JPS61171239A - 合成ダイバ−シチ受信装置 - Google Patents
合成ダイバ−シチ受信装置Info
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- JPS61171239A JPS61171239A JP60012022A JP1202285A JPS61171239A JP S61171239 A JPS61171239 A JP S61171239A JP 60012022 A JP60012022 A JP 60012022A JP 1202285 A JP1202285 A JP 1202285A JP S61171239 A JPS61171239 A JP S61171239A
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- agc amplifier
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/084—Equal gain combining, only phase adjustments
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、フェージングの存在する通信機において、
受信品質を向上させるために２つ以上のダイバーシチブ
ランチの受信信号を同相で合成する合成ダイバーシチ受
信装置に関するものである。
受信品質を向上させるために２つ以上のダイバーシチブ
ランチの受信信号を同相で合成する合成ダイバーシチ受
信装置に関するものである。
第４図は、例えば特開昭５７−１２５５３６号公報に示
された従来の合成ダイバーシチ受信装置であり、図にお
いて、１，２は受信アンテナ、３，４はそれぞれ受信ア
ンテナ１，２からの信号を増幅するＲＦ増幅器、５．６
はこのＲＦ増幅器３，４の出力信号と後述する帰還回路
の出力信号の差の周波数をとる第１ミキサー、７，８は
それぞれ上記第１ミキサー５．６の出力に接続された帯
域通過フィルタ、９．１０はこのフィルタ７．８の出力
信号を増幅する増幅器、１１．１２はそれぞれこの増幅
器９，１０の出力信号と上記ＲＦ増幅器３゜４の出力信
号の差の周波数をとる第２ミキサー、１３はこれらの第
２ミキサー１１．１２の出力を合成する合成器、４０は
出力信号を上記第１ミキサー５．６に帰還する帰還回路
であり、これは帯域通過フィルタ１４及びリミッタ１５
により構成されている。１６は出力信号である。
された従来の合成ダイバーシチ受信装置であり、図にお
いて、１，２は受信アンテナ、３，４はそれぞれ受信ア
ンテナ１，２からの信号を増幅するＲＦ増幅器、５．６
はこのＲＦ増幅器３，４の出力信号と後述する帰還回路
の出力信号の差の周波数をとる第１ミキサー、７，８は
それぞれ上記第１ミキサー５．６の出力に接続された帯
域通過フィルタ、９．１０はこのフィルタ７．８の出力
信号を増幅する増幅器、１１．１２はそれぞれこの増幅
器９，１０の出力信号と上記ＲＦ増幅器３゜４の出力信
号の差の周波数をとる第２ミキサー、１３はこれらの第
２ミキサー１１．１２の出力を合成する合成器、４０は
出力信号を上記第１ミキサー５．６に帰還する帰還回路
であり、これは帯域通過フィルタ１４及びリミッタ１５
により構成されている。１６は出力信号である。
次に動作について説明する。受信アンテナ１゜２の各受
信信号ｆｃｆ匹但土ＬＬ、ｆ Ｃ１旦但土ＬＬは、それ
ぞれＲＦ増幅器３．４を経て第１ミキサー５．６と第２
ミキサー１１．１２へ供給させる。
信信号ｆｃｆ匹但土ＬＬ、ｆ Ｃ１旦但土ＬＬは、それ
ぞれＲＦ増幅器３．４を経て第１ミキサー５．６と第２
ミキサー１１．１２へ供給させる。
ここでｆｃは入力信号のキャリア周波数、ｍ （ｔ）は
変調信号、θ１．θ２はフェージングによるランダム位
相である。またこの時、帰還回路４０のリミッタ１５の
出力信号１６はｆｏ／旦現となる。
変調信号、θ１．θ２はフェージングによるランダム位
相である。またこの時、帰還回路４０のリミッタ１５の
出力信号１６はｆｏ／旦現となる。
ｆｏは帰還回路４０の出力周波数である。
第１ミキサー５．６において、上記受信信号とリミッタ
１５の出力信号との相関がとられ、その出力は帯域通過
フィルタ７．８及び増幅器９，１０を経て第２ミキサー
１１．１２に入力される。
１５の出力信号との相関がとられ、その出力は帯域通過
フィルタ７．８及び増幅器９，１０を経て第２ミキサー
１１．１２に入力される。
増幅器９，１０の出力信号は、それぞれ（ｆｃ−ｆ ｏ
）、乙！」−１（ｆｃ−ｆＯ）／ＬＬである。次に第２
ミキサー１１．１２において、増幅器９゜１０の出力信
号と上記受信信号とが混合され、第２ミキサー１１．１
２の出力信号はともにｆｏＺ二世となり、フェージング
によるランダム位相θ１゜θ２は除去される。この出力
信号は合成器１３によって合成されたのち、帯域通過フ
ィルタ１４及びリミッタ１５を経て、第１ミキサー５．
６に帰還される。
）、乙！」−１（ｆｃ−ｆＯ）／ＬＬである。次に第２
ミキサー１１．１２において、増幅器９゜１０の出力信
号と上記受信信号とが混合され、第２ミキサー１１．１
２の出力信号はともにｆｏＺ二世となり、フェージング
によるランダム位相θ１゜θ２は除去される。この出力
信号は合成器１３によって合成されたのち、帯域通過フ
ィルタ１４及びリミッタ１５を経て、第１ミキサー５．
６に帰還される。
次に合成ダイバーシチ受信装置によるマルチパス歪の低
減効果を具体例で説明する。第５図（ａ）は、マルチパ
ス歪がないときの正弦波信号で変調されたＦ Ｍ波のス
ペクトルを示す、ｆｃはキャリア周波数、ｆｍは変調信
号の周波数であり、この図にはキャリアのスペクトル１
７、及び変調信号の基本波の上側波１８ａ１下側波１８
ｂを示す。簡単のために、ＦＭ波の変調信号成分は基本
波のみを考慮しているが、−膜性は失われない、第５図
ｈ）Ｊは、第５図（ａｌに関連したＦＭ波のベクトル図
を示している。受信アンテナ１．２に第５図（ａ）のＦ
Ｍ波が入力されたときは、帰還回路４０の出力１６のス
ペクトルも第５図（ａ）と同型のスペクトルとなる。但
し、キャリア周波数ｆｃは出力周波数ｆＯに変換されて
おり、第５図（Ｃ）にこれを示している。
減効果を具体例で説明する。第５図（ａ）は、マルチパ
ス歪がないときの正弦波信号で変調されたＦ Ｍ波のス
ペクトルを示す、ｆｃはキャリア周波数、ｆｍは変調信
号の周波数であり、この図にはキャリアのスペクトル１
７、及び変調信号の基本波の上側波１８ａ１下側波１８
ｂを示す。簡単のために、ＦＭ波の変調信号成分は基本
波のみを考慮しているが、−膜性は失われない、第５図
ｈ）Ｊは、第５図（ａｌに関連したＦＭ波のベクトル図
を示している。受信アンテナ１．２に第５図（ａ）のＦ
Ｍ波が入力されたときは、帰還回路４０の出力１６のス
ペクトルも第５図（ａ）と同型のスペクトルとなる。但
し、キャリア周波数ｆｃは出力周波数ｆＯに変換されて
おり、第５図（Ｃ）にこれを示している。
今、受信アンテナ２に周波数選択性マルチパス歪がある
ときのＦＭ波が入力されたとする。このときのＦＭ波の
スペクトルを第５図１ｄ）に、ベクトル図を第５図（ｅ
）に示す。このとき、第１ミキサー５．６によって受信
信号と帰還回路４０の出力１６の相関がとられる。マル
チパス歪が存在しない系の第１ミキサー５の出力におけ
るスペクトルを第５図（ｆ）に示す、またマルチパス歪
が存在する系の第１ミキサー６の出力におけるスペクト
ルを第５図（幻に示す。この第５図（ｇ）において、１
９はキャリア成分の相関がとられたスペクトル、２０ａ
は上側波のマルチパス歪成分のスペクトル、２０ｂは下
側波のマルチパス歪成分のスペクトルを示す。この図に
示すように、マルチパス歪の存在する系の第１ミキサー
６の出力においては、キャリア成分のパワーの相関は小
さくなり、変調信号成分のマルチパス歪成分が現れる。
ときのＦＭ波が入力されたとする。このときのＦＭ波の
スペクトルを第５図１ｄ）に、ベクトル図を第５図（ｅ
）に示す。このとき、第１ミキサー５．６によって受信
信号と帰還回路４０の出力１６の相関がとられる。マル
チパス歪が存在しない系の第１ミキサー５の出力におけ
るスペクトルを第５図（ｆ）に示す、またマルチパス歪
が存在する系の第１ミキサー６の出力におけるスペクト
ルを第５図（幻に示す。この第５図（ｇ）において、１
９はキャリア成分の相関がとられたスペクトル、２０ａ
は上側波のマルチパス歪成分のスペクトル、２０ｂは下
側波のマルチパス歪成分のスペクトルを示す。この図に
示すように、マルチパス歪の存在する系の第１ミキサー
６の出力においては、キャリア成分のパワーの相関は小
さくなり、変調信号成分のマルチパス歪成分が現れる。
第１ミキサー５の出力信号は、帯域通過フィルタ７及び
増幅器９を経て第２ミキサー１１に入力される。この時
の増幅器９の出力信号のスペクトルを第５図（ｈ）に示
す。また、マルチパス歪が存在する系の第１ミキサー６
の出力信号も帯域通過フィルタ８及び増幅器１０を経て
第２ミキサー１２に入力されるが、帯域通過フィルタ７
．８の帯域幅は２ｆｍより狭いため、増幅器１０の出力
信号のスペクトルは第５図（１）で示すものとなる。第
５図（ｈ）と第５図＋１）の比較から明らかなように、
マルチパス歪が存在する系の（ｆｃ−ｔｏ）成分のレベ
ルは、マルチパス歪が存在しない系の（ｆｃ−ｆｏ）成
分のレベルより小さくなる。従って第２ミキサー１１．
１２から出力される受信波は、上記増幅器９，１０の出
力レベルが重み付けされた受信波となる。第５図（Ｊ）
、 （ｋ）に第２ミキサー１１゜１２の出力信号のスペ
クトルを示す。これらの出力信号は合成器１３で合成さ
れるが、マルチパス歪が存在する系の出力信号（第５図
（ｋ））はマルチバス歪がない系の出力信号（第５図（
ｊ））と比較してレベル的に低いため、合成器１３の出
力はマルチパス歪が存在しない系の信号（第５図０））
とほぼ同様となる。このようにして、マルチパス歪が低
減できる。
増幅器９を経て第２ミキサー１１に入力される。この時
の増幅器９の出力信号のスペクトルを第５図（ｈ）に示
す。また、マルチパス歪が存在する系の第１ミキサー６
の出力信号も帯域通過フィルタ８及び増幅器１０を経て
第２ミキサー１２に入力されるが、帯域通過フィルタ７
．８の帯域幅は２ｆｍより狭いため、増幅器１０の出力
信号のスペクトルは第５図（１）で示すものとなる。第
５図（ｈ）と第５図＋１）の比較から明らかなように、
マルチパス歪が存在する系の（ｆｃ−ｔｏ）成分のレベ
ルは、マルチパス歪が存在しない系の（ｆｃ−ｆｏ）成
分のレベルより小さくなる。従って第２ミキサー１１．
１２から出力される受信波は、上記増幅器９，１０の出
力レベルが重み付けされた受信波となる。第５図（Ｊ）
、 （ｋ）に第２ミキサー１１゜１２の出力信号のスペ
クトルを示す。これらの出力信号は合成器１３で合成さ
れるが、マルチパス歪が存在する系の出力信号（第５図
（ｋ））はマルチバス歪がない系の出力信号（第５図（
ｊ））と比較してレベル的に低いため、合成器１３の出
力はマルチパス歪が存在しない系の信号（第５図０））
とほぼ同様となる。このようにして、マルチパス歪が低
減できる。
しかるに、従来の合成ダイバーシチ受信装置において強
いレベルの入力信号が受信されると、ＲＦ増幅器３．４
の出力信号が飽和してしまい、マルチパス歪を低減する
ことができなくなるという問題があった。このことをよ
り詳細に説明すると、マルチパス歪が存在する受信アン
テナ２の入力波形（第５図（ｄ））がＲＦ増幅器４で飽
和すると第５図（１）で示すようなものとなり、このと
き、第１ミキサー６の出力信号のスペクトルは第５図（
−で示すようなものとなる。この第５図（ホ）において
、２１はキャリア成分の相関がとられたスペクトル、２
２ａは上側波のマルチパス歪成分のスペクトル、２２ｂ
は下側波のマルチパス歪成分のスペクトルを示す。この
ように、ＲＦ増＠器３，４の出力信号が飽和すると、マ
ルチパス歪が存在する系のキャリア成分の相関のレベル
は、第５図（ｈ）の無歪系の第１ミキサー５のキャリア
成分の相関のレベルと同程度となる。従って、第１ミキ
サー５．６における（ｆｃ−ｆｏ）成分のスペクトルは
、それぞれ帯域通過フィルタ７．８及び増幅器９．１０
を経て第２ミキサー１１．１２に入力されるが、（ｆｃ
−ｆｏ）成分のレベルは同程度である。これより第２ミ
キサー１１．１２の出力信号は、それぞれ第５図（ｎ）
、 （０）に示すものとなる。このように、マルチパス
歪が存在する系の第２ミキサー１２の出力信号レベルと
マルチパス歪がない系の第２ミキサー１１の出力信号レ
ベルの差は小さいため、合成器１３で合成されてもマル
チパス歪は低減できない。
いレベルの入力信号が受信されると、ＲＦ増幅器３．４
の出力信号が飽和してしまい、マルチパス歪を低減する
ことができなくなるという問題があった。このことをよ
り詳細に説明すると、マルチパス歪が存在する受信アン
テナ２の入力波形（第５図（ｄ））がＲＦ増幅器４で飽
和すると第５図（１）で示すようなものとなり、このと
き、第１ミキサー６の出力信号のスペクトルは第５図（
−で示すようなものとなる。この第５図（ホ）において
、２１はキャリア成分の相関がとられたスペクトル、２
２ａは上側波のマルチパス歪成分のスペクトル、２２ｂ
は下側波のマルチパス歪成分のスペクトルを示す。この
ように、ＲＦ増＠器３，４の出力信号が飽和すると、マ
ルチパス歪が存在する系のキャリア成分の相関のレベル
は、第５図（ｈ）の無歪系の第１ミキサー５のキャリア
成分の相関のレベルと同程度となる。従って、第１ミキ
サー５．６における（ｆｃ−ｆｏ）成分のスペクトルは
、それぞれ帯域通過フィルタ７．８及び増幅器９．１０
を経て第２ミキサー１１．１２に入力されるが、（ｆｃ
−ｆｏ）成分のレベルは同程度である。これより第２ミ
キサー１１．１２の出力信号は、それぞれ第５図（ｎ）
、 （０）に示すものとなる。このように、マルチパス
歪が存在する系の第２ミキサー１２の出力信号レベルと
マルチパス歪がない系の第２ミキサー１１の出力信号レ
ベルの差は小さいため、合成器１３で合成されてもマル
チパス歪は低減できない。
また、マルチパス歪以外の到来妨害波や雑音が受信信号
に加わったときも、前述のマルチパス歪において説明し
たときと同様の原因でダイバーシチ効果がなくなってし
まう。
に加わったときも、前述のマルチパス歪において説明し
たときと同様の原因でダイバーシチ効果がなくなってし
まう。
この発明は、上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、従来のＲＦ＊＠器の出力信号が飽和するよ
うな信号が入力した場合にも、希望信号以外の不要な成
分を低減できる合成ダイバーシチ受信装置を得ることを
目的とする。
れたもので、従来のＲＦ＊＠器の出力信号が飽和するよ
うな信号が入力した場合にも、希望信号以外の不要な成
分を低減できる合成ダイバーシチ受信装置を得ることを
目的とする。
この発明に係る合成ダイバーシチ受信装置は、従来装置
におけるＲＦ増Ｉｌｌ器をＡＧＣ増幅器に置き換え、希
望信号以外の不要な成分を検出するとともに、その検出
結果によってＡＧＣ増幅器の利。
におけるＲＦ増Ｉｌｌ器をＡＧＣ増幅器に置き換え、希
望信号以外の不要な成分を検出するとともに、その検出
結果によってＡＧＣ増幅器の利。
得を制御するようにしたものである。
この発明においては、受信波中の不要成分を検出し、そ
の検出結果に応じてＡＧＣ増幅器の利得を制御し、受信
波を常に線形的に増幅するとともに各受信波の受信状態
によって該各受信波に重み付けを行ない、常に不要成分
の低減を可能とする。
の検出結果に応じてＡＧＣ増幅器の利得を制御し、受信
波を常に線形的に増幅するとともに各受信波の受信状態
によって該各受信波に重み付けを行ない、常に不要成分
の低減を可能とする。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、第４図と同一符号は同−又は相当部分を示
す、２３．２４はＡＧＣ増幅器、２５．２６は受信波の
うちの（ｆｃ−ｆｏ）成分を除去し不要な成分を通過さ
せるフィルタ、２７゜２８はこのフィルタ２５．２６に
より抽出された不要な成分を増幅する増幅器であり、上
記フィルタ２５．２６及び増幅器２７．２８により、不
要信号成分のレベルに応じて上記ＡＧＣ増幅器の利得を
制限するＡＧＣ増幅器利得制御手段が構成されている。
図において、第４図と同一符号は同−又は相当部分を示
す、２３．２４はＡＧＣ増幅器、２５．２６は受信波の
うちの（ｆｃ−ｆｏ）成分を除去し不要な成分を通過さ
せるフィルタ、２７゜２８はこのフィルタ２５．２６に
より抽出された不要な成分を増幅する増幅器であり、上
記フィルタ２５．２６及び増幅器２７．２８により、不
要信号成分のレベルに応じて上記ＡＧＣ増幅器の利得を
制限するＡＧＣ増幅器利得制御手段が構成されている。
なお、上記ＡＧＣ増幅器２３．２４の時定数は、受信レ
ベルがフェージング周期で変動するために該受信レベル
が変動する時間より小さく設定されている。
ベルがフェージング周期で変動するために該受信レベル
が変動する時間より小さく設定されている。
次に動作について説明する。動作原理は従来の合成ダイ
バーシチ受信装置と同じであるが、本実施例では従来の
問題点が解決できる。以下、これを具体例で説明する。
バーシチ受信装置と同じであるが、本実施例では従来の
問題点が解決できる。以下、これを具体例で説明する。
受信アンテナ１．２に、第５図（ａ）で示すようなマル
チパス歪がないＦＭ波が入力されているときは従来の合
成ダイバーシチ受信装置と同様に動作している。そして
受信アンテナ２に、第５図＜ｄ）で示すようなマルチパ
ス歪が存在するＦＭ波が入力すると、この信号はＡＧＣ
増幅器２４で増幅される。従来と同様に、ＡＧＣ増幅器
２４からの出力信号が飽和していると、該出力信号は第
５図（１）に示すような信号となる。従って、この場合
第１ミキサー６からの出力信号のスペクトルは、従来と
同様に第５図（−に示すようなものとなる。
チパス歪がないＦＭ波が入力されているときは従来の合
成ダイバーシチ受信装置と同様に動作している。そして
受信アンテナ２に、第５図＜ｄ）で示すようなマルチパ
ス歪が存在するＦＭ波が入力すると、この信号はＡＧＣ
増幅器２４で増幅される。従来と同様に、ＡＧＣ増幅器
２４からの出力信号が飽和していると、該出力信号は第
５図（１）に示すような信号となる。従って、この場合
第１ミキサー６からの出力信号のスペクトルは、従来と
同様に第５図（−に示すようなものとなる。
ここで、マルチパス歪が存在すると上記第５図（ホ）の
ようにマルチパス歪成分２２ａ、２２ｂが第１ミキサー
６によって出力される。またＡＧＣ増幅器２４からの信
号が線形的に増幅されるときのマルチパス歪成分２０ａ
、２０ｂと比較して、飽和状態のときのマルチパス歪成
分２２ａ、２２ｂはレベル的に大きい、従ってこのマル
チパス歪成分２２ａ、２２ｂのみをフィルタ２６によっ
て抽出し、この抽出した結果に応じて増幅８２Ｂにより
マルチパス歪の程度に比例してＡＧＣ増幅器２８の利得
を制限する。ＡＧＣ増幅器２４の利得が制限されるとき
、ＡＧＣ増幅器２４からの信号のスペクトル成分は第５
図（１）に示したものから第２図（ａ）に示したものに
変更される。従って第１ミキサー６からの出力信号のス
ペクトル成分は第２図山）に示すものとなり、このため
、マルチパス歪が存在する系の第２ミキサー１２の出力
信号のスペクトルは第２図（Ｃ）、マルチパス歪が存在
しない系の第２ミキサー１１の出力信号のスペクトルは
第２図（ｄ）に示したものとなる。これらの信号を合成
器１３で合成すると、従来の合成ダイバーシチ受信装置
と同様な原理で、マルチパス歪の低減効果が可能となる
。
ようにマルチパス歪成分２２ａ、２２ｂが第１ミキサー
６によって出力される。またＡＧＣ増幅器２４からの信
号が線形的に増幅されるときのマルチパス歪成分２０ａ
、２０ｂと比較して、飽和状態のときのマルチパス歪成
分２２ａ、２２ｂはレベル的に大きい、従ってこのマル
チパス歪成分２２ａ、２２ｂのみをフィルタ２６によっ
て抽出し、この抽出した結果に応じて増幅８２Ｂにより
マルチパス歪の程度に比例してＡＧＣ増幅器２８の利得
を制限する。ＡＧＣ増幅器２４の利得が制限されるとき
、ＡＧＣ増幅器２４からの信号のスペクトル成分は第５
図（１）に示したものから第２図（ａ）に示したものに
変更される。従って第１ミキサー６からの出力信号のス
ペクトル成分は第２図山）に示すものとなり、このため
、マルチパス歪が存在する系の第２ミキサー１２の出力
信号のスペクトルは第２図（Ｃ）、マルチパス歪が存在
しない系の第２ミキサー１１の出力信号のスペクトルは
第２図（ｄ）に示したものとなる。これらの信号を合成
器１３で合成すると、従来の合成ダイバーシチ受信装置
と同様な原理で、マルチパス歪の低減効果が可能となる
。
このように本実施例装置では、アンテナからの受信信号
をＡＧＣ増幅器で増幅するとともに、マルチパス歪成分
を検出してその検出レベルによって上記ＡＧＣ増幅器の
利得を制御するようにしたので、受信波の受信状態に応
じて増幅を行なうことができ、常にマルチパス歪の低減
が可能となる。
をＡＧＣ増幅器で増幅するとともに、マルチパス歪成分
を検出してその検出レベルによって上記ＡＧＣ増幅器の
利得を制御するようにしたので、受信波の受信状態に応
じて増幅を行なうことができ、常にマルチパス歪の低減
が可能となる。
また本実施例では、マルチパス歪成分以外の不要な成分
をもフィルタ２５．２６で検出でき、（ｆｃ−ｆｏ）成
分以外の全ての不要成分を低減で Ｊきる。
をもフィルタ２５．２６で検出でき、（ｆｃ−ｆｏ）成
分以外の全ての不要成分を低減で Ｊきる。
なお、上記実施例では、（ｆｃ−ｆｏ）成分を除去し不
要な成分を通過させるフィルタ２５．２６と増％ｌｉ！
２７．２８とによって希望信号以外の不要な成分を検出
するようにしたが、第３図に示すように、二乗包絡線検
波器２９．３０及び低域通過フィルタ３１．３２によっ
ても希望信号以外の不要な成分は検出でき、上記実施例
と同様の効果を奏する。
要な成分を通過させるフィルタ２５．２６と増％ｌｉ！
２７．２８とによって希望信号以外の不要な成分を検出
するようにしたが、第３図に示すように、二乗包絡線検
波器２９．３０及び低域通過フィルタ３１．３２によっ
ても希望信号以外の不要な成分は検出でき、上記実施例
と同様の効果を奏する。
また、上記２つの実施例では、帯域通過フィルタ７．８
の後に増幅器９．１０を設けているが、これらの順序が
逆であってもよい、さらに、中間周波数を利用した受信
機にもこの発明を適用でき、上記実施例と同様の効果が
得られる。
の後に増幅器９．１０を設けているが、これらの順序が
逆であってもよい、さらに、中間周波数を利用した受信
機にもこの発明を適用でき、上記実施例と同様の効果が
得られる。
以上のように、本発明に係る合成ダイバーシチ受信装置
によれば、アンテナからの受信信号をＡａＣ増幅器で増
幅するとともに、受信信号中の希望信号以外の不要な成
分を検出し、該検出結果に応じて上記ＡＧＣ増幅器の利
得を制御するようにしたので、各受信波を、その受信状
態に応じて増幅することができ、常に不要成分の低減効
果が期待でき、受信品質を大幅に向上できる効果がある
。
によれば、アンテナからの受信信号をＡａＣ増幅器で増
幅するとともに、受信信号中の希望信号以外の不要な成
分を検出し、該検出結果に応じて上記ＡＧＣ増幅器の利
得を制御するようにしたので、各受信波を、その受信状
態に応じて増幅することができ、常に不要成分の低減効
果が期待でき、受信品質を大幅に向上できる効果がある
。
第１図は本発明の一実施例による合成ダイバーシチ受信
装置のブロック構成図、第２図（ａ）ないしくｄ）は該
装置の動作を説明するための信号スペクトル図、第３図
は本発明あ他の実施例を示す図、第４図は従来の合成ダ
イバーシチ受信装置のブロック構成図、第５図（ａ）な
いしく０）はその動作を説明するための信号スペクトル
図である。 １．２・・・受信アンテナ、５．６・・・第１ミキサー
、７．８・・・帯域通過フィルタ、１１．１２・・・第
２ミキサー、１３・・・合成器、１４・・・帯域通過フ
ィルタ、１５・・・リミッタ、２３．２４・・・ＡＧＣ
増幅器、２５．２６・・・フィルタ、２７．２８・・・
増幅器、２９゜３０・・・二乗包路線検波器、３１．３
２・・・低域通過フィルタ、４０・・・帰還回路。 なお図中同一符号は同−又は相当部分を示す。
装置のブロック構成図、第２図（ａ）ないしくｄ）は該
装置の動作を説明するための信号スペクトル図、第３図
は本発明あ他の実施例を示す図、第４図は従来の合成ダ
イバーシチ受信装置のブロック構成図、第５図（ａ）な
いしく０）はその動作を説明するための信号スペクトル
図である。 １．２・・・受信アンテナ、５．６・・・第１ミキサー
、７．８・・・帯域通過フィルタ、１１．１２・・・第
２ミキサー、１３・・・合成器、１４・・・帯域通過フ
ィルタ、１５・・・リミッタ、２３．２４・・・ＡＧＣ
増幅器、２５．２６・・・フィルタ、２７．２８・・・
増幅器、２９゜３０・・・二乗包路線検波器、３１．３
２・・・低域通過フィルタ、４０・・・帰還回路。 なお図中同一符号は同−又は相当部分を示す。
Claims (2)
- （１）複数のアンテナからの受信信号の各々を増幅する
ＡＧＣ増幅器と、該各ＡＧＣ増幅器の出力信号と後述す
る帰還回路からの信号とを混合する第１ミキサーと、該
各第１ミキサーの出力に接続される帯域通過フィルタと
、該各帯域通過フィルタの出力信号と上記各ＡＧＣ増幅
器の出力信号とを混合する第２ミキサーと、該各第２ミ
キサーの出力を合成する合成器と、該合成器の出力を上
記各第１ミキサーに帰還する帰還回路と、受信信号中の
希望信号以外の不要な信号成分のレベルを検出するとと
もに該検出結果に応じて上記ＡＧＣ増幅器の利得を制限
するＡＧＣ増幅器利得制御手段とを備えたことを特徴と
する合成ダイバーシチ受信装置。 - （２）上記ＡＧＣ増幅器は、その応答時間がフェージン
グ間隔の時間より短いものであることを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の合成ダイバーシチ受信装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60012022A JPS61171239A (ja) | 1985-01-24 | 1985-01-24 | 合成ダイバ−シチ受信装置 |
| US06/816,797 US4748682A (en) | 1985-01-08 | 1986-01-07 | Combined diversity receiving apparatus |
| DE19863600280 DE3600280A1 (de) | 1985-01-08 | 1986-01-08 | Kombinierte mehrfach-empfangsvorrichtung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60012022A JPS61171239A (ja) | 1985-01-24 | 1985-01-24 | 合成ダイバ−シチ受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61171239A true JPS61171239A (ja) | 1986-08-01 |
Family
ID=11793971
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60012022A Pending JPS61171239A (ja) | 1985-01-08 | 1985-01-24 | 合成ダイバ−シチ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61171239A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03115441U (ja) * | 1990-03-09 | 1991-11-28 | ||
| US5390345A (en) * | 1990-06-01 | 1995-02-14 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Method for preventing desensitization and radio interference of radio receivers |
| CN100466503C (zh) * | 2003-05-13 | 2009-03-04 | Lg电子株式会社 | 高数据速率型移动通信系统的移动站的接收分集装置和方法 |
-
1985
- 1985-01-24 JP JP60012022A patent/JPS61171239A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03115441U (ja) * | 1990-03-09 | 1991-11-28 | ||
| US5390345A (en) * | 1990-06-01 | 1995-02-14 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Method for preventing desensitization and radio interference of radio receivers |
| CN100466503C (zh) * | 2003-05-13 | 2009-03-04 | Lg电子株式会社 | 高数据速率型移动通信系统的移动站的接收分集装置和方法 |
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