JPH0296437A - 適応フィルタと位相偏位変調を組み合わせた信号伝送方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は定常的もしくは不規則な雑音を有する伝送路に
対する適応フィルタと位相偏移変調との組み合わせによ
る信号伝送方式に関する。

（従来の技術） 高圧配電線を信号伝送路として使用する配電系統の監視
制御システムにおいては、配電線に沿って分布する開閉
器の状態監視や開閉制御を行ったり、負荷の電圧・電流
などの情報を収集するために、従来送信・受信時のデー
タの変調・復調の容易さから振幅偏位変調（以下、ＡＳ
Ｋという）信号を用い、電力伝送用の商用周波数交流電
圧または電流に搬送周波数の振幅偏移変調信号を重畳し
て伝送し、復調側で搬送周波数に同調するフィルタで信
号を検出しこれを整流する等の方法によってもとのマー
ク、スペース信号に復元するものであった・ （発明が解決しようとする課題） しかしなから、高圧配電線を利用した情報伝送において
は、配電線の信号伝送特性の時間的変化や、伝送路に存
在する商用周波数の高調波や、広い帯域に分布して存在
する非定常雑音等によってビット誤りを生じないような
対策が不可欠である。

上記従来の振動偏移変調方式では上記の影響を避け、信
号を雑音に対し大きくするには、受信側に極めて帯域の
狭い帯域通過ろ波器を必要とする。

また、狭帯域ろ波器を通すと信号の立上り時間が長くな
り信号伝送の高速化ができないという問題があった。

本発明はこのような従来の問題を解決するものであり、
雑音に極めて強くかつ信号伝送の高速化が可能な信号伝
送方式を提供することを目的とするものである。

（課題を解決するための手段） 本発明は上記の］］的を達成するために、次の手段を備
えたものである。

（１）受信装置側に適応フィルタによる自動ゲイン調整
（Ａ　Ｇ　Ｃ）手段を有する。

（２）適応フィルタと位相偏位変調（以下、ＰＳＫとい
う）の併用により受信側検波出力を倍加させる。

（３）フーリエ１．復調（相関復調）後の波形差引によ
り、雑音成分を除去する。

（作　用） したがって、本発明によれば受信側で自動的にゲイン調
整ができ、また、受信信号に加わっている雑音成分を除
去するとともに信号成分を倍加させる作用を有する。

（実施例） 第１図は本発明の一実施例受信部の構成を示すものであ
る。第１図において、１および３はＡ／Ｄ変換器、２は
適応フィルタ、４は１．８０　”位相を反転する位相反
転器、５および６は合成器、７はフーリエ復調部、８は
減算器、９は符号形成部である。

次に上記実施例の動作について説明する。上記実施例に
おいて、送信部（図示してない）でマーク・スペース符
号に応じて位相偏位変調された搬送周波数被変調波信号
（位相偏位変調信号）（以下、ＰＳＫ信号と呼ぶ）が受
信部に入力されると、Ａ／Ｄ変換器１によって、適当な
サンプリング周期毎にデジタル量に変換され、受信信号
ｘ　（ｋ）として適応フィルタ部２に入力される。一方
、規範入力信号をＡ／Ｄ変換器；３によって上記ＰＳＫ
信号と同一のサンブリンク周期毎にデジタル量に変換し
。

互いに１８０°位相の異る規範入力ｄ　（ｋ）、−ｄ　
（ｋ）を作成し合成器５および６に入力される。合成器
５および６では、２通りの規範入力ｄ　（ｋ）、−ｄ　
（ｋ）と適応フィルタ部２の出方とを比較することによ
って２通りの出力ｒ、　（ｋ）　、ｒｚ　（ｋ）を得る
。ここで受信ＰＳＫ信号がマーク（１）のときには、ｒ
ｌ（ｋ）は雑音成分のみを含む時系列、ｒ２（ｋ）は信
号と雑音成分が合成された時系列となり、逆に受信ＰＳ
Ｋ信号がスペース（０）のときは−ｒｚ（ｋ）は受信信
号と雑音成分との合成された時系列、ｒ、　（ｋ）は雑
音成分のみから成る時系列となるから、これらｒ□（ｋ
）。

ｒ２（ｋ）をフーリエ復調部７にて相関復調することに
よって全く逆向きの時系列信号ｆｘ　（ｋ）　−ｆｌ　
（ｋ）が得られる。ここで、ｆｉ、（ｋ）とｆｌ（ｋ）
に含まれる雑音成分は後でのにるように、同極性で大き
さも略々等しいので、減算器８でｆｌ（ｋ）　−ｆ、　
（ｋ）の演算を行うことにより雑音成分が除去される。

この信号を符号成形部９にでもとのマーク（１）、スペ
ース（０）信号に復元することができる。

第２図は本発明の一実施例の適応フィルタ２（第１図）
の構成と原理を示す図である。第２図において、１１な
いし１４は入力信号を１サンプリング時間だけ遅延させ
る遅延素子ｚ−１，２１ないし２６は時系列に乗算する
可変の係数（以下、可変パラメータを呼ぶ）　Ｗｌ（ｉ
＝ｍ、　ｌ１１−１・−４，Ｏ）、　２７は総和回路、
２Ｂは減算回路、２９はパラメータ調整期手段である。

次に上記第２図の動作について説明する。時刻ｋにおけ
る受信信号のサンプリング値をｘ　（ｋ）とすると、ｘ
　（ｋ−ｉ）　（ｉ＝１　、２．−−ｍ）は、それぞれ
に−１，ｋ−２・・・・・・ｋ−ｍにおいて得られた受
信信号のサンプリング値を表わす。上記受信信号を適応
フィルタに入力すると、１サンプリング時間遅延素子１
１の入力及び出力はｘ　（ｋ）　、　ｘ　（ｋ−ｉ）、
遅延素子１２の入力及び出力はｘ　（ｋ−１）　、　ｘ
　（ｋ−２）、遅延素子１４の入力及び出力はｘ　（ｋ
−ｍ＋１）　、　ｘ　（ｋ−ｍ）となる。上記入力及び
出力信号は可変パラメータ２１ないし２６に加えられ、
可変パラメータ２１の出力はＷｎｘ　（ｋ）、可変パラ
メータ２２の出力はＷｘ　・ｘ　（ｋ−１）、・・・可
変パラメータ２６の出力はＷ、・ｘ　（ｋ−ｍ）となり
。

これらの値を総和回路２７で総和をとるので、総和回路
２７の時刻ｋにおける出力をｙ　（ｋ）とすると。

ｙ　（ｋ）　＝Ｗ、−ｘ　（ｋ）＋Ｗ、　・ｘ　（ｋ−
１）＋　＝−＋Ｗ、−ｘ　（ｋ−＋＋＋）＝ΣＷ、・ｘ
　（ｋ−ｉ）・・・・・・（１）が得られる。上記ｙ　
（ｋ）と時刻ｋにおける規範入力ｄ　（ｋ）とを減算回
路２８に入力し、その差をε（ｋ）とすると、 ε（ｋ）　＝　ｄ　（ｋ）　−ｙ　（ｋ）・・・・・・
（２）が得られる。時間の進行とともに次々に新しい受
信信号のサンプリング値ｘ　（ｋ）が入り、これに伴っ
てｉ　（ｋ）が変化するので、このｉ　（ｋ）をパラメ
ータ調整側手段２９に入力し、フィードバックして可変
パラメータ２１ないし２６を駆動し、最終的にε（ｋ）
＝０、すなわちｙ（ｋ）が規範人力ｄ　（ｋ）に一致す
るように可変パラメータＷ、（２１）〜Ｗ、（２６）の
値を調整する。この場合、速やかな収束特性を示す調整
側として、最急降下法に基づくアルゴリズムを用いる。

第３図は最急降下法によるパラメータの収束状況を示す
一例を示している。第３図において、（ａ）は受信信号
ｘ　（ｋ）、（ｂ）はε（ｋ）が“′０″′に収束する
状況、（ｃ）は収束完了時のパラメータ値Ｗ。、Ｗ４・
・・・・・Ｗユの値をプロットした図である。この例で
は、適応フィルタを構成するパラメータの数は２４個で
、可変パラメータＷ。、Ｗｌ・・・・・・Ｗ２３の初期
値を“０”として開始した場合を示したものである。

本発明の方式では、マーク（１）、スペース（０）の符
号により、搬送波の位相を３６０７ｎ度（但しｎは変調
位相数）シフトするｎ相位相変調力式を採用する。以下
においてはＷＩ弔のためｎ＝２すなわち２相位相変調方
式について説明する。この場合には、規範ｄ　（ｋ）及
び−ｄ　（ｋ）として、互いに１８０°位相の異なる搬
送周波数の正弦波信号を用いる。

なお、この方式をｎ相のＰＳＫ方式に拡張するには、ｎ
を偶数に選定し、互いに位相が１８０°ずつ異なる１／
ｎ対の規範信号を用いればよい。

第４図は２相位相変調による信号の一例を示している。

第４図において、ＣＤはフレームの先頭に付けられた搬
送波検出用信号（（：ａｒｒｉｅｒＤｅｔｅｃｔｏｒ　
Ｓｉｇｎａｌ（以下、ＣＤと呼ぶ））であり、マーク・
スペースの情報をもつ搬送周波数の信号は、搬送波検出
用信号の後１ビット時間の空白を置いて送受信される。

いま、上記第４図に示すような信号を適応フィルタ部が
受信すると、ＣＤを構成する搬送波を利用して、前記第
２図で説明した方法で可変パラメータＷ。、・・・・・
・Ｗ、、、を調整する。前記最急降下法によるパラメー
タ調整側を用いれば、速かに前記ε（ｋ）＝Ｏとするパ
ラメータ値が見出され、その時ｙ　（ｋ）　＝　ｄ　（
ｋ）となるから、その後は適応フィルタ部のパラメータ
Ｗ＋、、・・・・・・Ｗ、の値を収束時の値に固定して
、以後のマーク（１）、スペース（０）の復調に備える
。なお、この過程で得られた適応フィルタ部のパラメー
タの収束値は、ＣＤの振幅の大小に拘らず、適応フィル
タの出力ｙ　（ｋ）が一定振幅を有する規範人力ｄ　（
ｋ）に一致するように調整されるので、以下に述べる復
調機能と自動ゲイン調整機能を備えたものとなる。

次に復調について説明する。第５図は本発明の一実施例
における復調の原理を説明する図である。

第５図において、５１．５２は合成器、　５３．５４は
フーリエ復調フィルタ、５５は減算器、５６は波形成形
回路である。第６図は第５図における各部の波形を示し
た図である。いま、第２図の適応フィルタの入力として
、第６図（ａ）に示す２相変調信号が加えられた場合を
例にとり説明する。

第５図の入力は第６図（ｂ）の受信信号（適応フィルタ
部の出力信号）と同一の波形となる。ただし、第６図（
ａ）の受信信号に含まれる雑音成分ｎ　（ｋ）は、第２
図に示した適応フィルタを通過する際に加重平均される
ため、第６図（ｂ）の適応フィルタ出力に含まれる雑音
成分ξ（ｋ）はｎ　（ｋ）より小さくなる。

第６図（ｃ）は規範入力ｄ　（ｋ）で搬送波と同一の周
波数を有する。いま、例えば位相変調された信号がマー
ク（１）においてＣＤと同一の位相を有するとすれば、
ＣＤ期間中に調整され固定されたパラメータＷ。、・・
・・・・Ｗ、、を有する適応フィルタの出力搬送波成分
は受信信号と同一位相となる。一方、パメラータＷ。、
・・・・・Ｗ、の値は、ＣＤの基間中に規範人力ｄ　（
ｋ）と同一位相で振幅が等しい正弦波を出力するように
調整されるから、規範人力ｄ　（ｋ）と適応フィルタの
出力とは受信信号がマーク（１）の区間では一致し、ス
ペース（０）の区間では逆位相となる。したがって、第
５図の合成器５１．５２の出力ｒ、（ｋ）　、ｒ２（ｋ
）は、ｒ、（ｋ）＝　ｄ　（ｋ）−（適応フィルタ出力
）、　ｒ２（ｋ）＝　−ｄ　（ｋ）　　（適応フィルタ
出力）となり、第６図（ｄ、）および（ｆ）に示すよう
に、ｒｔ（ｋ）は受信信号がマーク（１）の区間では雑
音成分のみとなり、スペース（０）の区間では振幅が規
範入力ｄ　（ｋ）のほぼ２倍となる。ここで留意すべき
ことは、ｒ、　（ｋ）とｒ２（ｋ）の両者に雑音成分ξ
（ｋ）が同一の位相で含まれていることである。このこ
とを利用し、次の方法によって雑７ｆ成分を除去し、安
定した復調を実現することができる。

第５図は示すように、信号ｒ、　（ｋ）とｒｚ（ｋ）を
フーリエ復調フィルタ５３．５４に導入して復調すると
、復調波形ｆ、（ｋ）、　ｆ２（ｋ）が得られる。ｆｌ
（ｋ）とｆ２（ｋ）は、搬送周波数の成分に関しては同
一の振幅で位相が１８０°異なっているが、雑音成分は
同一の振幅と同一の位相で含まれている。したがって、
ｒ、　（ｋ）　−ｆｚ　（ｋ）なる信号を第５図の減算
器５５でつくると、ｆｉ（ｋ）の振幅は２倍となり、か
つ雑音成分が打ち消された復調波形が得られる。この復
調波形には雑音成分が打ち消されているので、これを波
形成形回路５６を通して成形しもとのマーク（１）。

スペース（０）の符号に変換することは容易である。

（発明の効果） 本発明は上記実施例より明らかなように、適応フィルタ
を用い、受信信号の適応フィルタ出力と規範入力との差
が１０”になるようパラメータを自動調整することによ
り、受信信号入力の大小にかかわらず一定のレベルの信
号をフーリエ復調器に引き渡し、かつフーリエ復調後の
波形差引によりノイズ成分を除去するとともに信号成分
を倍加させることにより、雑音の影響が大きい高圧配電
線を利用した情報伝送において、雑音に極めて強くかつ
信号伝送の高速化が可能であるという効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の受信部の構成図、第２図は
本発明の一実施例の適応フィルタの構成と原理を示す図
、第；３図は最急降下法によるパラメータの収束を示す
一例、第４図は２相位相変調による信号の一例、第５図
は本発明の一実施例におけろ復調のｊ）に理を１悦明す
る図、第６図は復調時の各部の波形を示す図である。 １．３　・・Ａ／Ｄ変換器、　２　・・適応フィルタ、
　４　・・・位相変換器、　５，６゜５］、５２・・　
合成器、　７　・・・　ツーエリ復調部、　８，２８．
５５・・・減算器、　９　・・・符号成形部、１１．１
２．１３．１４・−・遅延素子。 ２１、２２．２３．２４．２５．２６・・・可変パラメ
ータ、２７・・総和回路、２９・・・パラメータ調ｇ１
則手段、５３．５４・・−フーリエ復調フィルタ、５６
　　　波形成形回路。 特許出願人　九州電機製造株式会社 パ−１．−′λ 第 図 第 図 ε（ｋ）−Ｕ　ＫＸ倶のハ７ノ ソ仁 警い１

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 配電線を信号伝送路に用いるシステムにおいて、受信側
   に適応フィルタによる自動ゲイン調整手段とフーリエ復
   調手段とを備え、送信側から送出される位相偏位変調信
   号の先頭に付された搬送波検出用信号により、適応フィ
   ルタ出力と規範入力との差が零になるよう適応フィルタ
   の可変パラメータを自動的に調整し、位相偏移変調され
   た被変調波を受信時フーリエ復調後の波形演算により、
   受信信号に含まれるノイズ成分を除去し信号成分を倍加
   させることを特徴とする適用フィルタと位相偏位変調を
   組み合わせた信号伝送方式。