＜α＿
   −のとき０＜θα＜πを満たす整数。 ）θγ＝ｎπ−ｔａｎ＾−＾１〔（（１＋δγ）／（１
   −δγ））ｔａｎ（△ε）／２〕 （ただし、δγ＝（
   γ＾２＿＋−γ＾２＿０）／（γ＾２＿０−γ＾２＿１
   ）、Δε：センシング最大位相偏移角、ｎ：γ＿＋＞γ
   ＿−のとき−π＜θγ＜０、γ＿＋＜γ＿−のとき０＜
   θγ＜πを満たす整数。 ）に基づいて算出したものと、帯域内レベル偏差の極性
   ΔＸ＝γ＿０−α＿０とから下記の表に基づいて制御の
   方向を決定し、干渉波を打消すごとく前記位相制御器の
   位相制御を行なうことを特徴とするスペース・ダイバー
   シテイ受信方式；▲数式、化学式、表等があります▼