JP2805541B2 - スペクトラム拡散信号の復調方式 - Google Patents
スペクトラム拡散信号の復調方式Info
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はスペクトラム拡散信号の復調方式に関し、詳
細には送信側でスペクトラム拡散に使用したPN符合を用
いることなく復調する方法、更には伝送すべき情報信号
の周波数帯域を広くし、隣接するスペクトラム成分相互
間にオーバーラップが生じた場合であっても、復調歪を
伴うことなく、より多くの情報を伝送することの出来る
スペクトラム拡散通信方式に関する。
細には送信側でスペクトラム拡散に使用したPN符合を用
いることなく復調する方法、更には伝送すべき情報信号
の周波数帯域を広くし、隣接するスペクトラム成分相互
間にオーバーラップが生じた場合であっても、復調歪を
伴うことなく、より多くの情報を伝送することの出来る
スペクトラム拡散通信方式に関する。
（従来技術） スペクトラム拡散通信方式は比較的広い周波数帯域に
伝送すべき情報信号を拡散して伝送するため単位周波数
当たりの伝送電力が小さく、他の通信に対して妨害を与
えることが殆どないのみならず外部雑音の影響を受けに
くい点及び秘匿性に優れる点等数多くの特徴がある。
伝送すべき情報信号を拡散して伝送するため単位周波数
当たりの伝送電力が小さく、他の通信に対して妨害を与
えることが殆どないのみならず外部雑音の影響を受けに
くい点及び秘匿性に優れる点等数多くの特徴がある。
スペクトラム拡散通信に於ける変復調方式には種々の
ものが提案されているが、第９図に示す直接拡散変調方
式及び復調方式が一般的である。
ものが提案されているが、第９図に示す直接拡散変調方
式及び復調方式が一般的である。
即ち、第９図は従来のスペクトラム拡散通信方式の概
要を説明するためのブロック図であり、送信側Ｔでは乗
算器１を使用して伝送すべき情報信号ｘ（ｔ）を所要周
期長の疑似雑音（以下、「PN符号」と称する）ので乗算
変調することによって前記情報信号をスペクトラム拡散
した後、伝送路２を介して受信装置側に伝送する。一
方、受信側Ｒでは乗算器３により、送致されたスペクト
ラム拡散信号を前記送信側で使用したものと同一のPN符
号で相関検波することによって、前記情報信号に復調す
るものである。
要を説明するためのブロック図であり、送信側Ｔでは乗
算器１を使用して伝送すべき情報信号ｘ（ｔ）を所要周
期長の疑似雑音（以下、「PN符号」と称する）ので乗算
変調することによって前記情報信号をスペクトラム拡散
した後、伝送路２を介して受信装置側に伝送する。一
方、受信側Ｒでは乗算器３により、送致されたスペクト
ラム拡散信号を前記送信側で使用したものと同一のPN符
号で相関検波することによって、前記情報信号に復調す
るものである。
ここで、前記PN符号のクロック周波数を1/T、周期長
をＮとし、又情報信号ｘ（ｔ）周波数帯域幅が第10図に
示す如く1/2NT（Hz）未満とすれば、前記スペクトラム
拡散変調信号のスペクトラムは第11図に示すように、周
波数1/NT間隔で情報信号と同一形状のスペクトラム成分
が並んだものとなる。
をＮとし、又情報信号ｘ（ｔ）周波数帯域幅が第10図に
示す如く1/2NT（Hz）未満とすれば、前記スペクトラム
拡散変調信号のスペクトラムは第11図に示すように、周
波数1/NT間隔で情報信号と同一形状のスペクトラム成分
が並んだものとなる。
即ち、これらのスペクトラム成分は周波数fn＝n/NT
（ｎは整数）なる搬送波信号によって前記情報信号を乗
積変調したものと等価となり、広帯域に拡散される。
（ｎは整数）なる搬送波信号によって前記情報信号を乗
積変調したものと等価となり、広帯域に拡散される。
しかしながら、このようなスペクトラム拡散通信方式
では、前記説明図面では省略したが、送信側と受信側双
方に於いてPN符号の同期をとる手段が必要であって、シ
ステム全体の構成が複雑になるという基本的な問題の他
に、単位時間当たりに伝送可能な情報量を増やすため
に、情報信号の最高周波数を大きくするか或はデジタル
信号にあっては伝送速度を大きくすると周波数帯域幅が
広がるが、その値が1/2NT（Hz）以上になると、スペク
トラム拡散変調信号のスペクトルは第12図に示すように
前記周波数f0、f1、f2、…、及びｆ−１、ｆ−２、ｆ−
３、…各々の隣接するもの同志のスペクトラム成分が重
なり合い、復調した際互いに干渉して雑音成分が発生し
て正常に元の情報信号を復調することができないという
問題があった。
では、前記説明図面では省略したが、送信側と受信側双
方に於いてPN符号の同期をとる手段が必要であって、シ
ステム全体の構成が複雑になるという基本的な問題の他
に、単位時間当たりに伝送可能な情報量を増やすため
に、情報信号の最高周波数を大きくするか或はデジタル
信号にあっては伝送速度を大きくすると周波数帯域幅が
広がるが、その値が1/2NT（Hz）以上になると、スペク
トラム拡散変調信号のスペクトルは第12図に示すように
前記周波数f0、f1、f2、…、及びｆ−１、ｆ−２、ｆ−
３、…各々の隣接するもの同志のスペクトラム成分が重
なり合い、復調した際互いに干渉して雑音成分が発生し
て正常に元の情報信号を復調することができないという
問題があった。
（発明の目的） 本発明は上述したスペクトラム拡散通信方式の問題を
解決するためになされたものであって、復調にあたって
PN符号を使用することなく、従って送受双方で複雑な同
期手段を不要とし、更には伝送すべき情報信号の周波数
帯域が1/2NT以上に広がって隣接するスペクトラム拡散
成分がオーバーラップしたとしても歪を伴なうことなく
元の情報信号を生成することが可能なスペクトラム拡散
通信方式を提供することを目的とする。
解決するためになされたものであって、復調にあたって
PN符号を使用することなく、従って送受双方で複雑な同
期手段を不要とし、更には伝送すべき情報信号の周波数
帯域が1/2NT以上に広がって隣接するスペクトラム拡散
成分がオーバーラップしたとしても歪を伴なうことなく
元の情報信号を生成することが可能なスペクトラム拡散
通信方式を提供することを目的とする。
（発明の概要） この目的を達成するために本発明に於いては、周波数
1/Tのクロック信号と周期長ＮのPN符号とによってスペ
クトラム拡散された情報信号を復調する方式に於いて、
受信した信号をfn＝n/NT（ｎは整数）で示される拡散さ
れた所要数のスペクトラム成分夫々の中心周波数信号で
乗積検波すると共に、該乗積検波信号を合成することに
よって元の情報信号を得る。
1/Tのクロック信号と周期長ＮのPN符号とによってスペ
クトラム拡散された情報信号を復調する方式に於いて、
受信した信号をfn＝n/NT（ｎは整数）で示される拡散さ
れた所要数のスペクトラム成分夫々の中心周波数信号で
乗積検波すると共に、該乗積検波信号を合成することに
よって元の情報信号を得る。
更には、情報信号の周波数帯域が広がり、隣接するス
ペクトラム成分の一部が互いにオーバーラップした信号
を復調する場合は、上記手法により復調して得た信号
と、前記信号fnを90度移相した搬送波信号にて同様に復
調して得た信号とから前記オーバーラップした成分を除
去することを特徴としている。
ペクトラム成分の一部が互いにオーバーラップした信号
を復調する場合は、上記手法により復調して得た信号
と、前記信号fnを90度移相した搬送波信号にて同様に復
調して得た信号とから前記オーバーラップした成分を除
去することを特徴としている。
（実施例） 以下、本発明を図面に示した実施例に基づいて詳細に
説明する。
説明する。
実施例の説明に先立って本発明の理解を容易にするた
めに本発明のスペクトラム拡散通信方式の基本原理を詳
細に説明する。
めに本発明のスペクトラム拡散通信方式の基本原理を詳
細に説明する。
先ず、送信すべき情報信号ｘ（ｔ）の周波数帯域が1/
2NT以下である場合を考えると、このときのスペクトラ
ム拡散変調信号は前記第11図となるが、その個々のスペ
クトラム成分S0、S+1、S+2、…及びS-1、S-2、…につい
てみれば夫々の中心周波数f0、f1、f2、…、及びｆ−
１、ｆ−２、ｆ−３、…の搬送波を伝送すべき情報信号
ｘ（ｔ）で乗積変調したものと等価となる。
2NT以下である場合を考えると、このときのスペクトラ
ム拡散変調信号は前記第11図となるが、その個々のスペ
クトラム成分S0、S+1、S+2、…及びS-1、S-2、…につい
てみれば夫々の中心周波数f0、f1、f2、…、及びｆ−
１、ｆ−２、ｆ−３、…の搬送波を伝送すべき情報信号
ｘ（ｔ）で乗積変調したものと等価となる。
そこで、本発明に於いてはこの事実に注目し、スペク
トラム拡散された信号を復調するにあたってPN符号を使
用することなく、前記スペクトラム成分のいくつかを夫
々の中心周波数搬送波でもって乗積検波すると共に、そ
の検波出力を合成して前記情報信号を復調するものであ
る。
トラム拡散された信号を復調するにあたってPN符号を使
用することなく、前記スペクトラム成分のいくつかを夫
々の中心周波数搬送波でもって乗積検波すると共に、そ
の検波出力を合成して前記情報信号を復調するものであ
る。
この手段によれば、復調に際してPN符号を使用しない
ので送受相互間の複雑な同期手段が不要となってシステ
ムの簡素化をはかることができるばかりでなく、次のよ
うな極めて有用な情報伝送手段となり得る。
ので送受相互間の複雑な同期手段が不要となってシステ
ムの簡素化をはかることができるばかりでなく、次のよ
うな極めて有用な情報伝送手段となり得る。
即ち、前記情報信号の周波数帯域幅が広くなって1/NT
（Hz）を越えると、そのときの拡散されたスペクトラム
は第12図に示すように、互いに隣接するスペクトラム成
分側部がオーバーラップしたものとなり、この状態で前
記PN符号を使用して相関検波すると雑音となって復調信
号に著しい歪を発生し正常な情報復元が困難となる。
（Hz）を越えると、そのときの拡散されたスペクトラム
は第12図に示すように、互いに隣接するスペクトラム成
分側部がオーバーラップしたものとなり、この状態で前
記PN符号を使用して相関検波すると雑音となって復調信
号に著しい歪を発生し正常な情報復元が困難となる。
そこで、本発明では上述した様にスペクトラム拡散成
分の個々を検波した後加算する方法によって、隣接する
スペクトラムの重畳成分を除去する処理を行う。
分の個々を検波した後加算する方法によって、隣接する
スペクトラムの重畳成分を除去する処理を行う。
このことを数式と図面を用いて説明すれば以下の通り
である。
である。
即ち、情報信号周波数帯域が1/2NTを越え且1/NT以下
に制限された場合を考えると、送信側から送られてくる
スペクトラム拡散信号は第12図のようになること上述し
た通りであるが、この中から隣接する三つのスペクトラ
ム成分を取り出して図示したのが第１図である。
に制限された場合を考えると、送信側から送られてくる
スペクトラム拡散信号は第12図のようになること上述し
た通りであるが、この中から隣接する三つのスペクトラ
ム成分を取り出して図示したのが第１図である。
この図においてSn（ｆ）は今復調せんとする一つのス
ペクトラム拡散成分、Sn-1（ｆ）,Sn+1（ｆ）はその両
側のスペクトラム拡散成分であって、情報信号周波数帯
域が拡大したため、両側成分の一部がオーバーラップし
ている。
ペクトラム拡散成分、Sn-1（ｆ）,Sn+1（ｆ）はその両
側のスペクトラム拡散成分であって、情報信号周波数帯
域が拡大したため、両側成分の一部がオーバーラップし
ている。
この状態において、Sn（ｆ）について復調する場合は
情報信号の周波数帯域が1/NTに制限されているので第２
図に示すようにこの範囲のみ抽出して復調すればよい
が、両側のスペクトラム拡散成分が含まれているので、
例えば次の方法で当該部分の除去を行う。
情報信号の周波数帯域が1/NTに制限されているので第２
図に示すようにこの範囲のみ抽出して復調すればよい
が、両側のスペクトラム拡散成分が含まれているので、
例えば次の方法で当該部分の除去を行う。
即ち、スペクトラムSn（ｆ）は情報信号ｘ（ｔ）を搬
送波信号Cos ωnt（ωは２πｆ）で乗積変調したものと
等価であるから、拡散されたスペクトル成分Zn（ｔ）は
周波数fnの位相をθｎとすれば、 Zn（ｔ）＝ｘ（ｔ）Cos（ωnt＋θｎ） ……（１） と表すことができる。
送波信号Cos ωnt（ωは２πｆ）で乗積変調したものと
等価であるから、拡散されたスペクトル成分Zn（ｔ）は
周波数fnの位相をθｎとすれば、 Zn（ｔ）＝ｘ（ｔ）Cos（ωnt＋θｎ） ……（１） と表すことができる。
又、隣接スペクトルSn-1（ｆ）とSn+1（ｆ）は同様
に、 Zn−１（ｔ）＝ｘ（ｔ）Cos（ωn-1t＋θn-1） ……（２） Zn＋１（ｔ）＝ｘ（ｔ）Cos（ωn+1t＋θn+1） ……（３） となるが、前記帯域fn−１≦ｆ≦fn＋１に混入するする
成分は、Zn−１（ｔ）のfn−１≦ｆ≦fnの領域成分、即
ちその上側帯波Ｕ｛Zn−１（ｔ）｝と、Zn＋１（ｔ）の
fn≦ｆ≦ｆ＋１の領域成分、即ちZn＋１（ｔ）の下側帯
波Ｕ｛Zn＋１（ｔ）｝である。
に、 Zn−１（ｔ）＝ｘ（ｔ）Cos（ωn-1t＋θn-1） ……（２） Zn＋１（ｔ）＝ｘ（ｔ）Cos（ωn+1t＋θn+1） ……（３） となるが、前記帯域fn−１≦ｆ≦fn＋１に混入するする
成分は、Zn−１（ｔ）のfn−１≦ｆ≦fnの領域成分、即
ちその上側帯波Ｕ｛Zn−１（ｔ）｝と、Zn＋１（ｔ）の
fn≦ｆ≦ｆ＋１の領域成分、即ちZn＋１（ｔ）の下側帯
波Ｕ｛Zn＋１（ｔ）｝である。
これらは、ｘ（ｔ）のヒルベルト変換を（ｔ）とす
れば夫々、 Ｕ｛Zn−１（ｔ）｝＝1/2｛ｘ（ｔ）Cos（ωn-1t ＋θn-1）｝−1/2｛（ｔ）Sin（ωn-1t ＋θn-1）｝ ……（４） Ｕ｛Zn＋１（ｔ）｝＝1/2｛ｘ（ｔ）Cos（ωn+1t＋ ＋θn+1）｝＋1/2｛（ｔ）Sin（ωn+1t ＋θn+1）｝ ……（５） と表すことができる。
れば夫々、 Ｕ｛Zn−１（ｔ）｝＝1/2｛ｘ（ｔ）Cos（ωn-1t ＋θn-1）｝−1/2｛（ｔ）Sin（ωn-1t ＋θn-1）｝ ……（４） Ｕ｛Zn＋１（ｔ）｝＝1/2｛ｘ（ｔ）Cos（ωn+1t＋ ＋θn+1）｝＋1/2｛（ｔ）Sin（ωn+1t ＋θn+1）｝ ……（５） と表すことができる。
尚、上記式（４）、（５）の単側帯波による表現は
“Principles of Date Communication「Lucky著、McGra
wHill発行」に詳細されているのでここでの説明は省略
する。
“Principles of Date Communication「Lucky著、McGra
wHill発行」に詳細されているのでここでの説明は省略
する。
次に、受信したスペクトラム拡散信号を周波数fnの搬
送波Con（ωnt＋θｎ′）で乗積検波した場合を考える
と、その検波出力は ［Ｕ｛Zn−１（ｔ）｝＋Ｕ｛Zn＋１（ｔ）｝ ＋Zn（ｔ）］Cos（ωnt＋θｎ′） ……（６） （但し、θｎ′は受信側で再生し、又は受信側に用意
した搬送波信号の移相） となるが、このうち周波数1/NT以下の成分Rn（ｔ）は、
前記式（４）、（５）を用い、更に整理すると、 Rn（ｔ）＝1/2x（ｔ）Cos（θｎ−θｎ′） ＋［1/2x（ｔ）Cos｛Δωｔ＋1/2（θn+1t −θn-1t）｝＋1/2（ｔ）Sin｛Δωｔ ＋1/2（θn+1−θn-1）｝］Cos｛θｎ′ −1/2（θn+1＋θn-1） ……（７） 但し、Δω＝２π/NT となるが、この式の第１項は求める情報信号成分、第２
項は同帯域に混入する不要成分である。
送波Con（ωnt＋θｎ′）で乗積検波した場合を考える
と、その検波出力は ［Ｕ｛Zn−１（ｔ）｝＋Ｕ｛Zn＋１（ｔ）｝ ＋Zn（ｔ）］Cos（ωnt＋θｎ′） ……（６） （但し、θｎ′は受信側で再生し、又は受信側に用意
した搬送波信号の移相） となるが、このうち周波数1/NT以下の成分Rn（ｔ）は、
前記式（４）、（５）を用い、更に整理すると、 Rn（ｔ）＝1/2x（ｔ）Cos（θｎ−θｎ′） ＋［1/2x（ｔ）Cos｛Δωｔ＋1/2（θn+1t −θn-1t）｝＋1/2（ｔ）Sin｛Δωｔ ＋1/2（θn+1−θn-1）｝］Cos｛θｎ′ −1/2（θn+1＋θn-1） ……（７） 但し、Δω＝２π/NT となるが、この式の第１項は求める情報信号成分、第２
項は同帯域に混入する不要成分である。
第２図は前記第（７）式で表される当該スペクトラム
拡散成分帯域に於ける情報信号Ｊと不要信号Ｆとのスペ
クトルを図示したものである。
拡散成分帯域に於ける情報信号Ｊと不要信号Ｆとのスペ
クトルを図示したものである。
次に、前記不要波成分の除去方法について説明する。
先ず、周波数fnの搬送波信号Cos（ωnt＋θｎ′）の
位相を90度シフトした信号Sin（ωnt＋θｎ′）でスペ
クトラム拡散信号を乗積検波したものは、前記式（６）
に倣って、 ［Ｕ｛Zn−１（ｔ）｝＋Ｕ｛Zn＋１（ｔ）｝ ＋Zn（ｔ）］Sin（ωnt＋θｎ′） ……（８） また同様に前記式（４）（５）を代入し、且整理する
と、周波数1/NT以下の成分Pn（ｔ）は Pn（ｔ）＝−1/2x（ｔ）Sin（θｎ−θｎ′） ＋［1/2x（ｔ）Cos｛Δωｔ＋1/2（θn+1 −θn-1t）｝＋1/2（ｔ）Sin｛Δωｔ ＋1/2（θn+1−θn-1）｝］Sin｛θｎ′ −1/2（θn+1＋θn-1） ……（９） となる。
位相を90度シフトした信号Sin（ωnt＋θｎ′）でスペ
クトラム拡散信号を乗積検波したものは、前記式（６）
に倣って、 ［Ｕ｛Zn−１（ｔ）｝＋Ｕ｛Zn＋１（ｔ）｝ ＋Zn（ｔ）］Sin（ωnt＋θｎ′） ……（８） また同様に前記式（４）（５）を代入し、且整理する
と、周波数1/NT以下の成分Pn（ｔ）は Pn（ｔ）＝−1/2x（ｔ）Sin（θｎ−θｎ′） ＋［1/2x（ｔ）Cos｛Δωｔ＋1/2（θn+1 −θn-1t）｝＋1/2（ｔ）Sin｛Δωｔ ＋1/2（θn+1−θn-1）｝］Sin｛θｎ′ −1/2（θn+1＋θn-1） ……（９） となる。
ここで、受信側で生成した周波数fnの搬送波信号の位
相θｎ′と受信信号の搬送波の位相θｎとが等しけれ
ば、式（７）のRn（ｔ）は、 Rn′（ｔ）＝1/2x（ｔ）＋ｇ（ｔ）Cos｛θｎ −1/2（θn+1＋θn-1）｝ ……（10） また、前記式（９）のPn（ｔ）は同様に、 Pn′（ｔ）＝ｇ（ｔ）Sin｛θｎ−1/2（θn+1 ＋θn-1）｝ ……（11） 但し、ここで ｇ（ｔ）＝1/2x（ｔ）Cos｛Δωｔ＋1/2（θn+1 ＋θn-1）｝＋1/2（ｔ）Sin｛Δωｔ ＋1/2（θn+1＋θn-1）｝ ……（12） である。
相θｎ′と受信信号の搬送波の位相θｎとが等しけれ
ば、式（７）のRn（ｔ）は、 Rn′（ｔ）＝1/2x（ｔ）＋ｇ（ｔ）Cos｛θｎ −1/2（θn+1＋θn-1）｝ ……（10） また、前記式（９）のPn（ｔ）は同様に、 Pn′（ｔ）＝ｇ（ｔ）Sin｛θｎ−1/2（θn+1 ＋θn-1）｝ ……（11） 但し、ここで ｇ（ｔ）＝1/2x（ｔ）Cos｛Δωｔ＋1/2（θn+1 ＋θn-1）｝＋1/2（ｔ）Sin｛Δωｔ ＋1/2（θn+1＋θn-1）｝ ……（12） である。
更に、同様にして周波数fn+1、fn-1の搬送波信号Cos
（ωn+1t＋θn+1）とCos（ωn-1t＋θn-1）が受信側で
再生され、或は発生されて、且夫々の位相が受信信号の
それと一致すれば、これらの搬送波と90度移相した信号
Sin（ωn+1t＋θn+1）とSin（ωn-1t＋θn-1）も容易に
得られるから、前記式（10）、（11）に該当する信号が
算出可能である。
（ωn+1t＋θn+1）とCos（ωn-1t＋θn-1）が受信側で
再生され、或は発生されて、且夫々の位相が受信信号の
それと一致すれば、これらの搬送波と90度移相した信号
Sin（ωn+1t＋θn+1）とSin（ωn-1t＋θn-1）も容易に
得られるから、前記式（10）、（11）に該当する信号が
算出可能である。
次に、このようにして求めたfn+1、fn-1に関する四種
の搬送波信号から、下式のように積とその差を算出する
と、 Cos（ωn+1t＋θn+1）×Cos（ωn-1t ＋θn-1）−Sin（ωn+1t＋θn+1） ×Sin（ωn-1t＋θn-1）＝Cos（２ωnt＋θn-1 ＋θn+1） ……（13） となり、周波数2fnの信号が得られる。
の搬送波信号から、下式のように積とその差を算出する
と、 Cos（ωn+1t＋θn+1）×Cos（ωn-1t ＋θn-1）−Sin（ωn+1t＋θn+1） ×Sin（ωn-1t＋θn-1）＝Cos（２ωnt＋θn-1 ＋θn+1） ……（13） となり、周波数2fnの信号が得られる。
この信号の周波数を分周器等で1/2にすれば、 Cos｛ωnt＋1/2（θn-1＋θn+1）｝ ……（14） なる信号を得ることができる。
そこで、次に上記（14）式で示される信号と、前記周
波数fnの搬送波Cos（ωnt＋θｎ）及びこれと90度移相
した信号Sin（ωnt＋θｎ）夫々との積を求め、その直
流成分を抽出すると Cos（ωnt＋θｎ）×Cos｛ωnt＋1/2（θn-1 ＋θn+1）｝の直流分は 1/2Cos｛θｎ−1/2（θn-1＋θn+1）｝ ……（15） Sin（ωnt＋θｎ）×Cos｛ωnt＋1/2（θn-1 ＋θn+1）｝の直流分は 1/2Sin｛θｎ−1/2（θn-1＋θn+1）｝ ……（16） となる。更に、この二つの直流信号の比を算出すると、 Cos｛θｎ−1/2（θn-1＋θn+1）｝/Sin｛θｎ −1/2（θn-1＋θn+1）｝＝Cot｛θｎ −1/2（θn-1＋θn+1）｝ ……（17） が求まり、これは当該周波数帯域に於ける不要波信号と
情報信号の比である。
波数fnの搬送波Cos（ωnt＋θｎ）及びこれと90度移相
した信号Sin（ωnt＋θｎ）夫々との積を求め、その直
流成分を抽出すると Cos（ωnt＋θｎ）×Cos｛ωnt＋1/2（θn-1 ＋θn+1）｝の直流分は 1/2Cos｛θｎ−1/2（θn-1＋θn+1）｝ ……（15） Sin（ωnt＋θｎ）×Cos｛ωnt＋1/2（θn-1 ＋θn+1）｝の直流分は 1/2Sin｛θｎ−1/2（θn-1＋θn+1）｝ ……（16） となる。更に、この二つの直流信号の比を算出すると、 Cos｛θｎ−1/2（θn-1＋θn+1）｝/Sin｛θｎ −1/2（θn-1＋θn+1）｝＝Cot｛θｎ −1/2（θn-1＋θn+1）｝ ……（17） が求まり、これは当該周波数帯域に於ける不要波信号と
情報信号の比である。
従って、この式と前記式（10）（11）で示した式につ
いて次式を求める。
いて次式を求める。
Rn′（ｔ）−Cot｛θｎ−1/2（θn-1＋θn+1）｝ ×Pt′（ｔ）＝1/2x（ｔ） ……（18） この算出結果は不要波を含まない情報信号そのものと
なって、目的とするスペクトラム拡散信号の復調が達成
される。
なって、目的とするスペクトラム拡散信号の復調が達成
される。
尚、この復調信号はスペクトラム拡散された一つのス
ペクトラム拡散成分のみであるが、同様にしてfn（ｎ＝
1,2,3,…）のスペクトラム拡散成分の全てについて、或
はそのうちのいくつかについて復調した後、これらを合
成すれば従来の復調方式と同様にスペクトラム拡散信号
の復調が可能であり、しかも情報信号帯域が広がって、
各スペクトラム拡散成分がオーバーラップした場合であ
っても、その影響を完全に除去することが出来る。
ペクトラム拡散成分のみであるが、同様にしてfn（ｎ＝
1,2,3,…）のスペクトラム拡散成分の全てについて、或
はそのうちのいくつかについて復調した後、これらを合
成すれば従来の復調方式と同様にスペクトラム拡散信号
の復調が可能であり、しかも情報信号帯域が広がって、
各スペクトラム拡散成分がオーバーラップした場合であ
っても、その影響を完全に除去することが出来る。
即ち、上記復調方法を換言すれば、スペクトラム拡散
された信号の各スペクトラム成分を、多重搬送波信号の
各搬送波が同一の狭帯域情報信号で乗積変調されたもの
として捉え、復調にあたっては各搬送波信号について復
調した後合成するものである。
された信号の各スペクトラム成分を、多重搬送波信号の
各搬送波が同一の狭帯域情報信号で乗積変調されたもの
として捉え、復調にあたっては各搬送波信号について復
調した後合成するものである。
従って、伝送線路の周波数特性等の影響にて各スペク
トラム成分レベルがばらつく場合等に、適宜所要成分を
補正して高品質の復調出力を得ることもできる他、各種
自動補正が可能となる。
トラム成分レベルがばらつく場合等に、適宜所要成分を
補正して高品質の復調出力を得ることもできる他、各種
自動補正が可能となる。
次に、上述した復調方式を実現するための装置の実施
例を詳細に説明する。
例を詳細に説明する。
尚、理解を容易にするため以下示す実施例では動作上
必要な機能ブロック毎に装置を備えた場合を記載した
が、その全て或は一部をデジタル・シグナル・プロセッ
サ（DSP）等のCPU及び処理プログラムを備えた装置に置
換し得ることは当然である。
必要な機能ブロック毎に装置を備えた場合を記載した
が、その全て或は一部をデジタル・シグナル・プロセッ
サ（DSP）等のCPU及び処理プログラムを備えた装置に置
換し得ることは当然である。
第３図は本発明のスペクトラム拡散通信方式に係る信
通信装置の一実施例の概要構成を示すブロック図であ
る。
通信装置の一実施例の概要構成を示すブロック図であ
る。
同図に於いてＴは送信装置であって、伝送すべき情報
信号ｘ（ｔ）の周波数帯域を狭帯域に制限するローパス
フィルタLPF1と、その出力信号をPN系列符号ｘ（ｔ）で
変調するための乗算器１とを具えたもので、前記PN系列
符号のクロック周波数を1/T、その周期長をＮとする。
前記送信装置Ｔから送出された信号は伝送路２、例え
ば、電力送電線等を介して受信装置Ｒに送致される。
信号ｘ（ｔ）の周波数帯域を狭帯域に制限するローパス
フィルタLPF1と、その出力信号をPN系列符号ｘ（ｔ）で
変調するための乗算器１とを具えたもので、前記PN系列
符号のクロック周波数を1/T、その周期長をＮとする。
前記送信装置Ｔから送出された信号は伝送路２、例え
ば、電力送電線等を介して受信装置Ｒに送致される。
受信装置Ｒは受信した信号を多数の復調回路Kn、Kn＋
１、Kn−１、・・・に並列に入力し、夫々の復調出力を
加算器４によって合成する様に構成したものである。
１、Kn−１、・・・に並列に入力し、夫々の復調出力を
加算器４によって合成する様に構成したものである。
説明を簡単に説明するために、この実施例では三つの
復調回路Kn、Kn＋１、Kn−１に注目して説明する。
復調回路Kn、Kn＋１、Kn−１に注目して説明する。
第４図は前記復調回路の一実施の一部を示したもの
で、代表して復調回路ブロックKnについて構成及び動作
を説明する。
で、代表して復調回路ブロックKnについて構成及び動作
を説明する。
同図のKnに於いて５は搬送波再生回路、６と７は乗積
検波器であり、これら三者に受信信号を入力すると共
に、搬送波再生回路５の出力を前記乗積検波器５には直
接に、又６には90度移相器８を介して夫々供給する。
検波器であり、これら三者に受信信号を入力すると共
に、搬送波再生回路５の出力を前記乗積検波器５には直
接に、又６には90度移相器８を介して夫々供給する。
更に、二つの乗積検波器６と７の出力を夫々ローパス
フィルタLPF2、LPF3を介して一方は引算器11の一つの入
力端に、又他方は掛算器12を経て前記引算器11の第二の
入力端に供給し、前記掛け算器12の第二の入力端には後
述する補正信号発生器からの信号を供給する様に構成し
たものである。
フィルタLPF2、LPF3を介して一方は引算器11の一つの入
力端に、又他方は掛算器12を経て前記引算器11の第二の
入力端に供給し、前記掛け算器12の第二の入力端には後
述する補正信号発生器からの信号を供給する様に構成し
たものである。
又、他のブロックKn−１、Kn＋１も同様の構成であ
り、各ブロックの前記引算器の出力をすべて加算器13に
て合成した結果を復調出力とするものである。
り、各ブロックの前記引算器の出力をすべて加算器13に
て合成した結果を復調出力とするものである。
以上の構成に於いて動作を説明すると、先ず、前記搬
送波再生装置５では、受信したスペクトラム拡散信号か
ら当該ブロックにて復調せんとするスペクトル成分の中
心周波数fnのキャリアCos（ωnt＋θｎ）を例えば後述
する方法によって再生する。
送波再生装置５では、受信したスペクトラム拡散信号か
ら当該ブロックにて復調せんとするスペクトル成分の中
心周波数fnのキャリアCos（ωnt＋θｎ）を例えば後述
する方法によって再生する。
又、90度移相器８を経た信号はSin（ωnt＋θｎ）と
なり、夫々の乗積検波器６、７の出力は前記（６）
（８）式、即ち ［Ｕ｛Zn−１（ｔ）｝＋Ｕ｛Zn＋１（ｔ）｝ ＋Zn（ｔ）］Cos（ωnt＋θｎ′）及び ［Ｕ｛Zn−１（ｔ）｝＋Ｕ｛Zn＋１（ｔ）｝ ＋Zn（ｔ）］Sin（ωnt＋θｎ′）となり、これら
は周波数1/NT以下を通過するLPF2、LPF3を経て前記第
（７）（９）にて表されるRn（ｔ）とPn（ｔ）となる。
なり、夫々の乗積検波器６、７の出力は前記（６）
（８）式、即ち ［Ｕ｛Zn−１（ｔ）｝＋Ｕ｛Zn＋１（ｔ）｝ ＋Zn（ｔ）］Cos（ωnt＋θｎ′）及び ［Ｕ｛Zn−１（ｔ）｝＋Ｕ｛Zn＋１（ｔ）｝ ＋Zn（ｔ）］Sin（ωnt＋θｎ′）となり、これら
は周波数1/NT以下を通過するLPF2、LPF3を経て前記第
（７）（９）にて表されるRn（ｔ）とPn（ｔ）となる。
一方、掛算器12には後述する手段によって生成された
式（17）の補正信号 Cos｛θｎ−1/2（θn-1＋θn+1）｝/Sin（θｎ −1/2（θn-1＋θn+1）｝＝Cot｛θｎ −1/2（θn-1＋θn+1）｝ が供給され、その結果該掛算器の出力には Cot｛θｎ−1/2（θn-1＋θn+1）｝・Pn（ｔ） が得られ、引算器11に於いてこの信号を前記LPF2で得ら
れた信号Rn（ｔ）から引き算して、前記第（18）式に示
した1/2x（ｔ）となる。
式（17）の補正信号 Cos｛θｎ−1/2（θn-1＋θn+1）｝/Sin（θｎ −1/2（θn-1＋θn+1）｝＝Cot｛θｎ −1/2（θn-1＋θn+1）｝ が供給され、その結果該掛算器の出力には Cot｛θｎ−1/2（θn-1＋θn+1）｝・Pn（ｔ） が得られ、引算器11に於いてこの信号を前記LPF2で得ら
れた信号Rn（ｔ）から引き算して、前記第（18）式に示
した1/2x（ｔ）となる。
この信号はスペクトラム拡散された信号のうち搬送波
周波数fnに関する信号成分で、送信された情報信号と相
似な周波数スペクトルをもったもので、復調せんとする
信号の一部である。
周波数fnに関する信号成分で、送信された情報信号と相
似な周波数スペクトルをもったもので、復調せんとする
信号の一部である。
以上、搬送波信号fnについて説明したが、同様にして
他の搬送波信号fn+1、fn-1、fn+2、fn-2、fn+3・・・の
Ｍ個について1/2x（ｔ）を求め、これらを加算器13にて
合成することによってより大きいレベルの情報信号Mx
（ｔ）を出力する。
他の搬送波信号fn+1、fn-1、fn+2、fn-2、fn+3・・・の
Ｍ個について1/2x（ｔ）を求め、これらを加算器13にて
合成することによってより大きいレベルの情報信号Mx
（ｔ）を出力する。
尚、他のブロックKn−１、Kn＋１に於ける搬送波再生
回路５′５″・・・・は夫々の搬送波信号fn+1、fn-1・
・・を再生すべきこと、及び掛算器12′12″・・に供給
する補正信号は夫々隣接するスペクトラム拡散成分から
混入する信号に基づいて作出すべきことは言うまでもな
い。
回路５′５″・・・・は夫々の搬送波信号fn+1、fn-1・
・・を再生すべきこと、及び掛算器12′12″・・に供給
する補正信号は夫々隣接するスペクトラム拡散成分から
混入する信号に基づいて作出すべきことは言うまでもな
い。
次に、前記搬送波再生回路５及び補正信号の作出方法
について説明する。
について説明する。
上記回路に於ける搬送波発生回路５としては例えば第
５図に示すものを使用すればよい。
５図に示すものを使用すればよい。
この回路はスペクトラム拡散受信信号を端子15に入力
し、再生しようとする搬送波信号周波数fnを通過するバ
ンドパスフィルタBPF516、二乗回路17、ハイパスフィル
タ18、リミッタ19、分周器20、搬送波信号出力端子21を
順次直列接続したものに更に、前記BPF516の出力を整流
する整流器22とその取り出し端子23を付加したものであ
る。
し、再生しようとする搬送波信号周波数fnを通過するバ
ンドパスフィルタBPF516、二乗回路17、ハイパスフィル
タ18、リミッタ19、分周器20、搬送波信号出力端子21を
順次直列接続したものに更に、前記BPF516の出力を整流
する整流器22とその取り出し端子23を付加したものであ
る。
この回路は受信したスペクトラム拡散信号から夫々の
復調回路に於いて必要とする搬送波信号を生成するもの
で、各スペクトル成分の中心周波数では情報信号の帯域
が1/NTに制限されていることから、隣接する信号成分の
オーバーラップがなく、搬送波信号のみを抽出すること
が出来る。
復調回路に於いて必要とする搬送波信号を生成するもの
で、各スペクトル成分の中心周波数では情報信号の帯域
が1/NTに制限されていることから、隣接する信号成分の
オーバーラップがなく、搬送波信号のみを抽出すること
が出来る。
搬送波周波数fnを再生するブロックに於いては、BPF5
16を通過した信号は、 ｘ′（ｔ）Cos（ωnt＋θｎ）となる。尚、ダッシュを
付したのはｘ（ｔ）が当該BPFによって更に帯域制限さ
れたことを示すもので、これが次段の二乗回路17を通過
すると、 1/2x′（ｔ）２＋1/2x′（ｔ）2Cos（２ωnt ＋２θｎ） ……（19） となる。次に搬送波周波数fnが前記BPF516の出力信号
ｘ′（ｔ）の周波数帯域の二倍より大きければ、HPF18
の出力には搬送波の二倍の周波数信号が含まれるので、
これをリミッタ19に入力すれば、その出力はA Cos（２
ωnt＋２θｎ）となり、更に次段の分周器20にて周波数
を半分にすれば、Cos（ωnt＋θｎ）となって、希望す
る搬送波信号が得られる。尚、説明を簡単にするため搬
送波レベルを１としたが、このように搬送波信号を再生
する方法についてはLucky著“Principle of Data Comm
−unication"「McGraw−Hill発行」に詳細に述べられて
いる。
16を通過した信号は、 ｘ′（ｔ）Cos（ωnt＋θｎ）となる。尚、ダッシュを
付したのはｘ（ｔ）が当該BPFによって更に帯域制限さ
れたことを示すもので、これが次段の二乗回路17を通過
すると、 1/2x′（ｔ）２＋1/2x′（ｔ）2Cos（２ωnt ＋２θｎ） ……（19） となる。次に搬送波周波数fnが前記BPF516の出力信号
ｘ′（ｔ）の周波数帯域の二倍より大きければ、HPF18
の出力には搬送波の二倍の周波数信号が含まれるので、
これをリミッタ19に入力すれば、その出力はA Cos（２
ωnt＋２θｎ）となり、更に次段の分周器20にて周波数
を半分にすれば、Cos（ωnt＋θｎ）となって、希望す
る搬送波信号が得られる。尚、説明を簡単にするため搬
送波レベルを１としたが、このように搬送波信号を再生
する方法についてはLucky著“Principle of Data Comm
−unication"「McGraw−Hill発行」に詳細に述べられて
いる。
以上の搬送波再生方法は他のブロックに於いても同様
であるが、再生せんとする周波数に対応してBPF16は適
宜変更すべきことは云うまでもない。
であるが、再生せんとする周波数に対応してBPF16は適
宜変更すべきことは云うまでもない。
次に、前記掛算器12に供給する補正信号生成手段につ
いて説明する。
いて説明する。
補正信号とは搬送波信号fnに関したスペクトルを復調
の対象とするブロックに於いては、前記第（17）式にて
算出した直流信号即ち、 Cos｛θｎ−1/2（θn-1＋θn+1）｝/Sin｛θｎ −1/2（θn-1＋θn+1）｝＝Cot｛θｎ−1/2（θn-1 ＋θn+1）｝ であるが、この信号を生成するには例えば第６図に示し
た回路を使用すればよい。
の対象とするブロックに於いては、前記第（17）式にて
算出した直流信号即ち、 Cos｛θｎ−1/2（θn-1＋θn+1）｝/Sin｛θｎ −1/2（θn-1＋θn+1）｝＝Cot｛θｎ−1/2（θn-1 ＋θn+1）｝ であるが、この信号を生成するには例えば第６図に示し
た回路を使用すればよい。
第６図に示した回路は六つの信号入力端を具え、夫々
次のような信号が供給されている。
次のような信号が供給されている。
即ち、25には当該ブロックの搬送波再生回路５によっ
て生成した搬送波信号Cos（ωnt＋θｎ）、26にはfn-1
に関する復調回路ブロックKn−１の搬送波再生回路から
の搬送波信号Cos（ωn-1t＋θn-1）、27にはfn+1に関す
る復調回路Kn＋１の搬送波再生回路からの搬送波信号Co
s（ωn+1t＋θn+1）、28には前記26に供給した信号を90
度移相した信号Sin（ωn-1t＋θn-1）、即ち関連ブロッ
ク90度移相器出力を、又29には同様に前記25に供給した
信号の90度移相信号Sin（ωnt＋θｎ）を、更に30には
前記27に供給した信号の90度移相信号Sin（ωn+1t＋θ
n+1）が夫々印加されている。
て生成した搬送波信号Cos（ωnt＋θｎ）、26にはfn-1
に関する復調回路ブロックKn−１の搬送波再生回路から
の搬送波信号Cos（ωn-1t＋θn-1）、27にはfn+1に関す
る復調回路Kn＋１の搬送波再生回路からの搬送波信号Co
s（ωn+1t＋θn+1）、28には前記26に供給した信号を90
度移相した信号Sin（ωn-1t＋θn-1）、即ち関連ブロッ
ク90度移相器出力を、又29には同様に前記25に供給した
信号の90度移相信号Sin（ωnt＋θｎ）を、更に30には
前記27に供給した信号の90度移相信号Sin（ωn+1t＋θ
n+1）が夫々印加されている。
又、当該回路の内部には、端子26と27の信号を掛け算
する第１の掛算器31、端子28と30の信号を掛け算する第
２の掛算器32、前記二つの掛算器出力どうしの減算を行
う引算器33、該引算器出力の信号周波数を1/2にする分
周器34、該分周器出力と前記端子30の信号とを乗算する
第３の掛算器35、この乗算出力を入力とするローパスフ
ィルタLPF636、前記分周器34の出力と端子25の信号との
乗算を行う第４の掛算器37、該第４の掛算器の出力を供
給する第２のローパスフィルタLPF738、該LPF38と前記
第１のLPF636の出力どうしの除算を行う割算器39及びこ
の割り算結果を出力する出力端子40を具えたものであ
る。
する第１の掛算器31、端子28と30の信号を掛け算する第
２の掛算器32、前記二つの掛算器出力どうしの減算を行
う引算器33、該引算器出力の信号周波数を1/2にする分
周器34、該分周器出力と前記端子30の信号とを乗算する
第３の掛算器35、この乗算出力を入力とするローパスフ
ィルタLPF636、前記分周器34の出力と端子25の信号との
乗算を行う第４の掛算器37、該第４の掛算器の出力を供
給する第２のローパスフィルタLPF738、該LPF38と前記
第１のLPF636の出力どうしの除算を行う割算器39及びこ
の割り算結果を出力する出力端子40を具えたものであ
る。
この構成に於いて動作を説明すると、先ず、第１の掛
算器31の出力には Cos（ωn-1t＋θn-1）×Cos（ωn+1t＋θn+1） が得られ、又第２の掛算器２の出力には Sin（ωn-1t＋θn-1）×Sin（ωn+1t＋θn+1） が得られる。従ってこの両者の減算を行う引算器33の出
力は前記（13）式の演算結果である、Cos（２ωnt＋θ
n-1＋θn-1）が得られ、これが分周器34によって半分の
周波数に変換されると前記第（14）式に示した信号Cos
｛ωnt＋1/2（θn-1＋θn+1）｝となる。
算器31の出力には Cos（ωn-1t＋θn-1）×Cos（ωn+1t＋θn+1） が得られ、又第２の掛算器２の出力には Sin（ωn-1t＋θn-1）×Sin（ωn+1t＋θn+1） が得られる。従ってこの両者の減算を行う引算器33の出
力は前記（13）式の演算結果である、Cos（２ωnt＋θ
n-1＋θn-1）が得られ、これが分周器34によって半分の
周波数に変換されると前記第（14）式に示した信号Cos
｛ωnt＋1/2（θn-1＋θn+1）｝となる。
更にこの信号は二分され、一方は第三の掛算器25によ
り周波数fnの搬送波信号を90度移相した信号Sin（ωnt
＋θｎ）と掛け算され更にLPF636にて直流成分が抽出さ
れれば、前記第（16）式に示した1/2Sin｛θｎ−1/2
（θn-1＋θn+1）｝なる信号が得られ、又他方は第四の
掛算器37によってキャリア再生回路出力Cos（ωｎ＋θ
ｎ）と掛け算され更にLPF738を通過すると前記第（15）
に示した1/2Cos｛θｎ−1/2（θn-1＋θn+1）｝なる信
号が得られる。
り周波数fnの搬送波信号を90度移相した信号Sin（ωnt
＋θｎ）と掛け算され更にLPF636にて直流成分が抽出さ
れれば、前記第（16）式に示した1/2Sin｛θｎ−1/2
（θn-1＋θn+1）｝なる信号が得られ、又他方は第四の
掛算器37によってキャリア再生回路出力Cos（ωｎ＋θ
ｎ）と掛け算され更にLPF738を通過すると前記第（15）
に示した1/2Cos｛θｎ−1/2（θn-1＋θn+1）｝なる信
号が得られる。
前記二つのLPFの出力は割算器39に於いて除算されて
前記第（17）式に示したCot｛θｎ−1/2（θn-1＋
θn+1）｝なる信号が生成され、これが補正信号として
前記第４図の復調回路Knの掛算器12の一入力端に供給さ
れる。
前記第（17）式に示したCot｛θｎ−1/2（θn-1＋
θn+1）｝なる信号が生成され、これが補正信号として
前記第４図の復調回路Knの掛算器12の一入力端に供給さ
れる。
以上本発明の基本的な実施例を説明したが、その他各
種の変形が可能である。
種の変形が可能である。
例えば、電力搬送用電路、所謂電線等を通信線路とし
て使用する場合は信号周波数に対するインピーダンス特
性が不揃であるため、随所に零点或はポールが発生し、
周波数に対する受信信号レベルが大きく変動したものに
なることが多く、従来の復調方式では復調歪となってい
た。
て使用する場合は信号周波数に対するインピーダンス特
性が不揃であるため、随所に零点或はポールが発生し、
周波数に対する受信信号レベルが大きく変動したものに
なることが多く、従来の復調方式では復調歪となってい
た。
本発明によれば、各スペクトラム拡散成分を独立に復
調した後合成するものであるから、夫々の復調回路に於
いて受信レベルを検出し、不揃になった分を増幅するこ
とにより補正した上で出力することが可能である。
調した後合成するものであるから、夫々の復調回路に於
いて受信レベルを検出し、不揃になった分を増幅するこ
とにより補正した上で出力することが可能である。
即ち、前記第５図のBPF516の出力を整流器22により直
流化し、その電圧に応じて例えば第４図の復調回路出力
信号の夫々を図示を省略した増幅器等によって合成され
るレベルを均一にそろえる処理を行う。この補正処理は
前記整流回路22の出力を使用すれば自動補正することが
可能となる。また同時に、部分的にスペクトラム拡散成
分が極端に減衰して受信された場合は、これを合成信号
に加えるとかえって雑音が増加するから、前記整流出力
値が所定レベル以下のときは当該スペクトラム拡散成分
の復調出力を合成しないように制御することも、S/Nを
向上する上で有効である。
流化し、その電圧に応じて例えば第４図の復調回路出力
信号の夫々を図示を省略した増幅器等によって合成され
るレベルを均一にそろえる処理を行う。この補正処理は
前記整流回路22の出力を使用すれば自動補正することが
可能となる。また同時に、部分的にスペクトラム拡散成
分が極端に減衰して受信された場合は、これを合成信号
に加えるとかえって雑音が増加するから、前記整流出力
値が所定レベル以下のときは当該スペクトラム拡散成分
の復調出力を合成しないように制御することも、S/Nを
向上する上で有効である。
更に、本発明の変形例としては、受信側で使用する周
波数fn、fn−１、fn＋１・・・の搬送波信号を、上記説
明のように受信したスペクトラム拡散信号から再生する
代わりに、同様の信号を発生する発振手段を具えても良
い。
波数fn、fn−１、fn＋１・・・の搬送波信号を、上記説
明のように受信したスペクトラム拡散信号から再生する
代わりに、同様の信号を発生する発振手段を具えても良
い。
このとき送信側にて使用したPN符号信号と同じ信号を
用意し、送信側PN符号とのフレーム同期をとることな
く、そのクロック周波数1/Tの周期だけを抽出し、この
周期とPN符号から取り出した搬送波信号を使用すれば、
多数の発振器を具えることなく目的を達成できよう。
用意し、送信側PN符号とのフレーム同期をとることな
く、そのクロック周波数1/Tの周期だけを抽出し、この
周期とPN符号から取り出した搬送波信号を使用すれば、
多数の発振器を具えることなく目的を達成できよう。
また、復調回路の各ブロックに於いて生成した復調信
号を合成する際には出来得る限り移相をそろえる必要が
あるから、各ブロックの出力端に移相調整回路を挿入す
ることもS/Nを向上する上で効果がある。
号を合成する際には出来得る限り移相をそろえる必要が
あるから、各ブロックの出力端に移相調整回路を挿入す
ることもS/Nを向上する上で効果がある。
尚、復調回路のLPFに言及すれば、受信情報の変調速
度が1/NTであれば、この信号のナイキスト周波数は1/2N
Tとなるから、使用すべきLPFの特性は第７図に示すよう
に周波数1/2NTで振幅が1/2となるコサイン・ロールオフ
・フィルタを用いればよく、さ程の複雑さは伴わない。
度が1/NTであれば、この信号のナイキスト周波数は1/2N
Tとなるから、使用すべきLPFの特性は第７図に示すよう
に周波数1/2NTで振幅が1/2となるコサイン・ロールオフ
・フィルタを用いればよく、さ程の複雑さは伴わない。
又、受信情報信号の波形が矩形波の場合は、そのスペ
クトルは第８図に示すように周波数n/NTで零点が生じ、
且サイドローブのスペクトルは1/fRに比例して減衰す
る。従って、この場合は前記ローパスフィルタLPFを除
去しても何ら不都合なく復調が可能であるから構成が簡
単となる。
クトルは第８図に示すように周波数n/NTで零点が生じ、
且サイドローブのスペクトルは1/fRに比例して減衰す
る。従って、この場合は前記ローパスフィルタLPFを除
去しても何ら不都合なく復調が可能であるから構成が簡
単となる。
更に、スペクトラム拡散変復調方式が異なる手段が種
々提案されているが、本発明はそのいずれについても適
用可能である。
々提案されているが、本発明はそのいずれについても適
用可能である。
例えば、伝送すべき情報信号が“0"、“1"の場合、夫
々に同一符号長の異なる二つのPN符号（両者は互いに相
互相関が出来るかぎり小さいものを選ぶ）を使用し夫々
のビット値に対応して前記PN符号のいずれか一方を送信
し、復調側では前記二つのPN符号夫々にて復調した結果
のいずれかに“0"、“1"を得る通信方式、一般にCSK（C
ode Shift Keying）と呼ばれるものがあるが、この場合
の受信情報信号の変調速度が1/NTでクロック周波数が1/
Tであるとすると、二つのPN符号には共に周波数fn fn＝n/TN を含が、夫々のスペクトラムの移相特性は異なるため、
前記各式に於ける移相θｎが異なるから、そのまま本発
明を適用出来ない。そこで、この場合は復調回路の信号
処理速度を高速化することによって 又は、二つのPN符号系列毎に復調したデータの論理処理
を行うことによって正しい復調ができ、本発明の適用が
可能となる。
々に同一符号長の異なる二つのPN符号（両者は互いに相
互相関が出来るかぎり小さいものを選ぶ）を使用し夫々
のビット値に対応して前記PN符号のいずれか一方を送信
し、復調側では前記二つのPN符号夫々にて復調した結果
のいずれかに“0"、“1"を得る通信方式、一般にCSK（C
ode Shift Keying）と呼ばれるものがあるが、この場合
の受信情報信号の変調速度が1/NTでクロック周波数が1/
Tであるとすると、二つのPN符号には共に周波数fn fn＝n/TN を含が、夫々のスペクトラムの移相特性は異なるため、
前記各式に於ける移相θｎが異なるから、そのまま本発
明を適用出来ない。そこで、この場合は復調回路の信号
処理速度を高速化することによって 又は、二つのPN符号系列毎に復調したデータの論理処理
を行うことによって正しい復調ができ、本発明の適用が
可能となる。
以上、いくつかの実施例に付いて説明したが、本発明
の実施に際してはこれらに限定する必要は無く種々の変
形、或は応用が可能であり、また、各機能ブロックの実
現については、従来から使用されているデジタル・シグ
ナル・プロセッサ（DSP）に置き換え可能であることは
いう真でもない。
の実施に際してはこれらに限定する必要は無く種々の変
形、或は応用が可能であり、また、各機能ブロックの実
現については、従来から使用されているデジタル・シグ
ナル・プロセッサ（DSP）に置き換え可能であることは
いう真でもない。
（発明の効果） 本発明は以上説明したようにスペクトラム拡散された
信号を復調するに際し、拡散されたスペクトラム拡散成
分毎に夫々の搬送波成分で乗積検波した後合成するよう
にしたので、伝送すべき情報信号の周波数帯域が広くな
って隣接するスペクトラム拡散成分同士がオーバーラッ
プした状態になっても元の情報信号を良好に復調するこ
とが可能となり、従って、従来のスペクトラム拡散通信
方式と比較して単位時間当たりに伝送可能な情報量を増
加することができる。
信号を復調するに際し、拡散されたスペクトラム拡散成
分毎に夫々の搬送波成分で乗積検波した後合成するよう
にしたので、伝送すべき情報信号の周波数帯域が広くな
って隣接するスペクトラム拡散成分同士がオーバーラッ
プした状態になっても元の情報信号を良好に復調するこ
とが可能となり、従って、従来のスペクトラム拡散通信
方式と比較して単位時間当たりに伝送可能な情報量を増
加することができる。
更に、拡散された周波数帯域に対し、伝送線路等の伝
送特性が不揃のため受信された各スペクトラム拡散成分
レベルにばらつきがあったとしても必要に応じて個々の
成分レベルに補償処理を施して高品質の復調信号を導出
可能であるため、例えば電力送電用電路等を使用した通
信に極めて有効である。
送特性が不揃のため受信された各スペクトラム拡散成分
レベルにばらつきがあったとしても必要に応じて個々の
成分レベルに補償処理を施して高品質の復調信号を導出
可能であるため、例えば電力送電用電路等を使用した通
信に極めて有効である。
また、復調に当たってPN符号を送信側と同期して使用
する必要が無いので、装置の構成および制御の簡素化が
計れる。
する必要が無いので、装置の構成および制御の簡素化が
計れる。
第１図及び第２図は本発明のスペクトラム拡散通信方式
の原理を説明するための図であり送信された拡散信号の
一部を示す波形図、第３図は本発明の通信方式を説明す
るための通信系統図、第４図は本発明の方式を実施する
ための復調回路の一実施例を示すブロック図、第５図は
前記第４図に示した復調回路に於ける搬送波再生回路の
一実施例を示すブロック図、第６図は補正信号発生回路
の一実施例を示すブロック図、第７図は前記本発明の実
施例に於いて使用するLPFの特性例を示す図、第８図は
伝送情報が矩形波の場合のスペクトラム拡散成分波形を
示す図、第９図は従来のスペクトラム拡散通信方式を示
す通信系統図、第10図は情報信号の周波数帯域が1/（2N
T）未満の場合のスペクトラム拡散変調信号のスペクト
ルを示す図、第11図は情報信号の周波数帯域が1/（2N
T）以上の場合のスペクトラム拡散変調信号のスペクト
ルを示す図、第12図は情報信号周波数帯域が1/NTに拡大
されたときのスペクトラム拡散信号を示す図である。 １、３、……乗算器、２……伝送路、４……加算器、５
……搬送波再生回路、６、７……乗算検波器、８……90
度移相器、LPF2、LPF3、LPF6、LPF7、36、37……ローパ
スフィルタ、11、33……引算器、12、31、32、35、37…
…掛算器、13……加算器、16……バンドパスフィルタ、
17……二乗回路、18……ハイパスフィルタ、19……リミ
ッタ回路、20……1/2分周器、39……割り算器、Ｔ……
送信側、Ｒ……受信側、Kn、Kn−１及びKn＋１……復調
回路
の原理を説明するための図であり送信された拡散信号の
一部を示す波形図、第３図は本発明の通信方式を説明す
るための通信系統図、第４図は本発明の方式を実施する
ための復調回路の一実施例を示すブロック図、第５図は
前記第４図に示した復調回路に於ける搬送波再生回路の
一実施例を示すブロック図、第６図は補正信号発生回路
の一実施例を示すブロック図、第７図は前記本発明の実
施例に於いて使用するLPFの特性例を示す図、第８図は
伝送情報が矩形波の場合のスペクトラム拡散成分波形を
示す図、第９図は従来のスペクトラム拡散通信方式を示
す通信系統図、第10図は情報信号の周波数帯域が1/（2N
T）未満の場合のスペクトラム拡散変調信号のスペクト
ルを示す図、第11図は情報信号の周波数帯域が1/（2N
T）以上の場合のスペクトラム拡散変調信号のスペクト
ルを示す図、第12図は情報信号周波数帯域が1/NTに拡大
されたときのスペクトラム拡散信号を示す図である。 １、３、……乗算器、２……伝送路、４……加算器、５
……搬送波再生回路、６、７……乗算検波器、８……90
度移相器、LPF2、LPF3、LPF6、LPF7、36、37……ローパ
スフィルタ、11、33……引算器、12、31、32、35、37…
…掛算器、13……加算器、16……バンドパスフィルタ、
17……二乗回路、18……ハイパスフィルタ、19……リミ
ッタ回路、20……1/2分周器、39……割り算器、Ｔ……
送信側、Ｒ……受信側、Kn、Kn−１及びKn＋１……復調
回路
Claims (5)
- 【請求項１】クロック信号周波数を1/Tとし周期長ＮのP
N符号によってスペクトラム拡散された情報信号を復調
する方式に於いて、fn＝n/NT（ｎは整数）で示される拡
散されたスペクトラム成分の各搬送波信号を再生もしく
は生成し、受信した信号を前記各搬送波信号により乗積
検波し、該乗積信号を合成したことを特徴とするスペク
トラム拡散信号の復調方式。 - 【請求項２】クロック信号周波数を1/Tとし周期長ＮのP
N符号によってスペクトラム拡散された情報信号を復調
する方式に於いて、fn＝n/NT（ｎは整数）で示される拡
散されたスペクトラム成分のうち隣接する少なくとも三
つの各搬送波信号を再生もしくは生成し、受信した信号
を前記各搬送波信号により乗積検波すると共に、前記搬
送波信号に基づき生成した補正信号により隣接する前記
乗積検波信号の重なる部分を互いに減算除去したことを
特徴とするスペクトラム拡散信号の復調方式。 - 【請求項３】クロック信号周波数を1/Tとし周期長ＮのP
N符号によってスペクトラム拡散された情報信号を復調
する方式に於いて、fn＝n/NT（Ｎは整数）で示される拡
散されたスペクトラム成分の各搬送波信号を再生もしく
は生成し、受信した信号を前記各搬送波信号により乗積
検波して得られる第一の信号群と、前記搬送波信号を90
度移相したもので乗積検波して得られる第二の信号群
と、前記搬送波信号の隣接する三つの搬送波信号周波数
をfn−1,fn,fn＋１とし夫々の移相をθｎ−1,θn,θｎ
＋１とするとき、前記第一、第二の信号群と前記三つの
搬送波信号からθｎ−1/2（θｎ＋１＋θｎ−１）なる
位相値を算出すると共に、該位相値を使用して前記第一
の信号群からオーバーラップする隣接スペクトラム拡散
成分の信号を除去したことを特徴とする特許請求の範囲
（１）又は（２）項記載のスペクトラム拡散信号の復調
方式。 - 【請求項４】前記受信されたスペクトラム拡散成分夫々
の搬送波周波数成分のレベルを検出し、該レベルに基づ
いて夫々のスペクトラム拡散成分又はそれらの復調レベ
ルを制御する自動利得調整手段を具えたことを特徴とす
る特許請求の範囲（１）、（２）又は（３）項記載のス
ペクトラム拡散信号の復調方式。 - 【請求項５】前記受信したスペクトラム拡散成分のうち
レベルが所定値以下のものについては復調処理をせず、
又は復調信号を復調出力に合成しないようにしたことを
特徴とする特許請求の範囲（１）、（２）、（３）又は
（４）項記載のスペクトラム拡散信号の復調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27281190A JP2805541B2 (ja) | 1990-10-11 | 1990-10-11 | スペクトラム拡散信号の復調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27281190A JP2805541B2 (ja) | 1990-10-11 | 1990-10-11 | スペクトラム拡散信号の復調方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04150332A JPH04150332A (ja) | 1992-05-22 |
| JP2805541B2 true JP2805541B2 (ja) | 1998-09-30 |
Family
ID=17519086
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27281190A Expired - Fee Related JP2805541B2 (ja) | 1990-10-11 | 1990-10-11 | スペクトラム拡散信号の復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2805541B2 (ja) |
-
1990
- 1990-10-11 JP JP27281190A patent/JP2805541B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04150332A (ja) | 1992-05-22 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |